CN112994472B - 高频llc谐振变换器最优死区计算方法、变死区控制方法 - Google Patents

高频llc谐振变换器最优死区计算方法、变死区控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112994472B
CN112994472B CN202110389383.6A CN202110389383A CN112994472B CN 112994472 B CN112994472 B CN 112994472B CN 202110389383 A CN202110389383 A CN 202110389383A CN 112994472 B CN112994472 B CN 112994472B
Authority
CN
China
Prior art keywords
resonant converter
output
frequency
llc resonant
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202110389383.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112994472A (zh
Inventor
童乔凌
姜宇航
闵闰
李林凯
李启东
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huazhong University of Science and Technology
Original Assignee
Huazhong University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huazhong University of Science and Technology filed Critical Huazhong University of Science and Technology
Priority to CN202110389383.6A priority Critical patent/CN112994472B/zh
Publication of CN112994472A publication Critical patent/CN112994472A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112994472B publication Critical patent/CN112994472B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种高频LLC谐振变换器最优死区计算方法、变死区控制方法，属于开关电源数字控制领域。本发明考虑不同工况下功率器件的寄生参数，精确的计算出原边功率管寄生电容充放电的时间，进而得到最优死区时间，使得在最优死区时间内，功率管的寄生电容刚好完成充放电，减小功率管截止状态反向导通的时间，从而减小反向导通损耗，提高高频LLC谐振变换器的效率，可适用于不同功率等级，不同拓扑结构(全桥或半桥结构)，不同谐振频率的LLC谐振变换器，适用范围广，可靠性高。将本发明方法应用于由GaN MOSFET构成原边功率管构成的谐振变换器时，能够显著降低反向导通损耗，随着GaN第三代半导体器件的大规模应用，本发明方法具有广泛的实用价值。

Description

高频LLC谐振变换器最优死区计算方法、变死区控制方法
技术领域
本发明属于开关电源数字控制领域，更具体地，涉及一种高频LLC谐振变换器最优死区计算方法、变死区控制方法。
背景技术
LLC谐振变换器在一定工况下，既能实现原边零电压开通(ZVS)，又能实现副边零电流关断(ZCS)，在开关电源领域中应用广泛。根据LLC的增益特点，一般使用脉冲频率调制(PFM)控制，在上下2个功率管加入死区时间，防止短路。其实现原边ZVS的时间段是死区时间的前段，通过谐振电感电流完成所有桥臂管的并联结电容的充电放电。因此，软开关所需时间与LLC谐振变换器的工况，电路的谐振参数，功率器件的寄生参数等有关。
传统的固定死区时间方法易于实现，然而这种方法在高频(MHZ以上)工作时有较大的缺点。当在轻负荷或大励磁电感设计条件下，死区时间可能过短，会导致硬开关。而当在重载的条件下，死区时间过长，完成电容充放电后，电流会通过GaN晶体管的二维电子气(2DEG)进行续流，此时功率器件未开通，导通损耗较大。有些LLC模拟控制芯片也加入了变死区控制，通过高压小电容反馈桥中点电压的变化速度dv/dt，与内部电流作对比，来调节死区时间。但此方法使用范围有限，只能在低功率等级的半桥LLC拓扑的运用中使用。
随着GaN第三代半导体器件的大规模应用，LLC的工作频率也在逐步增加，而GaN晶体管的二维电子气反向导通的损耗比同等规模下硅基MOSFET的寄生体二极管的损耗要更大。并且随着工作频率的提升，死区时间的占空比变大，不合适的死区时间带来了巨大的损耗。LLC谐振变换器的死区时间调节控制日益重要。
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种高频LLC谐振变换器最优死区计算方法、变死区控制方法，其目的在于在不同工况下既能保障LLC谐振变换器功率器件ZVS实现，又能减小死区时间内反向导通的损耗，提高LLC谐振变换器的效率。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种高频LLC谐振变换器不同工况下的最优死区计算方法，包括：
S1.在多个不同设定工况下，计算原边功率管寄生电容的充放电完成时间；
S2.对充放电完成时间增加设定裕度后作为对应工况下的最优死区时间。
进一步地，任意设定工况下，计算原边功率管寄生电容的充放电完成时间，具体为，
01.根据高频LLC谐振变换器应用需求确定电路硬件参数，包括：
谐振参数：谐振电感Lr，谐振电容Cr，励磁电感Lm，谐振频率fr，变压器匝比N；
功率器件寄生参数：原边功率管的输出电容Coss，副边整流二极管的结电容Cj；
设定工况条件：输入直流电压Vin、输出直流电压Vo、输出电流Io，以及对应工况下的工作频率fs；
02.求解励磁电感电流最大值ILm_max；
Figure BDA0003015935380000021
其中，Tr表示串联谐振周期，Ts表示工作周期，
Figure BDA0003015935380000031
表示等效输出阻抗，ωr表示串联谐振角频率，
Figure BDA0003015935380000032
ωr1表示并联谐振角频率，
Figure BDA0003015935380000033
Zr表示串联电感阻抗，Zr＝ωr·Lr，Zr1表示并联电感阻抗Zr1＝ωr1·(Lr+Lm)；
03.求解原边功管的输出电容Coss充放电完成的时间tzvs：
Figure BDA0003015935380000034
Figure BDA0003015935380000035
为ZVS实现阶段等效角频率，Ceq1为充放电过程中原边功率管的等效总电容，Cjeq为充放电过程中副边二极管的等效总电容，Ceq2为Cjeq等效到原边的电容。
进一步地，原边功率管为GaN MOSFET。
进一步地，设定裕度大于或等于0。
本发明还提供了一种基于上述最优死区计算方法的高频LLC谐振变换器变死区控制方法，包括：
S1.对谐振变换器当前运行工况下的输入电压、输出电压和输出电流进行采样；
S2.将与当前工况最接近的设定工况下对应的最优死区时间作为当前工况的最优死区时间，输出相应的信号给开关管驱动电路对谐振变换器中的开关管进行控制。
本发明还提供了一种可实现变死区控制的高频LLC谐振变换器，包括：高频LLC谐振变换器主电路和控制电路；其中，控制电路包括：模拟控制电路和数字控制电路；
模拟控制电路包括输入电压采样电路、输出电压采样电路、输出电流采样电路和开关管驱动电路；数字控制电路包括模拟/数字转换器、数据存储单元和运算处理单元；
输入电压采样电路、输出电压采样电路、输出电流采样电路分别用于对谐振变换器当前运行工况下的输入电压、输出电压和输出电流进行采样；
模拟/数字转换器用于将采集到的电压、电流值进行模数转换，得到谐振变换器当前运行工况对应的数字信号；
数据存储单元，用于存储设定工况下对应的最优死区时间；
运算处理单元，用于将模拟/数字转换器输出的数字信号与数据存储单元中存储的设定工况比较，得到最接近的设定工况下对应的最优死区时间，并输出相应的信号给开关管驱动电路；
开关管驱动电路，用于根据接收到的信号对谐振变换器中的开关管进行控制。
进一步地，所述LLC谐振变换器主电路包括顺次级联的输入电容、功率管全桥、谐振电感、谐振电容、变压器、副边整流桥和输出电容。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果。
(1)本发明考虑不同工况下功率器件的寄生参数，精确的计算出原边功率管寄生电容充放电的时间，进而得到最优死区时间，使得在最优死区时间内，功率管的寄生电容刚好完成充放电，减小功率管截止状态反向导通的时间，从而减小反向导通损耗，提高高频LLC谐振变换器的效率，可适用于不同功率等级，不同拓扑结构(全桥或半桥结构)，不同谐振频率的LLC谐振变换器，适用范围广，可靠性高。
(2)本发明对原边功率管寄生电容充放电时间的基础上增加一定的裕度，给ZVS实现时间留有一定的裕度，以避免电路误导通。
(3)由于GaN晶体管的二维电子气反向导通的损耗比同等规模下硅基MOSFET的寄生体二极管的损耗要更大，相应地，将本发明方法应用于由GaN MOSFET构成原边功率管构成的谐振变换器时，能够显著降低反向导通损耗，随着GaN第三代半导体器件的大规模应用，本发明方法具有广泛的实用价值。
附图说明
图1为传统全桥LLC谐振变换器拓扑结构图。
图2为本发明的DCM模式下LLC谐振变换器的工作波形示意图。
图3为ZVS实现阶段时变压器原副边结电容充放电状态。
图4为ZVS实现阶段时的等效电路模型。
图5为本发明所述变死区调节控制方法的示意图。
图6为本发明所述一种变死区控制的高频LLC谐振变换器示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
图1是LLC谐振变换器主电路拓扑结构图，其中，Vin为输入直流电压，Cin为输入电容，Q1-Q4为功率MOS开关管，r为变压器漏感也称谐振电感，Cr为谐振电容，Lm为励磁电感，T为变压器，N为变压器匝比，D1-D4为副边整流二极管，Cout为输出电容，Vo为输出直流电压。
LLC谐振变换器通过在死区时间内，谐振电流对功率MOS管的电容进行充放电来实现ZVS软开关，减小开关损耗。当电容充放电结束，而死区时间没有结束，此时谐振电流会经过GaN功率管的二维电子气，此时功率管处于截止状态，反向导通时具有不可忽略的导通压降，增加了损耗。
为了使死区时间内，功率管的寄生电容刚好完成充放电，减小功率管截止状态反向导通的时间，本发明对电路进行了详细的分析。
图2为本发明的DCM模式(断续导通模式)下LLC谐振变换器的工作波形示意图。如图所示，将LLC谐振变换器分为几个工作状态：
t0-t1，ZVS实现阶段：Q1、Q4管实现ZVS，t1时刻Q1、Q2、Q3、Q4管均关断；
t1-t2：死区谐振阶段，在死区中LLC原边实现完ZVS重新进入Lr Cr谐振状态，副边D1和D4管导通；
t2-t3：谐振阶段，t2时刻Q1和Q4管开通，LLC原边处于Lr Cr谐振状态；
t3-t4：Boost阶段，Q1和Q4管导通，Lm参与谐振，LLC原边谐振频率减小，原边谐振电流升高，由于变压器原边励磁电感被短路，副边的整流二极管实现ZCS；
t4-t5，ZVS实现阶段：Q2、Q3管实现ZVS，t4时刻Q1、Q2、Q3、Q4管均关断；
t5-t6：死区谐振阶段，在死区中LLC原边实现完ZVS重新进入Lr Cr谐振状态；
t5-t9：重复t1-t5的过程。
为了更精确的计算电容的充放电时间，因此需要分析高频LLC谐振变换器的时域模型，在Lr和Cr谐振时段，又被称作串联谐振阶段，也即是在t1-t3阶段，有：
Figure BDA0003015935380000061
进一步，解式(1)的微分方程可得t1-t3时刻内谐振电流表达式：
Figure BDA0003015935380000062
其中A1和A2为待定系数；ωr可理解为串联角频率；
进一步的，将式(2)代入式(1)，假设t1时刻电流为ILr(t1)，电容电压为VCr(t1)，可求解A1和A2：
Figure BDA0003015935380000071
进一步，在t1-t3时间内有，变压器的电流的积分约等于输出电流的N倍，可得：
Figure BDA0003015935380000072
进一步，假设励磁电感最大电流为
Figure BDA0003015935380000073
在t1-t3时间内有，励磁电感被变压器两端电压钳位，且t3时刻谐振电流等于励磁电流。进一步，在t3-t4阶段，变压器的励磁电感参与谐振，为并联谐振阶段，谐振频率变低。可得：
Figure BDA0003015935380000074
进一步，解式(5)的微分方程可得t3-t4时刻内谐振电流表达式：
Figure BDA0003015935380000075
其中A3和A4为待定系数，ωr1可理解为并联谐振角频率；
进一步将式(6)代入式(5)中，且由于ZVS实现时间非常短，可以认为t4-t5时间内谐振电容两端电压保持不变，可求解
Figure BDA0003015935380000076
和VCr(t1)：
Figure BDA0003015935380000077
VCr(t1)表示谐振电容在t1时刻的电压；
Figure BDA0003015935380000078
表示等效输出阻抗；
现有计算ILm_max方法中，假设励磁电感在整个工作周期内都处于被输出电压钳位的状态，只考虑了串联谐振的过程，忽略了励磁电感参与并联谐振的过程，具有较大的误差。本发明的计算过程中，考虑了励磁电感参与并联谐振的过程，计算过程更加符合实际情况，计算结果也更加精确。而高频LLC谐振变换器的最优死区时间的计算需要精确的ILm_max的数值。
进一步的，分析LLC的ZVS实现阶段，即为t4-t5阶段。此阶段内Q2、Q3管的Vds从Vin降到Vsd。t4-t5阶段的等效电路模型如图3所示。进一步，将其进行等效处理，如图4所示。
Figure BDA0003015935380000081
其中，Coss为功率MOS的结电容，Cj为二极管的等效寄生电容，均可在器件的数据表中可查询。Ceq1为充放电过程中原边功率管的等效总电容，Cjeq为充放电过程中副边二极管的等效总电容，Ceq2为Cjeq等效到原边的电容；
由于谐振电容Cr远大于结电容Coss，t4-t5阶段持续时间很短，可认为该阶段谐振电容Cr电压恒定，且由于励磁电感远大于谐振电感，因此可以认为该阶段励磁电感电流恒定。从图4所示的等效电路可以看出t4-t5阶段内，Lr与Coss与Ceq2并联后的电容谐振，可得：
Figure BDA0003015935380000082
进一步，假设初始时刻电流为iLr(t＝t4)＝ILm_max，且在初始时刻有
Figure BDA0003015935380000083
VCjp(t4)＝0，则可得t4-t5阶段内放电结电容Coss两端电压为：
Figure BDA0003015935380000091
Figure BDA0003015935380000092
为t4-t5阶段等效角频率；
t5时刻，电容充放电结束，
Figure BDA0003015935380000093
由式(7)和式(11)可得关于tzvs的方程，运用计算软件(例如matlab)迭代运算求解。适当的，可以给ZVS实现时间留有一定的裕度，以避免电路误导通。
基于上述分析得到本发明提出的一种高频LLC谐振变换器不同工况下的最优死区计算方法，包括：
第一步：根据高频LLC谐振变换器应用的具体情况，确认电路硬件参数：
谐振参数：谐振电感Lr，谐振电容Cr，励磁电感Lm，谐振频率fr，变压器匝比N；
功率器件寄生参数：原边功率GaN MOSFET的输出电容Coss，副边整流二极管的结电容Cj；
设定工况条件：输入直流电压Vin、输出直流电压Vo、输出电流Io，以及对应工况下的工作频率fs；
第二步：分析高频LLC谐振变换器的时域模型，根据在Lr和Cr谐振时段，变压器电流积分等于输出电流的N倍列出方程，假设谐振时段完成时，谐振电流等于励磁电流，来求解励磁电感电流最大值ILm_max。
第三步：对ZVS过程中的电容充放电模型进行分析变换，假设ZVS实现过程中谐振电容电压不变，列出方程求解。结合第二步中ILm_max的解，用计算软件迭代法求解原边功率GaN MOSFET的输出电容Coss充放电完成的时间，也即是tzvs。
通过上述步骤可以对不同的LLC谐振变换器经过对应的计算处理，通过计算软件(Matlab等)迭代计算出每个LLC谐振变换器的每个假定工况对应的最小死区时间，将最小死区时间存储在驱动信号产生电路的数据存储单元里，作为查找表数据。
当经过离线计算的高频LLC谐振变换器工作在假定工况范围内的任意输入电压和输出功率的条件下，数字控制器中的模拟/数字转换器对该工况的输出电压，输出电压，输出电压进行采样，得到对应的工况值，与存储在数据存储单元里的查找表数据进行比较，判断当前工况的最优死区时间，经过运算处理单元，输出相应的信号给开关管驱动电路。
基于最优死区计算方法得到本发明提出的高频LLC谐振变换器变死区控制方法，如图5所示，包括：
第一步：根据硬件电路的功率器件参数，得到功率器件在特定工况下的等效寄生电容。模拟LLC谐振变换器的各种工况条件下的工作频率，输入电压，输出电压，输出电流，结合功率器件的寄生参数和谐振变换器的谐振参数，计算出每个工况下的最小死区时间，并在存储单元里存储信息。
第二步：LLC谐振变换器首先运行在初始状态，此时的死区时间比最优死区时间长，死区时间内反向导通的损耗较大。
第三步：控制周期开始，LLC谐振变换器在每个工况下实时采集输入电压，输出电压，输出电流，驱动信号产生电路对所需的数据进行模拟/数字转换采样，对正在运行的工作情况进行识别，查询步骤一中所述的存储信息，如果有相同或相近的工况条件，则按照对应条件下存储的死区时间进行实时调节控制，否则回到步骤二，运行在初始状态。具体地，死区时间与输入电压，输出电压，输出电流有关，也即是可以认为这三个值组成一个三维坐标系的格点，每一个格点对应一个死区时间，然后组成一个个公用格点的立方体中，如果采样的值处于立方体中，则取值为立方体8个格点的工况对应的死区时间的最大值，如果不处于离线计算的立方体中，则取值为初值,而这个初值比所有的死区时间都大。
第四步：控制周期结束，回到步骤二，进行新的控制周期的变死区调节控制。
与上述控制方法相应地，本发明还提出了可实现变死区控制的高频LLC谐振变换器，由LLC谐振变换器主电路和控制电路构成，控制电路采用模拟和数字的组合控制方式，其模拟控制电路包括输入电压采样电路，输出电压采样电路，输出电流采样电路，开关管驱动电路；数字控制电路为驱动信号产生电路。
LLC谐振变换器主电路由输入电容，功率管全桥，谐振电感，谐振电容，变压器，副边整流桥，输出电容顺次级联构成。
输入电压采样电路输入端连接LLC谐振变换器的输入母线与原边功率地，其输出端连接驱动信号产生电路的模拟/数字转换器。输入电压采样电路由对原边功率地的电阻分压网络与同向跟随器构成，根据输入电压和驱动信号产生电路中的模拟/数字转换器的基准电压Vref来合理设置上、下分压电阻的阻值。为了滤除输入电压采样信号中的高频噪声，分压电阻的下电阻可以选择性的并联小容值电容(容值一般不高于1nF)。
输出电压采样电路连接输出LLC谐振变换器输出母线与副边功率地，其输出端经过隔离器件连接驱动信号产生电路中的模拟/数字转换器。LLC谐振变换器的输出母线为，变压器接入后一级副边整流桥后，在经过输出电容滤波得到。如果纹波过大，也可考虑在副边整流桥和输出电容之间加一级差模电感。输出电压采样电路由对原边功率地的电阻分压网络与同向跟随器构成，根据输入电压和驱动信号产生电路中的模拟/数字转换器的基准电压Vref以及隔离器件的增益来合理设置上、下分压电阻的阻值。为了滤除输出电压采样信号中的高频噪声，分压电阻的下电阻可以选择性的并联小容值电容(容值一般不高于1nF)。
输出电流采样电路为霍尔采样电路，串联在输出电容和输出负载之间，其输出端经过隔离器件驱动信号产生电路。霍尔采样电路采用霍尔传感器采用芯片，将电流信号转换成电压信号，经过同向跟随器(或者采用差分放大器，根据霍尔传感器采样芯片的具体型号来使用)，然后经过隔离器件，传输信号到原边驱动信号产生电路的模拟/数字转换器。
开关管驱动电路一共四组，每组驱动电路输出端连接功率GaN MOSFET的栅极，功率GaN MOSFET为全桥H型连接(如果为半桥LLC结构则是两组开关管驱动电路)；所述驱动信号产生电路输出端连接每一组开关管驱动电路，采用使用与几百kHz到MHz工作条件下的超快GaN MOSFET驱动集成芯片。
驱动信号产生电路由数字控制器和外围电路构成，其中数字控制器包括模拟/数字转换器，运算处理单元，数据存储单元。其中数字控制器中的模拟/数字转换器也可以采用独立的外置模拟/数字转换器，并将其与数字控制器相应的接口连接。
输入电压采样电路、输出电压采样电路、输出电流采样电路分别用于对谐振变换器当前运行工况下的输入电压、输出电压和输出电流进行采样；模拟/数字转换器用于将采集到的电压、电流值进行模数转换，得到谐振变换器当前运行工况对应的数字信号；数据存储单元，用于存储设定工况下对应的最优死区时间；运算处理单元，用于将模拟/数字转换器输出的数字信号与数据存储单元中存储的设定工况比较，得到最接近的设定工况下对应的最优死区时间，并输出相应的信号给开关管驱动电路；开关管驱动电路，用于根据接收到的信号对谐振变换器中的开关管进行控制。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种高频LLC谐振变换器不同工况下的最优死区计算方法，其特征在于，包括：
S1.在多个不同设定工况下，计算原边功率管寄生电容的充放电完成时间；具体为，
01.根据高频LLC谐振变换器应用需求确定电路硬件参数，包括：
谐振参数：谐振电感Lr，谐振电容Cr，励磁电感Lm，谐振频率fr，变压器匝比N；
功率器件寄生参数：原边功率管的输出电容Coss，副边整流二极管的结电容Cj；
设定工况条件：输入直流电压Vin、输出直流电压Vo、输出电流Io，以及对应工况下的工作频率fs；
02.求解励磁电感电流最大值ILm_max；
Figure FDA0003587527600000011
其中，Tr表示串联谐振周期，Ts表示工作周期，
Figure FDA0003587527600000012
表示等效输出阻抗，ωr表示串联谐振角频率，
Figure FDA0003587527600000013
ωr1表示并联谐振角频率，
Figure FDA0003587527600000014
Zr表示串联电感阻抗，Zr＝ωr·Lr，Zr1表示并联电感阻抗Zr1＝ωr1·(Lr+Lm)；
03.求解原边功率管的输出电容Coss充放电完成的时间tzvs：
Figure FDA0003587527600000015
Figure FDA0003587527600000021
为ZVS实现阶段等效角频率，Ceq1为充放电过程中原边功率管的等效总电容，Cjeq为充放电过程中副边二极管的等效总电容，Ceq2为Cjeq等效到原边的电容；
S2.对充放电完成时间增加设定裕度后作为对应工况下的最优死区时间。
2.根据权利要求1所述的一种高频LLC谐振变换器不同工况下的最优死区计算方法，其特征在于，原边功率管为GaN MOSFET。
3.根据权利要求1所述的一种高频LLC谐振变换器不同工况下的最优死区计算方法，其特征在于，设定裕度大于或等于0。
4.一种基于权利要求1-3任一项所述最优死区计算方法的高频LLC谐振变换器变死区控制方法，其特征在于，包括：
S1.对谐振变换器当前运行工况下的输入电压、输出电压和输出电流进行采样；
S2.将与当前工况最接近的设定工况下对应的最优死区时间作为当前工况的最优死区时间，输出相应的信号给开关管驱动电路对谐振变换器中的开关管进行控制。
5.一种基于权利要求4所述变死区控制方法的高频LLC谐振变换器，其特征在于，包括：高频LLC谐振变换器主电路和控制电路；其中，控制电路包括：模拟控制电路和数字控制电路；
模拟控制电路包括输入电压采样电路、输出电压采样电路、输出电流采样电路和开关管驱动电路；数字控制电路包括模拟/数字转换器、数据存储单元和运算处理单元；
输入电压采样电路、输出电压采样电路、输出电流采样电路分别用于对谐振变换器当前运行工况下的输入电压、输出电压和输出电流进行采样；
模拟/数字转换器用于将采集到的电压、电流值进行模数转换，得到谐振变换器当前运行工况对应的数字信号；
数据存储单元，用于存储设定工况下对应的最优死区时间；
运算处理单元，用于将模拟/数字转换器输出的数字信号与数据存储单元中存储的设定工况比较，得到最接近的设定工况下对应的最优死区时间，并输出相应的信号给开关管驱动电路；
开关管驱动电路，用于根据接收到的信号对谐振变换器中的开关管进行控制。
6.根据权利要求5所述的一种高频LLC谐振变换器，其特征在于，所述LLC谐振变换器主电路包括顺次级联的输入电容、功率管全桥、谐振电感、谐振电容、变压器、副边整流桥和输出电容。
CN202110389383.6A 2021-04-12 2021-04-12 高频llc谐振变换器最优死区计算方法、变死区控制方法 Active CN112994472B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110389383.6A CN112994472B (zh) 2021-04-12 2021-04-12 高频llc谐振变换器最优死区计算方法、变死区控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110389383.6A CN112994472B (zh) 2021-04-12 2021-04-12 高频llc谐振变换器最优死区计算方法、变死区控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112994472A CN112994472A (zh) 2021-06-18
CN112994472B true CN112994472B (zh) 2022-06-14

Family

ID=76338031

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110389383.6A Active CN112994472B (zh) 2021-04-12 2021-04-12 高频llc谐振变换器最优死区计算方法、变死区控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112994472B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113691139B (zh) * 2021-09-01 2023-06-16 青岛鼎信通讯股份有限公司 一种避免电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法
CN116154879A (zh) * 2021-11-19 2023-05-23 Oppo广东移动通信有限公司 无线充电电路、开关电路、控制方法及存储介质
CN114157149B (zh) * 2021-12-15 2024-05-14 阳光电源股份有限公司 一种逆变系统和dc/dc变换器及其软开关方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104135159A (zh) * 2014-07-21 2014-11-05 中国东方电气集团有限公司 一种移相全桥变换器的变死区调节控制方法
CN108521217A (zh) * 2018-04-24 2018-09-11 南京工程学院 一种基于损耗最小的llc谐振变换器参数优化设计方法
CN108631597A (zh) * 2018-05-02 2018-10-09 西安交通大学 一种llc谐振变换器的优化设计方法
WO2018220284A1 (fr) * 2017-05-30 2018-12-06 Valeo Siemens Eautomotive France Sas Procédé d'optimisation de la durée d'un temps mort lors des commutations d'un bras d'interrupteur commande en fréquence
CN110277919A (zh) * 2018-03-15 2019-09-24 联合汽车电子有限公司 一种实时修正dc/dc变换器在软开关下的死区时间的方法
CN112491277A (zh) * 2020-11-25 2021-03-12 青岛鼎信通讯股份有限公司 一种通过死区时间自适应提高电力电子变压器效率的方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104135159A (zh) * 2014-07-21 2014-11-05 中国东方电气集团有限公司 一种移相全桥变换器的变死区调节控制方法
WO2018220284A1 (fr) * 2017-05-30 2018-12-06 Valeo Siemens Eautomotive France Sas Procédé d'optimisation de la durée d'un temps mort lors des commutations d'un bras d'interrupteur commande en fréquence
CN110277919A (zh) * 2018-03-15 2019-09-24 联合汽车电子有限公司 一种实时修正dc/dc变换器在软开关下的死区时间的方法
CN108521217A (zh) * 2018-04-24 2018-09-11 南京工程学院 一种基于损耗最小的llc谐振变换器参数优化设计方法
CN108631597A (zh) * 2018-05-02 2018-10-09 西安交通大学 一种llc谐振变换器的优化设计方法
CN112491277A (zh) * 2020-11-25 2021-03-12 青岛鼎信通讯股份有限公司 一种通过死区时间自适应提高电力电子变压器效率的方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Optimizing the Normalized Dead-Time and Maximum Switching Frequency of a Wide-Adjustable-Range LLC Resonant Converter;Reza Beiranvand et al.;《IEEE Transactions on Power Electronics》;20110228;第26卷(第2期);第462-472页 *
高频LLC谐振变换器的效率优化;郑愫等;《电气自动化》;20160430;第38卷(第4期);第14-18页 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN112994472A (zh) 2021-06-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112994472B (zh) 高频llc谐振变换器最优死区计算方法、变死区控制方法
CN110611431B (zh) 有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法
WO2019140801A1 (zh) 一种双输出端口充电电路及其控制方法
CN110112935B (zh) 三相单级隔离ac-dc变换器、双环控制系统及方法
Pavlović et al. Bidirectional dual active bridge series resonant converter with pulse modulation
Xue et al. A 2-MHz 60-W zero-voltage-switching synchronous noninverting buck–boost converter with reduced component values
CN105896992A (zh) 氮化镓器件的超高频门极驱动及控制方法
Jin et al. A 10-MHz resonant converter with a synchronous rectifier for low-voltage applications
CN112311222A (zh) 一种基于复合预测电流控制的改进型无桥dbpfc变换器及控制方法
CN115720045A (zh) 可升降压的双向直流-直流电源转换装置及其控制方法
Rajakumari et al. Comparative analysis of DC-DC converters
CN113381616B (zh) 双向cllc直流变换器同步整流方法及装置
CN110572028A (zh) 一种基于开关电容和谐振sepic电路的dc/dc变换器
CN115296537A (zh) 基于耦合电感的三相交错并联升压变换器及其控制方法
TWI742852B (zh) 諧振切換式電源轉換器
CN114665720A (zh) 一种双向串联谐振变换器及其改进间歇正弦调制方法
Nayanasiri et al. Soft-switching single inductor current-fed push-pull converter for PV applications
Truong et al. Triangular Conduction Mode (TCM) Operation in a High Voltage Gain DC–DC Converter
Bagawade et al. Novel high-gain hybrid current-driven DC-DC converter topology
Mohebifar et al. Dual-output step-down soft switching current-fed full-bridge DC-DC converter
Shao et al. Soft switching method of tps modulated dab converters with wide band gap devices
Zhang et al. Optimized Duty Cycle Control to Reduce the Reverse Conduction Loss of GaN HEMTs in a Very High Frequency Class Φ 2 inverter
CN203590016U (zh) 双降压高功率因数恒流电路及装置
TWI742851B (zh) 電源轉換器
CN220457292U (zh) 一种基于多电感耦合低纹波二次型Boost变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant