WO2018220284A1 - Procédé d'optimisation de la durée d'un temps mort lors des commutations d'un bras d'interrupteur commande en fréquence - Google Patents

Procédé d'optimisation de la durée d'un temps mort lors des commutations d'un bras d'interrupteur commande en fréquence Download PDF

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dead time
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Huan ZHOU
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Valeo Siemens Eautomotive France Sas
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Definitions

  • the invention relates to the field of switch arms, such as H bridges, and more specifically that of the frequency controlled switch arms, in particular for controlling an energy flowing in a converter circuit.
  • DC-DC voltage such as a resonant circuit.
  • the present invention provides a switching method of a switch arm, such as an H bridge or half-bridge in H, optimized in that the dead time observed at each switching has a time adjusted in real time.
  • H bridges or H-half bridges are circuits for controlling the polarity across a load.
  • An H-bridge comprises four switching elements (an H half-bridge comprises two) whose switching is controlled to control this polarity.
  • an H bridge or an H half-bridge can control an energy for the rotation of a rotating electrical machine or control an energy flowing in a resonant circuit of the LLC type, for example.
  • a switch arm H such as an H bridge or an H half bridge, comprises a high branch and a low branch.
  • a high branch of an H half-bridge connects a terminal of the circuit controlled by the H-half bridge to a high terminal of the H-half bridge, via a high switching element QH, the upper terminal of the half-bridge.
  • H being connected to a high terminal of a power supply, said high switching element QH being typically controlled by a pulse width modulation generator outputting a control signal HS.
  • a low branch of an H half bridge connects a terminal of the circuit controlled by the H half bridge to a lower terminal of the H half bridge, via a low switching element QL, the lower terminal of the bridge.
  • the H-half bridge is powered by a voltage Vin input between the ground and the upper terminal of the H-half bridge to output an output voltage of the output system Vout.
  • any switching command of a half-bridge in H is subject to a dead time during which the up and down switching elements are both open.
  • the objective is in particular that the switching element whose opening is controlled is indeed open before controlling the closure of the other switching element to ensure that there is no "cross -conduction ".
  • a disadvantage of the implementation of dead time as it is performed in the state of the art lies in the fact that said dead times are configured to ensure that no phenomenon of "cross-conduction Does not happen. It is therefore generally long and prevents increasing the switching speed of the corresponding H bridge.
  • the half-bridges in H preferably comprise switching elements QH, QL allowing a smooth switching, that is to say without loss, or ZVS for "zero voltage switching" in English. Therefore, said switching elements QH, QL are composed of a switching element with, in parallel, a so-called soft switching capacity CH, CL.
  • the charging and discharging of these CH, CL capacitors is controlled so as to allow smooth switching of the half-bridge in H. In other words, the complete charge or full discharge of these soft switching CH, CL capacitors is necessary to allow the closure of a switching element with a zero or virtually zero voltage across its terminals.
  • a dead time is imposed on the high and low switching elements QH, QL during which said switching elements are all forced to the open state.
  • the dead time is used to load or unload the CH, CL capacitors so that smooth switching is possible.
  • said dead time must be as short as possible.
  • a half-bridge in H soft switching controlled frequency to control an energy flowing in a DC-DC voltage converter circuit, such as a resonant circuit LLC associated with a RD rectifier
  • the number of parameters to consider in determining the "ideal" time of the dead time is important.
  • said "ideal" duration varies with each switching.
  • said duration of the dead time thus depends on many parameters and electrical quantities, such as the switching frequency, the voltage Vin delivered to the input of H half-bridge or the voltage Vout at the output of the resonant circuit LLC, etc.
  • the dead time has a fixed duration, which corresponds to a value always satisfying the conditions of a soft switching regardless of the values of the parameters above. Therefore, such a dead time is excessively long in many cases.
  • a known solution is to perform long tests in the laboratory to determine a plurality of dead times adapted to different contexts, in terms of input voltage, output voltage, switching frequency, etc. . All of these possible dead time durations are then stored in a system memory and, during the operation of the system, depending on the context, the most suitable dead time is used.
  • this known solution has the disadvantage of inducing very long development times in the laboratory in order to determine the set of possible dead time periods.
  • the number of possible dead times stored in memory is by definition limited, and also to limit the development time in the laboratory, this known solution does not make it possible to obtain an optimal precision of the duration of the time in any situation.
  • the present invention proposes in particular a method of optimizing the duration of a dead time observed during each switching of an arm. switch, in particular according to the switching frequency and different electrical parameters of the voltage converter circuit controlled by said switch arm.
  • the invention aims at a method for controlling the commutations of an electrical system comprising at least one frequency-controlled switch arm, a resonant primary circuit connected to the switch arm, and a secondary circuit, a transformer being connected between the resonant primary circuit and the secondary circuit, the primary circuit having a first inductance parallel to the transformer, said switch arm having a high branch comprising a high switching element, connected to a terminal upper arm and a lower leg comprising a low switching element, connected to a lower terminal of the arm, said switching elements respectively having a parasitic capacitance and said switch arm also having at least one soft switching capacitor, said method comprising the following steps:
  • Vin is the input voltage of the resonant primary circuit
  • Vout is the output voltage of the secondary circuit
  • N is the transformation ratio of the transformer
  • Lm is the value of the first inductance of the resonant primary circuit
  • ⁇ is a chosen margin. , for example equal to 0.2
  • CTotal 2 ⁇ Coss + Czvs, Coss being the value of each parasitic capacitance and Czvs being the total value of said at least one soft switching capacitor, closing of the switching element up, respectively down, when the duration of the time out has elapsed.
  • the first inductor is for example a magnetising inductor integrated into the transformer.
  • the method according to the invention makes it possible to optimize in real time the duration of a time when switching in a switch arm such as an H-bridge, controlled in frequency, whatever the frequency switching or input voltage. Thanks to the present invention, one performs soft switching with a reduced dead time.
  • the present invention is particularly suitable in the case of an electrical system in which the switch arm controls the energy flowing in a resonant circuit because the duration of the dead time is strongly impacted by the switching frequency.
  • the method according to the invention is a switching control method of a circuit comprising two switch arms forming a frequency-controlled H-bridge.
  • the present invention also provides an electrical system comprising at least one frequency controlled switch arm, a resonant primary circuit connected to the switch arm and a secondary circuit, a transformer being connected between the resonant primary circuit and the circuit. secondary, the resonant primary circuit having a first inductance parallel to the transformer, said switch arm having a high branch comprising a high switching element, connected to an upper terminal of the arm and a lower branch comprising a low switching element, connected to a lower terminal of the arm, said switching elements respectively having a parasitic capacitance and said switch arm having, moreover, at least one soft switching capacitance, said system furthermore comprising a control unit comprising a circuit for calculating a duration of dead time from the expression:
  • Vin is the input voltage of the resonant primary circuit
  • Vout is the output voltage of the secondary circuit
  • N is the transformation ratio of the transformer
  • Lm is the value of the first inductance of the resonant primary circuit
  • ⁇ is a margin chosen, for example equal to 0.2
  • CTotal 2 ⁇ Coss + Czvs
  • control unit being configured to, upon receipt of a switching command, start a dead time by opening the up and down switching elements and terminate the dead time by closing the up, respectively down, switching element when the duration previously calculated dead time is reached.
  • ⁇ 0.2.
  • such an electrical system forms a DC-DC voltage converter.
  • the control unit comprises two pulse width modulation monostable generators delivering switching commands respectively to the upper branch and the lower branch of the switch arm.
  • the resonant primary circuit is an LLC circuit.
  • the invention also relates to an electric charger system of a battery, particularly an electric or hybrid motor vehicle, comprising an electrical system as briefly described above.
  • FIG. 1 is a diagram of an electrical system comprising an H-half bridge controlling the energy flowing in an LLC resonant circuit, according to the state of the art
  • FIG. 2 a set of diagrams showing the different operating phases of an electrical system according to FIG.
  • Said electrical system comprises a switch arm H, forming an H half-bridge, connected to a DC-DC voltage converter circuit consisting of an LLC resonant circuit associated with a RD rectifier.
  • Said half-bridge H has a high branch comprising a high switching element QH, connected to a high terminal of the half-bridge in H, and a lower branch comprising a low switching element QL, connected to a lower terminal of the arm.
  • the H-half-bridge designated H in FIG. 1, controls the energy flowing in the DC-DC voltage converter circuit, composed of the resonant circuit LLC and the RD rectifier, by means of the commutations of FIG. switching elements up and down QH, QL.
  • the DC-DC voltage converter circuit has a galvanic isolation and comprises an LLC resonant circuit at the primary and a secondary RD rectifier, with, between the primary and the secondary, a Transformer Trf.
  • the transformer Trf includes the magnetising inductance Lm of the primary.
  • an additional resonance resonance connected in parallel with the transformer Trf can be provided.
  • the secondary rectifier RD comprises diodes, but it could include switching elements.
  • a voltage Vin is delivered at the input of the DC-DC voltage converter circuit and the latter delivers an output voltage Vout at the output.
  • the resonant circuit LLC further comprises a resonance inductance Lr and a resonance capacitance CR.
  • the DC-DC voltage converter circuit comprises a single resonance capacitance CR in series with the resonance inductor Lr and the transformer Trf, the branch comprising them being connected between the middle point of the switching elements QH, QL and the lower terminal of the switch arm H.
  • the resonant circuit LLC could be different.
  • the resonance inductance Lr and the transformer Trf could be in series in a branch connected between the midpoint of the switch arm H and a midpoint of two equal resonance capacitances. The two resonance capacitors are then themselves connected between their midpoint and respectively the high terminal and the low terminal of the circuit.
  • the switching of the up and down switching elements QH, QL are frequency-controlled, typically by means of two monostable pulse width modulation generators (not shown) controlled in opposition to each other. phase.
  • a pulse width modulation generator is used to control the high switching element QH and another pulse width modulation generator for controlling the low switching element QL.
  • the switching elements QH, QL each further have a smooth switching capability CH, CL connected in parallel.
  • the "ideal" time of the dead time corresponds to the minimum time required to ensure, when switching QH switch elements, QL, that switching to the closed state of a switching element is at zero or almost zero voltage.
  • the "ideal" time of the dead time depends on many parameters and electrical quantities. For example, in the context of the electrical system shown in FIG.
  • the “ideal" duration of the time depends on the value of the soft switching capacitors CH, CL, the value of the parasitic capacitances Coss, the input voltage Vin , the switching frequency Fsw, the value of the magnetising inductance Lm, the output voltage Vout or the transformation ratio N of the transformer Trf.
  • the great variability of the "ideal" duration of the dead time makes a priori excessively complex the implementation of a solution according to which the duration of time would be predetermined in real time before each switching.
  • the present invention allows to adjust precisely and in real time the duration of the dead time.
  • the resonant circuit LLC comprises two inductors Lr, Lm, a resonance capacitance CR and a transformer Trf.
  • the magnetising inductor Lm can be integrated in the transformer Trf.
  • the resonance inductance Lr can also be integrated, totally or partially, in the leakage inductance of the transformer Trf.
  • the DC-DC converter thus generally consists, in accordance with the preferred embodiment, of an LLC-type resonant circuit associated with a RD rectifier, said LLC resonant circuit being efficient for managing high switching frequencies, higher than the frequency. resonance of the circuit.
  • the operating phases of an electrical system as shown in Figure 1, comprising a half-bridge type switch arm H and a DC-DC converter type resonant circuit LLC, performing soft switching, follow the steps described below.
  • VCL represents the voltage across the low soft switching capacity CL
  • VCR is the voltage across the resonance capacitor CR
  • IS is the output current of the system
  • Ir is the resonance current flowing in the resonance capacitance CR and in the resonance inductance Lr
  • Im is the current flowing in the magnetising inductance Lm of the primary circuit of the transformer Trf.
  • the inductor Lm is a magnetising inductor integrated in the transformer Trf, whose value is preferably between 10 and 100 ⁇ , typically equal to approximately 36 ⁇ .
  • the inductance Lm could be an additional resonance inductance connected in parallel with said transformer Trf. This is particularly the case when the magnetising inductance of the transformer Trf has a high value, for example of the order of 1 mH.
  • VQH and VQL are the respective control voltages applied across the up and down switching elements QH, QL.
  • the up and down switching elements QH, QL are MOSFETs and the voltages VQH and VQL are applied between the gate and the respective source of each of said MOSFETs.
  • the intensities are represented in amperes and the voltages in volts.
  • a first period comprised between the times t1 and t2 in FIG. 2, sees the half-bridge in H switch to the open state.
  • the low switching element QL switches to the open state
  • the low capacitor CL charges while the high capacitor CH discharges through a resonance current.
  • the presence of the low capacitance CL in order to ensure smooth switching, linearly increases the current flowing through the low switching element QL, allowing the soft switching, in the open state, of said low switching element QL.
  • the value of the high and low capacitors CH, CL, for the soft switching of the up and down switching elements QH, QL, must be such that the loading time of the low capacitor CL up to the value of the input voltage Vin and unloading time of high capacity CH up to 0 are less than the duration of the dead time, in order to avoid any phenomenon of cross-conduction. According to the invention, it is the duration of time that will be adapted to each switching.
  • the high switching element QH When the high switching element QH is completely discharged, the diode of said high switching element QH conducts the resonance current and the voltage across the high switching element is zero.
  • the high switching element QH can be smoothly switched on from time t3.
  • the resonance inductance Lr and the resonance capacitance CR resonate.
  • the voltage across the transformer Trf is clipped to a constant value equal to Vout / N, where N is the transformation ratio of the transformer Trf, due to the presence of a load, such as a battery, connected to the output terminals. of the electrical system.
  • the magnetizing current linearly increases from a negative value to a positive value, which implies that the magnetising inductance Lm moves from a state where it releases energy to a state where it stores it between times t3 and t4. .
  • the fourth period, between instants t4 and t5, corresponds to the inverse commutation of the half-bridge in H with respect to the switching that occurs between instants t1 and t3.
  • the high switching element QH performs a soft switching in the open state and the low switching element QL performs a soft switching in the on state.
  • the magnetizing current lm, between times t4 and t5, provides the current for smooth switching of the switching elements.
  • the main objective of the present invention is to allow an optimal adjustment in real time of the duration of the dead time during soft switching of the switch arm, such as the H half bridge shown in Figure 1.
  • the loading and unloading of the high and low soft switching CH, CL are achieved thanks to the magnetizing current lm.
  • the time required for said magnetizing current lm to charge or discharge the high and low capacitors CH, CL can be calculated.
  • the magnetizing current lm is a linear function of the voltage across the transformer Trf, clipped at a constant value. equal to Vout / n, as previously explained.
  • the maximum magnetizing current to ensure smooth switching, designated Izvs, is expressed as follows:
  • the dead time In parallel, to ensure a smooth switching of the switch arm, the dead time must have a value greater than the time allowing a complete decay, up to 0 V, of the voltage across the switching element QH, respectively QL. Therefore, the duration of the dead time must respect the following inequality: - j
  • C Total IC ⁇ + C ⁇ [0059] It follows: t d - y C Total 4-nf sw L m
  • the total value of the capacity of the switch arm comprises the value of the total soft switching capacity of the up and down switching elements QH, QL and the parasitic capacitances Coss of said two elements. switching up and down QH, QL.
  • the total soft switching capacity Czvs can thus consist of a single soft switching capacity, placed typically in parallel with the low switching element QL, or consist of two high and low soft switching capacitors CH, CL, as on FIG. 1, respectively placed in parallel with the high switching element QH and the low switching element QL.
  • it must preferably be taken into account a tolerance on the values of parasitic capacitance Coss and the total soft switching capacity Czvs.
  • the "ideal" time of the dead time is determined as having to satisfy the following equation.
  • ⁇ is a margin chosen in particular to take into account the tolerances mentioned above on the values of the capacities.
  • ⁇ can be chosen equal to 20%.
  • the parasitic capacitances Coss although they are not linear components, do not prevent the implementation of the calculation to determine the "ideal" duration of the dead time according to the formula below. above, because the manufacturers of switching elements QH, QL, of the MOSFET type communicate, among the information relating to the components they supply, the loading times of the parasitic capacitances of the switching elements, making it possible to know the values of said capacitances. parasites.
  • the present invention it is possible to calculate in real time an "ideal" dead time, in particular function of the input voltages Vin and output Vout and the switching frequency Fsw.
  • the duration assigned to the dead time makes it possible to ensure smooth switching in the shortest possible time, adapted precisely to each switching.
  • This new possibility allowed by the present invention is particularly important for the switches implemented in a switch arm controlling a voltage converter circuit comprising a resonant circuit of the LLC type, in order not to impose unnecessarily long time, especially when the switching frequencies are reduced.
  • a control circuit controlling the commutations of the switch arm, controlled in frequency and controlling the energy flowing in the DC-DC voltage converter circuit.
  • Said control circuit comprises calculation means for determining, in real time, the "ideal" duration of the dead time to be implemented at each switching of the switch arm.

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Abstract

La présente invention a pour objet un procédé de commande des commutations d'un système électrique comprenant au moins un bras d'interrupteur (H) commandé en fréquence, et un circuit primaire résonnant (LLC), un circuit secondaire (RD) et un transformateur (Trf), ledit bras d'interrupteur (H) présentant une branche haute comprenant un élément de commutation haut (QH) et une branche basse comprenant un élément de commutation bas (QL), lesdits éléments de commutation présentant respectivement une capacité parasite (Coss) et ledit bras d'interrupteur (H) présentant par ailleurs au moins une capacité de commutation douce (CH, CL), ledit procédé comprenant la détermination d'une durée du temps mort à partir de l'expression : (I). où Vin est la tension d'entrée du convertisseur LLC, Vout est la tension de sortie du circuit primaire résonnant (LLC), N est le rapport de transformation du transformateur, Lm est la valeur d'une première inductance de résonnance du circuit primaire résonnant (LLC), β est une marge choisie, par exemple égale à 0,2, et CTotal = 2 x Coss + Czvs.

Description

PROCEDE D'OPTIMISATION DE LA DUREE D'UN TEMPS MORT LORS DES COMMUTATIONS D'UN BRAS D'INTERRUPTEUR COMMANDE EN FREQUENCE
DOMAINE TECHNIQUE ET OBJET DE L'INVENTION
[0001 ] De façon générale, l'invention concerne le domaine des bras d'interrupteur, tels que les ponts en H, et plus précisément celui des bras d'interrupteur commandés en fréquence, en particulier pour contrôler une énergie circulant dans un circuit convertisseur de tension continu-continu, tel qu'un circuit résonnant.
[0002] Dans ce contexte, la présente invention vise un procédé de commutation d'un bras d'interrupteur, tel qu'un pont en H ou un demi-pont en H, optimisé en ce sens que le temps mort observé lors de chaque commutation présente une durée ajustée en temps réel.
ETAT DE LA TECHNIQUE
[0003] Les ponts en H ou les demi-ponts en H sont des circuits permettant de contrôler la polarité aux bornes d'une charge. Un pont en H comprend quatre éléments de commutation (un demi-pont en H en comprend deux) dont les commutations sont commandées en vue de contrôler cette polarité.
[0004] Typiquement, un pont en H ou un demi-pont en H peut contrôler une énergie pour la rotation d'une machine électrique tournante ou contrôler une énergie circulant dans un circuit résonnant de type LLC par exemple.
[0005] En référence à la figure 1 , comme cela est connu, un bras d'interrupteur H, tel qu'un pont en H ou un demi-pont en H, comprend une branche haute et une branche basse. Une branche haute d'un demi-pont en H relie une borne du circuit contrôlé par le demi-pont en H à une borne haute du demi-pont en H, via un élément de commutation haut QH, la borne haute du demi-pont en H étant connectée à une borne haute d'une alimentation, ledit élément de commutation haut QH étant typiquement commandé par un générateur à modulation de largeur d'impulsion délivrant un signal de commande HS. Réciproquement, une branche basse d'un demi-pont en H relie une borne du circuit contrôlé par le demi-pont en H à une borne basse du demi-pont en H, via un élément de commutation bas QL, la borne basse du pont en H étant connectée à la masse, ledit élément de commutation bas QL étant typiquement commandé par un générateur à modulation de largeur d'impulsion délivrant un signal de commande LS. Le demi-pont en H est alimenté par une tension d'entrée Vin entre la masse et la borne haute du demi-pont en H pour délivrer en sortie du système une tension de sortie Vout.
[0006] Comme cela est connu également, les phénomènes de « cross-conduction », selon l'expression en anglais connue de l'homme du métier, signifiant que les branches haute et basse d'un pont en H ou d'un demi-pont en H sont simultanément passantes, sont à proscrire.
[0007] A cette fin, il est connu de commander les éléments de commutation en opposition de phase.
[0008] Par ailleurs, toute commande de commutation d'un demi-pont en H fait l'objet d'un temps mort durant lequel les éléments de commutation haut et bas sont tous deux ouverts. L'objectif est notamment que l'élément de commutation dont l'ouverture est commandée soit bel et bien ouvert avant de commander la fermeture de l'autre élément de commutation afin de s'assurer qu'il n'y ait pas de « cross-conduction ».
[0009] Un inconvénient de la mise en œuvre de temps morts telle qu'elle est réalisée dans l'état de l'art réside dans le fait que lesdits temps morts sont configurés de manière à assurer qu'aucun phénomène de « cross-conduction » ne se produise. Il est par conséquent généralement long et empêche d'augmenter la vitesse de commutation du pont en H correspondant.
[0010] D'autre part, comme cela est connu, toujours en référence à la figure 1 , les demi-ponts en H comprennent de préférence des éléments de commutation QH, QL permettant une commutation douce, c'est-à-dire sans perte, ou ZVS pour « zéro voltage switching » en anglais. Dès lors, lesdits éléments de commutation QH, QL sont composés d'un élément de commutation avec, en parallèle, une capacité CH, CL dite de commutation douce. La charge et la décharge de ces capacités CH, CL est contrôlée de façon à permettre une commutation douce du demi-pont en H. En d'autres termes, la charge complète ou la décharge complète de ces capacités CH, CL de commutation douce est nécessaire pour permettre la fermeture d'un élément de commutation avec une tension nulle ou quasi nulle à ses bornes.
[0011 ] Comme cela est connu, sur réception d'une commande de commutation, un temps mort est imposé aux éléments de commutation haut et bas QH, QL durant lequel lesdits éléments de commutation sont tous forcés à l'état ouvert. Le temps mort permet de charger ou décharger les capacités CH, CL de sorte qu'une commutation douce est possible. [0012] Pour que les commutations du bras d'interrupteur soient rapides, ledit temps mort doit être le plus court possible.
[0013] Dans le contexte, comme à la figure 1 , d'un demi-pont en H, à commutation douce, commandé en fréquence pour contrôler une énergie circulant dans un circuit convertisseur de tension continu-continu, tel qu'un circuit résonnant LLC associé à un redresseur RD, le nombre de paramètres à prendre en considération pour déterminer la durée « idéale » du temps mort est important. De plus, ladite durée « idéale » varie à chaque commutation.
[0014] Pour une topologie de circuit du type de celle du circuit représenté à la figure 1 , ladite durée du temps mort dépend ainsi de nombreux paramètres et grandeurs électriques, tels que la fréquence de commutation, la tension Vin délivrée à l'entrée du demi-pont en H ou encore de la tension Vout en sortie du circuit résonnant LLC, etc.
[0015] Dans l'état de l'art, le temps mort présente une durée fixe, qui correspond à une valeur vérifiant toujours les conditions d'une commutation douce quelles que soient les valeurs des paramètres ci-dessus. Par conséquent, un tel temps mort est exagérément long dans de nombreux cas.
[0016] Pour résoudre cet inconvénient, une solution connue consiste à réaliser de longs tests en laboratoire pour déterminer une pluralité de temps morts adaptés à différents contextes, en termes de tension d'entrée, de tension de sortie, de fréquence de commutation, etc. L'ensemble de ces durées possibles de temps mort sont alors stockés dans une mémoire du système et, lors du fonctionnement du système, en fonction du contexte, la durée de temps mort la mieux adaptée est utilisée. Cependant, cette solution connue présente l'inconvénient d'induire de très longs temps de mise au point en laboratoire afin de déterminer l'ensemble des durées de temps mort possibles. En outre, le nombre de durées de temps morts possibles stockées en mémoire étant par définition limité, et pour limiter également les temps de mise au point en laboratoire, cette solution connue ne permet pas d'obtenir une précision optimale de la durée du temps dans toute situation.
[0017] Il existe donc un besoin pour un procédé de commutation d'un bras d'interrupteur, tel qu'un demi-pont en H, qui permette l'ajustement en temps réel, précis et maîtrisé, de la durée du temps mort mis en œuvre lors de chaque commutation.
[0018] A cette fin, la présente invention propose en particulier un procédé d'optimisation de la durée d'un temps mort observé lors de chaque commutation d'un bras d'interrupteur, en fonction notamment de la fréquence de commutation et de différents paramètres électriques du circuit convertisseur de tension commandé par ledit bras d'interrupteur.
PRESENTATION GENERALE DE L'INVENTION [0019] Plus précisément, l'invention vise un procédé de commande des commutations d'un système électrique comprenant au moins un bras d'interrupteur commandé en fréquence, un circuit primaire résonnant connecté au bras d'interrupteur, et un circuit secondaire, un transformateur étant connecté entre le circuit primaire résonnant et le circuit secondaire, le circuit primaire présentant une première inductance parallèle au transformateur, ledit bras d'interrupteur présentant une branche haute comprenant un élément de commutation haut, connecté à une borne haute du bras et une branche basse comprenant un élément de commutation bas, connecté à une borne basse du bras, lesdits éléments de commutation présentant respectivement une capacité parasite et ledit bras d'interrupteur présentant par ailleurs au moins une capacité de commutation douce, ledit procédé comprenant les étapes suivantes :
sur réception d'une commande de commutation dudit au moins un bras d'interrupteur, le commencement d'un temps mort pendant lequel les éléments de commutation haut et bas sont ouverts,
la détermination d'une durée du temps mort à partir de l'expression :
Vin
(1 + β) x x CTotal x 4 x N x Fsw x Lm
Vout
où Vin est la tension d'entrée du circuit primaire résonnant, Vout est la tension de sortie du circuit secondaire, N est le rapport de transformation du transformateur, Lm est la valeur de la première inductance du circuit primaire résonnant, β est une marge choisie, par exemple égale à 0,2, et CTotal = 2 x Coss + Czvs, Coss étant la valeur de chaque capacité parasite et Czvs étant la valeur totale de ladite au moins une capacité de commutation douce, la fermeture de l'élément de commutation haut, respectivement bas, lorsque la durée du temps mort est écoulée.
[0020] Il peut être noté que la première inductance est par exemple une inductance magnétisante intégrée au transformateur. [0021 ] Le procédé selon l'invention permet d'optimiser en temps réel la durée d'un temps lors d'une commutation dans un bras d'interrupteur tel qu'un pont en H, commandé en fréquence, quel que soit la fréquence de commutation ou la tension d'entrée. [0022] Grâce à la présente invention, on réalise des commutations douces avec un temps mort réduit. La présente invention est particulièrement adaptée dans le cas d'un système électrique dans lequel le bras d'interrupteur contrôle l'énergie circulant dans un circuit résonnant car la durée du temps mort se trouve fortement impacté par la fréquence de commutation.
[0023] Selon un mode de réalisation, le procédé selon l'invention est un procédé de commande des commutations d'un circuit comprenant deux bras d'interrupteurs formant un pont en H commandé en fréquence.
[0024] La présente invention vise également un système électrique comprenant au moins un bras d'interrupteur commandé en fréquence, un circuit primaire résonnant connecté au bras d'interrupteur et un circuit secondaire, un transformateur étant connecté entre le circuit primaire résonnant et le circuit secondaire, le circuit primaire résonnant présentant une première inductance parallèle au transformateur, ledit bras d'interrupteur présentant une branche haute comprenant un élément de commutation haut, connecté à une borne haute du bras et une branche basse comprenant un élément de commutation bas, connecté à une borne basse du bras, lesdits éléments de commutation présentant respectivement une capacité parasite et ledit bras d'interrupteur présentant par ailleurs au moins une capacité de commutation douce, ledit système comprenant par ailleurs une unité de commande comprenant un circuit de calcul d'une durée de temps mort à partir de l'expression :
Vin
(1 + β) X— X CTotal x 4 x N x Fsw x Lm
vout où Vin est la tension d'entrée du circuit primaire résonnant, Vout est la tension de sortie du circuit secondaire, N est le rapport de transformation du transformateur, Lm est la valeur de la première inductance du circuit primaire résonnant, β est une marge choisie, par exemple égale à 0,2, et CTotal = 2 x Coss + Czvs,
ladite unité de commande étant configurée pour, sur réception d'une commande de commutation, débuter un temps mort en ouvrant les éléments de commutation haut et bas et terminer le temps mort en fermant l'élément de commutation haut, respectivement bas, lorsque la durée de temps mort préalablement calculée est atteinte. [0025] Selon un mode de réalisation, β = 0,2.
[0026] Selon un mode de réalisation, un tel système électrique dorme un convertisseur de tension continu-continu. [0027] Avantageusement, l'unité de commande comprend deux générateurs monostables à modulation de largeur d'impulsions délivrant des commandes de commutations respectivement à la branche haute et à la branche basse du bras d'interrupteur. [0028] Avantageusement, le circuit primaire résonnant est un circuit LLC.
[0029] L'invention vise aussi un système de chargeur électrique d'une batterie, notamment d'un véhicule automobile électrique ou hybride, comprenant un système électrique tel que brièvement décrit ci-dessus.
DESCRIPTION DES FIGURES [0030] L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple, et se référant aux dessins annexés sui représentent :
la figure 1 , le schéma d'un système électrique comprenant demi-pont en H contrôlant l'énergie circulant dans un circuit résonnant LLC, conformément à l'état de l'art,
- la figure 2, un jeu de diagrammes montrant les différentes phases de fonctionnement d'un système électrique conforme à la figure 1 .
DESCRIPTION DETAILLEE DE L'INVENTION [0031 ] Il est rappelé que la présente invention est décrite ci-après à l'aide de différents modes de réalisation non limitatifs et est susceptible d'être mise en œuvre dans des variantes à la portée de l'homme du métier, également visées par la présente invention.
[0032] Le système électrique de la figure 1 a été partiellement décrit précédemment. Ledit système électrique comprend un bras d'interrupteur H, formant un demi-pont en H, connecté à un circuit convertisseur de tension continu-continu composé d'un circuit résonnant LLC associé à un redresseur RD. Ledit demi-pont en H présente une branche haute comprenant un élément de commutation haut QH, connecté à une borne haute du demi-pont en H, et une branche basse comprenant un élément de commutation bas QL, connecté à une borne basse du bras. [0033] Autrement dit, le demi-pont en H, désigné H sur la figure 1 , contrôle l'énergie circulant dans le circuit convertisseur de tension continu-continu, composé du circuit résonnant LLC et du redresseur RD, au moyen des commutations des éléments de commutation haut et bas QH, QL. [0034] Selon le mode de réalisation de la figure 1 , le circuit convertisseur de tension continu-continu présente une isolation galvanique et comprend un circuit résonnant LLC au primaire et un redresseur RD au secondaire, avec, entre le primaire et le secondaire, un transformateur Trf. Dans le mode de réalisation représenté à la figure 1 , par ailleurs, le transformateur Trf inclut l'inductance magnétisante Lm du primaire. Alternativement, au lieu d'utiliser une inductance magnétisante intégrée au transformateur Trf, il peut être prévu une inductance de résonnance supplémentaire connectée en parallèle du transformateur Trf.
[0035] En outre, dans le cas présent, au secondaire, le redresseur RD comprend des diodes, mais il pourrait comprendre des éléments de commutation. [0036] Une tension Vin est délivrée en entrée du circuit convertisseur de tension continu-continu et ce dernier délivre en sortie une tension de sortie Vout. Le circuit résonnant LLC comprend par ailleurs une inductance de résonnance Lr et une capacité de résonnance CR.
[0037] Dans le mode de réalisation de la figure 2, le circuit convertisseur de tension continu-continu comprend une seule capacité de résonance CR en série avec l'inductance de résonance Lr et le transformateur Trf, la branche les comprenant étant connectée entre le point milieu des éléments de commutation QH, QL et la borne basse du bras d'interrupteur H. Cependant, le circuit résonnant LLC pourrait être différent. Par exemple, l'inductance de résonance Lr et le transformateur Trf pourraient être en série dans une branche connectée entre le point milieu du bras d'interrupteur H et un point milieu de deux capacités de résonnance égale. Les deux capacités de résonnance sont alors elles-mêmes connectées entre leur point milieu et respectivement la borne haute et la borne basse du circuit.
[0038] Dans le demi-pont en H, les commutations des éléments de commutation haut et bas QH, QL sont commandées en fréquence, typiquement au moyen de deux générateurs à modulation de largeur d'impulsion monostables (non représentés) commandés en opposition de phase. Un générateur à modulation de largeur d'impulsion permet de commander l'élément de commutation haut QH et un autre générateur à modulation de largeur d'impulsion permet de commander l'élément de commutation bas QL.
[0039] Selon le mode de réalisation de la figure 1 , les éléments de commutation QH, QL présentent par ailleurs chacun une capacité de commutation douce CH, CL connectée en parallèle. [0040] Comme cela a été décrit précédemment, la durée « idéale » du temps mort correspond au temps minimum nécessaire pour s'assurer, lors d'une commutation des éléments de commutation QH, QL, que la commutation à l'état fermé d'un élément de commutation se fait à une tension nulle ou quasi nulle. [0041 ] Comme évoqué précédemment, la durée « idéale » du temps mort dépend de nombreux paramètres et grandeurs électriques. Par exemple, dans le contexte du système électrique représenté à la figure 2, la durée « idéale » du temps dépend de la valeur des capacités de commutation douce CH, CL, de la valeur des capacités parasites Coss, de la tension d'entrée Vin, de la fréquence de commutation Fsw, de la valeur de l'inductance magnétisante Lm, de la tension de sortie Vout ou encore du rapport de transformation N du transformateur Trf.
[0042] La grande variabilité de la durée « idéale » du temps mort rend a priori excessivement complexe la mise en œuvre d'une solution selon laquelle la durée du temps serait prédéterminée en temps réel avant chaque commutation. [0043] La présente invention permet cependant d'ajuster précisément et en temps réel la durée du temps mort.
[0044] A cette fin, dans le contexte d'un système électrique, tel que celui de la figure 1 par exemple, où un bras d'interrupteur H commandé en fréquence contrôle un circuit convertisseur de tension continu-continu comportant d'un circuit résonnant LLC, il est prévu le calcul d'une durée « idéale » de temps mort, en temps réel, à chaque commutation du bras d'interrupteur H.
[0045] Le circuit résonnant LLC comprend deux inductances Lr, Lm, une capacité de résonnance CR et un transformateur Trf. L'inductance magnétisante Lm peut être intégrée au transformateur Trf. De plus, l'inductance de résonnance Lr peut également être intégrée, totalement ou partiellement, dans l'inductance de fuite du transformateur Trf.
[0046] Le convertisseur continu-continu consiste ainsi généralement, conformément au mode de réalisation préféré, en un circuit résonnant de type LLC associé à un redresseur RD, ledit circuit résonnant LLC étant efficient pour gérer des fréquences de commutation élevées, supérieures à la fréquence de résonnance du circuit. [0047] En référence à la figure 2, les phases de fonctionnement d'un système électrique tel que représenté à la figure 1 , comprenant un bras d'interrupteur de type demi- pont en H et un convertisseur continu-continu de type circuit résonnant LLC, réalisant des commutations douces, suivent les étapes décrites ci-après. Sur les diagrammes de la figure 2, VCL représente la tension aux bornes de la capacité basse de commutation douce CL, VCR est la tension aux bornes de la capacité de résonance CR, IS est le courant de sortie du système, Ir est le courant de résonance qui circule dans la capacité de résonnance CR et dans l'inductance de résonnance Lr, Im est le courant qui circule dans l'inductance magnétisante Lm du circuit primaire du transformateur Trf. Dans le mode de réalisation de la figure 1 , l'inductance Lm est une inductance magnétisante intégrée au transformateur Trf, dont la valeur est de préférence comprise entre 10 et 100 μΗ, typiquement égale à environ 36 μΗ. Cependant, l'inductance Lm pourrait être une inductance de résonnance supplémentaire connectée en parallèle dudit transformateur Trf. C'est notamment le cas lorsque l'inductance magnétisante du transformateur Trf a une valeur élevée, par exemple de l'ordre de 1 mH. VQH et VQL sont les tensions de commande respectives appliquées aux bornes des éléments de commutation haut et bas QH, QL. Dans le mode de réalisation représenté à la figure 1 , les éléments de commutation haut et bas QH, QL sont des MOSFETs et les tensions VQH et VQL sont appliquées entre la grille et la source respective de chacun desdits MOSFETs. En outre, sur la figure 2, les intensités sont représentées en ampères et les tensions en volts.
[0048] Une première période, comprise entre les temps t1 et t2 sur la figure 2, voit le demi-pont en H commuter à l'état ouvert. Quand l'élément de commutation bas QL commute à l'état ouvert, la capacité basse CL se charge tandis que la capacité haute CH se décharge à travers un courant de résonnance. La présence de la capacité basse CL, en vue d'assurer une commutation douce, fait augmenter linéairement le courant traversant l'élément de commutation bas QL, permettant la commutation douce, à l'état ouvert, dudit élément de commutation bas QL. La valeur des capacités haute et basse CH, CL, pour la commutation douce des éléments de commutation haut et bas QH, QL, doit être telle que le temps de chargement de la capacité basse CL jusqu'à la valeur de la tension d'entrée Vin et le temps de déchargement de la capacité haute CH jusqu'à 0 soient inférieurs à la durée du temps mort, afin d'éviter tout phénomène de cross-conduction. Selon l'invention, c'est la durée du temps qui sera adaptée à chaque commutation.
[0049] Une deuxième période, comprise entre les temps t2 et t3, voit le demi-pont en H commuter à l'état passant. Lorsque l'élément de commutation haut QH est totalement déchargé, la diode dudit élément de commutation haut QH conduit le courant de résonnance et la tension aux bornes de l'élément de commutation haut est nulle. L'élément de commutation haut QH peut faire l'objet d'une commutation douce à l'état passant à partir de l'instant t3. [0050] Lors d'une troisième période, comprise entre les temps t3 et t4, l'inductance de résonnance Lr et la capacité de résonnance CR entrent en résonnance. La tension aux bornes du transformateur Trf est écrêtée à une valeur constante égale à Vout/N, N étant le rapport de transformation du transformateur Trf, du fait de la présence d'une charge, telle qu'une batterie, connectée aux bornes de sortie du système électrique. Le courant magnétisant augmente linéairement d'une valeur négative à une valeur positive, ce qui implique que l'inductance magnétisante Lm passe d'un état où elle libère de l'énergie à un état où elle en stocke, entre les instants t3 et t4.
[0051 ] La quatrième période, comprise entre les instants t4 et t5, correspond à la commutation inverse du demi-pont en H par rapport à la commutation qui se produit entre les instants t1 et t3. L'élément de commutation haut QH réalise une commutation douce à l'état ouvert et l'élément de commutation bas QL réalise une commutation douce à l'état passant. Le courant magnétisant lm, entre les instants t4 et t5, fournit le courant permettant la commutation douce des éléments de commutation. [0052] Comme explicité précédemment, l'objectif principal de la présente invention est de permettre un ajustement optimal et en temps réel de la durée du temps mort lors des commutations douces du bras d'interrupteur, tel que le demi-pont en H représenté à la figure 1 .
[0053] Pour des raisons déjà évoquées et qui ne seront pas développées à nouveau, il est nécessaire, pour réaliser des commutations douces d'un bras d'interrupteur commandé en fréquence, que, pour toute tension d'entrée Vin, pour toute puissance requise par la charge, telle qu'une batterie, en sortie, et pour toute fréquence de commande, que les capacités haute et basse CH, CL soient totalement chargées, respectivement déchargées, avant que l'élément de commutation correspondant QH, QL ne commute à l'état fermé. Autrement dit, il est nécessaire, quel que soit le contexte, que les capacités haute et basse CH, CL soient totalement chargées avant la fin du temps mort.
[0054] Le chargement et le déchargement des capacités de commutation douce haute et basse CH, CL sont réalisés grâce au courant magnétisant lm. De ce fait, le temps nécessaire pour que ledit courant magnétisant lm charge ou décharge les capacités haute et basse CH, CL peut être calculé.
[0055] En effet, lors de chaque demi-cycle, un cycle étant représenté entre les temps t1 et t5 sur la figure 2, le courant magnétisant lm est une fonction linéaire de la tension aux bornes du transformateur Trf, écrêtée à une valeur constante égale à Vout/n, comme expliqué précédemment. [0056] Le courant magnétisant maximal pour assurer une commutation douce, désigné Izvs, s'exprime de la façon suivante :
L — = n V , => L ■ Izvs ~ ~Izvs ) = n -v , , où T est la période de dt T 12
commutation du bras d'interrupteur. soit Ims =— ^ .
4nfFswLm
[0057] En parallèle, pour assurer une commutation douce du bras d'interrupteur, le temps mort doit présenter une valeur supérieure au temps permettant une décroissance complète, jusque 0 V, de la tension aux bornes de l'élément de commutation QH, respectivement QL. [0058] De ce fait, la durée du temps mort doit respecter l'inégalité suivante : — j
zvs où td est la durée du temps mort, Vin la tension d'entrée, Izvs est le courant magnétisant maximal, également désigné courant de commutation douce, et CTotal est la valeur totale de la capacité du bras d'interrupteur. CTotal = IC^ +C^ [0059] Il en découle : td — y CTotal 4-nfsw Lm
[0060] Il faut noter que la valeur totale de la capacité du bras d'interrupteur, désignée CTotal, comprend la valeur de la capacité totale de commutation douce des éléments de commutation haut et bas QH, QL et les capacités parasites Coss desdits deux éléments de commutation haut et bas QH, QL. Ainsi, la capacité totale de commutation douce Czvs peut ainsi consister en une unique capacité de commutation douce, placée typiquement en parallèle de l'élément de commutation bas QL, ou consister en deux capacités de commutation douce haute et basse CH, CL, comme sur la figure 1 , placées respectivement en parallèle de l'élément de commutation haut QH et de l'élément de commutation bas QL. [0061 ] En outre, il doit de préférence être tenu compte d'une tolérance sur les valeurs des capacités parasites Coss et de la capacité totale de commutation douce Czvs. Par conséquent, selon l'invention, la durée « idéale » du temps mort est déterminée comme devant répondre à l'équation suivante.
Figure imgf000014_0001
où β est une marge choisie notamment pour tenir compte des tolérances évoquées ci-dessus sur les valeurs des capacités. Typiquement, β peut être choisi égal à 20%.
[0062] Il faut noter par ailleurs que les capacités parasites Coss, bien qu'elles ne soient pas des composants linéaires, n'empêchent pas la mise en œuvre du calcul pour déterminer la durée « idéale » du temps mort selon la formule ci-dessus, car les fabricants d'éléments de commutation QH, QL, de type MOSFET, communiquent, parmi les informations relatives aux composant qu'ils fournissent, les temps de chargement des capacités parasites des éléments de commutation, permettant de connaître les valeurs desdites capacités parasites.
[0063] En résumé, grâce à la présente invention, il est possible de calculer en temps réel une durée de temps mort « idéale », fonction notamment des tensions d'entrée Vin et de sortie Vout et de la fréquence de commutation Fsw. Ainsi calculée au plus juste, la durée affectée au temps mort permet d'assurer une commutation douce en un temps le plus court possible, adapté précisément à chaque commutation.
[0064] Cette possibilité nouvelle permise par la présente invention est particulièrement importante pour les commutations mises en œuvre dans un bras d'interrupteur commandant un circuit convertisseur de tension comprenant un circuit résonnant de type LLC, afin de ne pas imposer des temps inutilement longs, en particulier lorsque les fréquences de commutation sont réduites.
[0065] Dans un système électrique, pour mettre en œuvre la présente invention, il est prévu un circuit de commande contrôlant les commutations du bras d'interrupteur, commandé en fréquence et contrôlant l'énergie circulant dans le circuit convertisseur de tension continu-continu comprenant le circuit résonnant LLC. Ledit circuit de commande comprend des moyens de calcul pour déterminer, en temps réel, la durée « idéale » du temps mort à mettre en œuvre à chaque commutation du bras d'interrupteur.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé de commande des commutations d'un système électrique comprenant au moins un bras d'interrupteur (H) commandé en fréquence, un circuit primaire résonnant (LLC) connecté au bras d'interrupteur (H), et un circuit secondaire (RD), un transformateur (Trf) étant connecté entre le circuit primaire résonnant (LLC) et le circuit secondaire (RD), le circuit primaire présentant une première inductance (Lm) parallèle au transformateur (Trf), ledit bras d'interrupteur (H) présentant une branche haute comprenant un élément de commutation haut (QH), connecté à une borne haute du bras et une branche basse comprenant un élément de commutation bas (QL), connecté à une borne basse du bras, lesdits éléments de commutation présentant respectivement une capacité parasite (Coss) et ledit bras d'interrupteur (H) présentant par ailleurs au moins une capacité de commutation douce (CH, CL),
ledit procédé comprenant les étapes suivantes :
sur réception d'une commande de commutation dudit au moins un bras d'interrupteur (H), le commencement d'un temps mort pendant lequel les éléments de commutation haut et bas (QH, QL) sont ouverts,
la détermination d'une durée du temps mort à partir de l'expression :
Vin
(1 + β) x x CTotal x 4 x JV x Fsw x Lm
Vout
où Vin est la tension d'entrée du circuit primaire résonnant (LLC), Vout est la tension de sortie du circuit secondaire (RD), N est le rapport de transformation du transformateur, Lm est la valeur de la première inductance du circuit primaire résonnant (LLC), β est une marge choisie, par exemple égale à 0,2, et CTotal = 2 x Coss + Czvs, Coss étant la valeur de chaque capacité parasite et Czvs étant la valeur totale de ladite au moins une capacité de commutation douce (CH, CL),
la fermeture de l'élément de commutation haut (QH), respectivement bas (QL), lorsque la durée du temps mort est écoulée.
2. Procédé selon la revendication 1 , de commande des commutations d'un système électrique comprenant deux bras d'éléments de commutation formant un pont en H commandé en fréquence.
3. Système électrique comprenant au moins un bras d'interrupteur commandé en fréquence, un circuit primaire résonnant (LLC) connecté au bras d'interrupteur (H) et un circuit secondaire (RD), un transformateur (Trf) étant connecté entre le circuit primaire résonnant (LLC) et le circuit secondaire (RD), le circuit primaire résonnant (LLC) présentant une première inductance (Lm) parallèle au transformateur (Trf), ledit bras d'interrupteur (H) présentant une branche haute comprenant un élément de commutation haut (QH), connecté à une borne haute du bras et une branche basse comprenant un élément de commutation bas (QL), connecté à une borne basse du bras, lesdits éléments de commutation présentant respectivement une capacité parasite (Coss) et ledit bras d'interrupteur (H) présentant par ailleurs au moins une capacité de commutation douce (CH, CL), ledit système comprenant par ailleurs une unité de commande comprenant un circuit de calcul d'une durée de temps mort à partir de l'expression :
Vin
(1 + β) x— x CTotal x x N x Fsw x Lm
vout
où Vin est la tension d'entrée du circuit primaire résonnant (LLC), Vout est la tension de sortie du circuit secondaire (RD), N est le rapport de transformation du transformateur (Trf), Lm est la valeur de la première inductance du circuit primaire résonnant (LLC), β est une marge choisie, par exemple égale à 0,2, et CTotal = 2 x Coss + Czvs,
ladite unité de commande étant configurée pour, sur réception d'une commande de commutation, débuter un temps mort en ouvrant les éléments de commutation haut et bas (QH, QL) et terminer le temps mort en fermant l'élément de commutation haut (QH), respectivement bas (QL), lorsque la durée de temps mort préalablement calculée est atteinte.
4. Système électrique selon la revendication précédente, dans lequel β = 0,2.
5. Système électrique selon l'une des revendications 3 à 4, formant un convertisseur de tension continu-continu.
6. Système électrique selon l'une des revendications 3 à 5, dans lequel le circuit primaire résonnant est un circuit LLC.
7. Système de chargeur électrique d'une batterie, notamment d'un véhicule automobile électrique ou hybride, comprenant un système électrique selon l'une des revendications 3 à 6.
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