CN115276260A - 一种icpt系统及电动汽车非接触供电系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种ICPT系统及电动汽车非接触供电系统，涉及电动汽车充电技术领域。本发明所述的ICPT系统，包括宽电压增益逆变器和能量发射与接收电路，所述宽电压增益逆变器包括第一开关器件、第二开关器件、第一电感、第二电感、第一续流二极管、第二续流二极管、第一直流电容和第二直流电容，所述能量发射与接收电路包括发射线圈、接收线圈、第一谐振补偿电容和第二谐振补偿电容，所述发射线圈与所述接收线圈共振，所述接收线圈通过所述第二谐振补偿电容与负载连接。本发明所述的技术方案，可以通过两个可控功率开关器件实现系统输出功率的宽范围调节。

Description

一种ICPT系统及电动汽车非接触供电系统
技术领域
本发明涉及电动汽车充电技术领域，具体而言，涉及一种ICPT系统及电动汽车非接触供电系统。
背景技术
非接触供电技术作为一种新型的电能接入技术，可以实现电动汽车的安全和便捷充电，在电动汽车充电领域正受到越来越多的关注，无线充电将是未来的必然趋势。随着电动汽车非接触供电的发展，为了能够在不同电压等级的输入电源下均能满足单一负载或多负载的供电需求，如何实现对电压进行宽范围调节显得尤为重要。
ICPT（Inductively Coupled Power Transmission，感应耦合无线电能传输技术）系统目前常用的调节方法有移相控制、能量注入与自由振荡控制、调频控制、DC-DC调压控制等。前三种控制方法均无需增加额外的调节电路，电路结构简单，但均为单一的降压型控制，无法进行电压的宽范围调节。DC-DC调压控制通过在原边逆变前端或副边整流后端增加DC-DC调压电路来实现系统输出功率的调节，但会提高系统控制的复杂度。
发明内容
本发明解决的问题是如何实现更宽的输出增益调节。
为解决上述问题，本发明提供一种ICPT系统，包括宽电压增益逆变器和能量发射与接收电路，所述宽电压增益逆变器包括第一开关器件、第二开关器件、第一电感、第二电感、第一续流二极管、第二续流二极管、第一直流电容和第二直流电容，所述能量发射与接收电路包括发射线圈、接收线圈、第一谐振补偿电容和第二谐振补偿电容，所述发射线圈与所述接收线圈共振，所述接收线圈通过所述第二谐振补偿电容与负载连接；
所述第一电感的一端与直流电源以及所述第二直流电容的负极连接，所述第一电感的另一端分别与所述第一续流二极管的一端以及所述第二续流二极管的一端连接，所述第一续流二极管的另一端分别与所述第二电感的一端、所述第一直流电容的负极以及所述第二直流电容的正极连接，所述第二续流二极管的另一端分别与所述第二电感的另一端、所述第二开关器件的一端以及所述发射线圈连接，所述第二开关器件的另一端分别与所述直流电源以及所述第一谐振补偿电容的一端连接，所述第一谐振补偿电容的另一端与所述发射线圈连接，所述第一开关器件的两端分别与所述第二电感的另一端以及所述第一直流电容的正极连接。
可选地，当所述宽电压增益逆变器处于第一工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流分别流入所述第一开关器件和所述发射线圈。
可选地，当所述宽电压增益逆变器处于第二工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流和流过所述第一开关器件的电流汇入到所述发射线圈。
可选地，当所述宽电压增益逆变器处于第三工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流分别流入所述第一开关器件和所述发射线圈。
可选地，当所述宽电压增益逆变器处于第四工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流和流过所述发射线圈的电流汇入到所述第一开关器件。
可选地，当所述宽电压增益逆变器处于第五工作模态时，所述第一开关器件关断，所述第二开关器件导通，流过所述第一电感的电流、流过所述第二电感的电流以及流过所述发射线圈的电流汇入到所述第二开关器件。
可选地，当所述宽电压增益逆变器处于第六工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流和流过所述发射线圈的电流汇入到所述第一开关器件。
可选地，所述宽电压增益逆变器的输出增益与逆变器开关占空比正相关。
可选地，所述输出增益对应的输出模式包括升压模式和降压模式。
本发明所述的ICPT系统，可以通过两个可控功率开关器件，即第一开关器件和第二开关器件来宽范围调整输出电压增益，以实现系统输出功率的宽范围调节。相比于移相控制、能量注入与自由振荡控制、调频控制、谐振补偿网络和频率分裂等方式具有更宽的输出增益调节范围。相比于DC-DC控制方式具有更少的可控功率开关器件，从而可以简化控制策略。
本发明还提供一种电动汽车非接触供电系统，包括上述ICPT系统。所述电动汽车非接触供电系统与上述ICPT系统相对于现有技术所具有的优势相同，在此不再赘述。
附图说明
图1为本发明实施例的ICPT系统拓扑示意图；
图2为本发明实施例的原边电能变换装置总体结构图；
图3为本发明实施例的逆变器主要工作波形示意图；
图4为本发明实施例的逆变器在一个开关周期内各工作模态的等效电路示意图；
图5为本发明实施例的逆变器输出电压增益曲线示意图；
图6为本发明实施例的输出功率曲线示意图一；
图7为本发明实施例的输出功率曲线示意图二；
图8为本发明实施例的不同占空比下系统主要仿真波形示意图一；
图9为本发明实施例的不同占空比下系统主要仿真波形示意图二；
图10为本发明实施例的不同占空比下系统主要仿真波形示意图三；
图11为本发明实施例的占空比为0.3的实验波形示意图；
图12为本发明实施例的占空比为0.4的实验波形示意图；
图13为本发明实施例的占空比为0.5的实验波形示意图；
图14为本发明实施例的不同占空比下up和ip的实验波形示意图；
图15为本发明实施例的不同占空比下uR和iR的实验波形示意图；
图16为本发明实施例的系统能效特性曲线示意图。
具体实施方式
功率变换模块是由几个原边变换器并联形成，单个原边变换器的结构图如图2所示。输入滤波以及功率因数校正（PFC）可以使系统对电网的影响达到国家标准，通过调压电路可以调节变换器的输出功率，再加入一系列的保护、控制措施和显示功能，保证系统原边部分稳定正常地运行。
其中，调压电路使ICPT系统可以对电压进行宽范围调节，能够在不同电压等级的输入电源下均能满足负载的供电需求显得尤为重要；高频逆变环节主要担负着为产生功率磁场的线圈提供稳定高频电流的任务，即将调压电路输出的直流电，经过该变换电路变换后给功率磁场激励线圈提供10~100kHz高频正弦波电流。作为系统高频电磁能转换的关键环节，这两个环节的工作效率、稳定性及可靠性直接决定整个系统的工作性能。
ICPT系统目前常用的调节方法有移相控制、能量注入与自由振荡控制、调频控制、DC-DC调压控制等。常用的DC-DC调压电路有Buck、Boost和Buck-Boost电路等。Buck为输出增益低于1的降压型电路，Boost为输出增益大于1的升压型电路，同样均为单一型的降压或升压，无法工作在宽电压范围下。Buck-Boost电路虽然可以兼顾Buck和Boost的电压增益调节范围，但是其输出电压纹波较大，且效率较低。而且，DC-DC调压电路的加入增加了电能变换环节，增加了开关器件及其相应驱动电路的数量，并提高了系统控制的复杂度。另外，还有通过利用不同谐振补偿网络的增益特性来调整系统电压增益的方法，但该方法调节范围小，且具有较强的频率敏感性。还有利用系统的频率分裂现象，调节系统工作频率偏离谐振频率实现输出增益的提升的方法，但是这种方法给系统带来了额外的无功功率，且调节范围也较小。可见，以上两种方法也不太适用于电压的宽范围调节。
基于上述现有技术存在的问题，本发明提出一种适用于电动汽车非接触供电系统的宽电压增益逆变器。该逆变器可以宽范围调整输出电压增益（包括升压和降压两种输出模式）以实现系统输出功率的宽范围调节，且只含有两个可控功率开关器件。相比于移相控制、能量注入与自由振荡控制、调频控制、谐振补偿网络和频率分裂等方式具有更宽的输出增益调节范围。相比于DC-DC控制方式具有更少的可控功率开关器件，从而可以简化控制策略。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。
如图1所示，本发明实施例提供一种ICPT系统，包括宽电压增益逆变器和能量发射与接收电路，所述宽电压增益逆变器包括第一开关器件S1、第二开关器件S2、第一电感L1、第二电感L2、第一续流二极管D1、第二续流二极管D2、第一直流电容C1和第二直流电容C2，所述能量发射与接收电路包括发射线圈Lp、接收线圈Ls、第一谐振补偿电容Cp和第二谐振补偿电容Cs，所述发射线圈与所述接收线圈共振，所述接收线圈通过所述第二谐振补偿电容与负载连接；
所述第一电感的一端与直流电源以及所述第二直流电容的负极连接，所述第一电感的另一端分别与所述第一续流二极管的一端以及所述第二续流二极管的一端连接，所述第一续流二极管的另一端分别与所述第二电感的一端、所述第一直流电容的负极以及所述第二直流电容的正极连接，所述第二续流二极管的另一端分别与所述第二电感的另一端、所述第二开关器件的一端以及所述发射线圈连接，所述第二开关器件的另一端分别与所述直流电源以及所述第一谐振补偿电容的一端连接，所述第一谐振补偿电容的另一端与所述发射线圈连接，所述第一开关器件的两端分别与所述第二电感的另一端以及所述第一直流电容的正极连接。
具体地，ICPT系统主要由宽电压增益逆变器和能量发射与接收电路组成，宽电压增益逆变器由开关器件S1和S2（包括内部反并联二极管DS1和DS2）、电感L1和L2、续流二极管D1和D2、直流电容C1和C2组成。能量发射与接收电路由发射线圈Lp、接收线圈Ls、谐振补偿电容Cp和Cs组成，R为系统等效负载。系统的输入为直流电源uin。iL1和iL2为两个电感电流，iC1和iC2为两个电容电流，up为逆变输出电压，ip为发射线圈电流，iR为拾取线圈电流，也即负载电流。
为了减少系统无功功率，提高功率传输能力和传输效率，一般设计能量发射端和接收端的谐振频率相等，即：
Figure DEST_PATH_IMAGE002
；（1）
逆变器通过调整开关占空比实现对输出电压增益和输出功率的控制。假设iL1和iL2均为连续导通模式（Continuous Conduction Mode, CCM）。定义T和D为逆变器开关周期和开关占空比，假设所有开关器件均为理想器件，忽略死区时间，逆变器主要工作波形如图3所示。
定义ub为：
Figure DEST_PATH_IMAGE004
；（2）
S1开通时，up=ub，否则，up=0。定义逆变器输出阻抗为Z，谐振状态下，Z为纯阻性阻抗。宽电压增益逆变器在一个开关周期内各工作模态的等效电路如图4所示。
逆变器各工作模态的分析如下：
1）工作模态1（0-t1）：S1开通，S2关断，up=ub，ip>0。L1通过D1与C2并联，L2通过S1与C1并联，iL1和iL2逐渐减小。D2反向截止。iL2被分为两份，一部分为iS1，反向流过S1；另一部分为发射线圈电流ip，流入电源uin。此模态下系统方程描述为：
Figure DEST_PATH_IMAGE006
(3)
2）工作模态2（t1-t2）：S1开通，S2关断，up=ub，ip>0。随着iL2的减小和ip的增大，在t1时刻，iS1自然正向过零，随后与iL2一起为发射线圈提供电流，即ip由iL2和iS1共同合成。此工作模态下iL1和iL2继续减小，ip则先增大后减小。此模态下系统方程描述与式(3)相同。
3）工作模态3（t2-T/2）：S1开通，S2关断，up=ub，ip>0。随着iL2和ip的减小，在t2时刻，iS1自然反向过零，iL2再次被分为两份，一部分为iS1，反向流过S1；另一部分为发射线圈电流ip，流入电源uin。此工作模态下iL1、iL2和ip继续减小。此模态下系统方程描述与式(3)相同。
4）工作模态4（T/2-t3）：S1开通，S2关断，up=ub，ip<0。T/2时刻，ip自然反向过零，由正变负。iL2与ip共同反向流过S1。此工作模态下iL1和iL2继续减小，ip则反向增大。此模态下系统方程描述与式(3)相同。
5）工作模态5（t3-t4）：S2开通，S1关断，up=0，ip< 0。t3时刻，S1关断，S2开通，D2导通，D1反向截止，up由于S2的开通而下降为零。L1通过uin、D2和S2进行储能，L2通过uin、uC2和S2进行储能，iL1和iL2开始由最小值逐渐增大。iL1、iL2以及ip共同正向流过S2。此工作模态下ip先反向增大后反向减小。此模态下系统方程描述为：
Figure DEST_PATH_IMAGE008
(4)
6）工作模态6（t4-T）：S1开通，S2关断，up=ub，ip<0。t4时刻，S2关断，S1开通。up由于S1的开通而上升为ub。L1通过D1与C2并联，L2通过S1与C1并联，iL1和iL2开始由最大值逐渐减小。D2反向截止。iL2与ip共同反向流过S1。此工作模态下ip继续反向减小。T时刻，ip正向过零，当前工作周期结束，下一工作周期开始。此模态下系统方程描述与式(3)相同。
性能分析如下：
1）逆变器输出电压增益
假设在一个开关周期内电压uC1和uC2保持不变，且L1和L2无内阻。S1开通时，L1和L2的端电压为：
Figure DEST_PATH_IMAGE010
(5)
S2开通时，L1和L2的端电压为：
Figure DEST_PATH_IMAGE012
(6)
稳态下，电感电压满足伏秒平衡，由此可解得UC1和UC2的值为：
Figure DEST_PATH_IMAGE014
(7)
根据式（2），进一步可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE016
(8)
根据图3，对up进行傅里叶级数展开为：
Figure DEST_PATH_IMAGE018
(9)
ICPT系统中，线圈的品质因数较高，谐振电流近似正弦波，因此能量主要通过基波进行传输。则up的基波分量及其有效值表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE020
(10)
定义逆变器输出增益：
Figure DEST_PATH_IMAGE022
(11)
逆变器输出电压增益曲线如图5所示。可以看出，Gv与D呈正相关。D在0-0.8之间变化时，Gv的变化范围为0-6.615。D=0.361时，Gv=1，逆变器工作在等压输出模式；D<0.361时，Gv<1，逆变器工作在降压输出模式；D>0.361时，Gv>1，逆变器工作在升压输出模式；D=0.5时，Gv=1.8。逆变器可以通过调整开关占空比实现升压和降压输出模式的转换，具有较宽的输出电压增益范围。
2）系统输出功率
系统谐振状态下，逆变器输出等效阻抗为：
Figure DEST_PATH_IMAGE024
（12）
式中：Rp为发射导轨内阻，Rs为接收线圈内阻。
可得发射线圈电流有效值为：
Figure DEST_PATH_IMAGE026
(13)
则拾取线圈电流有效值为：
Figure DEST_PATH_IMAGE028
(14)
能量拾取端负载接收功率为：
Figure DEST_PATH_IMAGE030
(15)
能量发射与接收电路的传输效率为：
Figure DEST_PATH_IMAGE032
(16)
取uin=30V，Rp=Rs=0.4Ω，绘制系统输出功率曲线如图6和图7所示。图6所示为M=30μH时，Po与R和D之间的关系。从图中可以看出，在M固定时，不管R大小如何，Po总是随D的增大而增大，且D越大，Po的变化率越大。图7所示为R=15Ω时，Po与M和D之间的关系，可以看出，在R固定时，不管M大小如何，Po总是随D的增大而增大，且D越大，Po的变化率越大。综上可得，在系统其他参数不变的情况下，Po会随着D的增大而增大。
需要说明的是，ηc实际上为耦合机构的传输效率，根据式(16)可以看出ηc与逆变器工作占空比D无关。
3）开关器件应力分析
根据图3可以得出，S1和S2的电压应力为：
Figure DEST_PATH_IMAGE034
(17)
同时，D1和D2的电压应力为：
Figure DEST_PATH_IMAGE036
(18)
根据图3可以得出iL1、iL2以及ip的时域表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE038
(19)
Figure DEST_PATH_IMAGE040
(20)
Figure DEST_PATH_IMAGE042
(21)
式中：iL1-min为iL1的最小值，iL1-max为iL1的最大值，iL2-min为iL2的最小值，iL2-max为iL2的最大值，t3=(3-2D)T/4，t4=(3+2D)T/4，t5=T+t3。
同时，流经电容C1和C2的电流iC1和iC2的表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE044
(22)
流经二极管D1和D2的电流iD1和iD2的表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE046
(23)
稳态下，iC1和iC2均满足安秒平衡，根据以上各式，可解得：
Figure DEST_PATH_IMAGE048
(24)
Figure DEST_PATH_IMAGE050
(25)
根据式(20)和(21)，可得出iL1和iL2的平均值为：
Figure DEST_PATH_IMAGE052
(26)
根据上述分析，iS1在t4时刻达到最大值，此时iL2达到最大值，iL2和ip共同反向流过S1。iS2在3T/4时刻达到最大值，此时ip达到反向最大值，iL1和iL2均达到平均值，iL1、iL2和ip共同正向流过S2。而由于D1和D2均为L1的续流二极管，因此iD1和iD2均在t4时刻，即iL1达到最大值时，达到最大值。则可得S1，S2，D1和D2的电流应力为：
Figure DEST_PATH_IMAGE054
(27)
Figure DEST_PATH_IMAGE056
(28)
Figure DEST_PATH_IMAGE058
(29)
同时，若要使iL1和iL2均工作在CCM模式，则需满足iL1-min≥0，iL2-min≥0。根据式(24)和(25)可得L1和L2的取值需满足：
Figure DEST_PATH_IMAGE060
(30)
为了验证理论分析的正确性和本项目所提逆变器的可行性，按照表1给出的系统主要参数，在Plecs仿真平台搭建了系统仿真模型进行了仿真分析，并搭建了一台实验装置进行了实验分析和验证。其中，FPGA开发板作为逆变器的控制器，用于产生可变占空比的PWM波，驱动开关管S1和S2。其中发射线圈和接收线圈均为采用0.1*300（单股直径0.1mm，共300股）规格的李兹线绕制而成的外半径为11.5cm的圆形线圈，传输距离为6cm。
表1-系统主要参数
参数 取值 参数 取值
U<sub>in</sub> 30V M 32μH
L<sub>1</sub>, L<sub>2</sub> 150μH R<sub>p</sub>, R<sub>s</sub> 0.4Ω
C<sub>1</sub>, C<sub>2</sub> 100μF R<sub>L1</sub>,R<sub>L2</sub> 0.12Ω
L<sub>p</sub>, L<sub>s</sub> 165.3μH R 15Ω
C<sub>p</sub>, C<sub>s</sub> 21.21nF f<sub>0</sub> 85kHz
图8至图10所示为不同占空比下（占空比分别为0.3、0.4和0.5）系统主要仿真波形。GS2的占空比即为逆变器工作占空比。D=0.3时，逆变器工作在降压输出模式；D=0.4和D=0.5时，逆变器工作在升压输出模式。从图8中可以看出，随着占空比的增大，逆变输出电压up的幅值也逐渐增大，同时发射线圈电流ip和负载电流iR也逐渐增大。仿真结果验证了宽电压增益逆变器的输出电压增益特性。
图11-图13所示为不同占空比下GS1，GS2，iL1和iL2的实验波形。可以看出，当GS1为高电平，GS2为低电平，即S1开通，S2关断时，iL1和iL2均线性下降；当GS1为低电平，GS2为高电平，即S1关断，S2开通时，iL1和iL2均线性上升。随着占空比的增大，iL1和iL2的平均值也逐渐增大，且一直工作在CCM模式，证明了L1和L2取值的合理性。
图14所示为不同占空比下up和ip的实验波形。可以看出，随着占空比的增大，up的占空比逐渐减小，但幅值逐渐增大，同时发射线圈电流
Figure DEST_PATH_IMAGE062
也逐渐增大。实验结果与仿真结果具有较高的一致性。
图15所示为不同占空比下uR和iR的实验波形。同样，随着占空比的增大，负载电压电流均逐渐增大。实验结果与仿真结果比较一致，进一步验证了逆变器的输出电压增益特性。
图16所示为系统能效特性曲线。左侧为系统输出功率P0的变化曲线，可以看出，系统输出功率与占空比呈正相关，与理论分析的结果一致。右侧为系统功率传输效率η=P0/Pin的变化曲线，从实验曲线可以看出，当D<0.4时，η随着占空比的增大而增大；当D>0.4时，η略有下降，但最后趋于稳定，基本保持不变。D=0.4时，ηmax=87.84%。
需要说明的是，以上实验结果比仿真结果偏低，主要是因为仿真中未考虑开关管的开关损耗和导通损耗以及其他器件和电路中存在的损耗。同时，系统实际参数与仿真参数也存在一定的误差。
可选地，当所述宽电压增益逆变器处于第一工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流分别流入所述第一开关器件和所述发射线圈。
可选地，当所述宽电压增益逆变器处于第二工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流和流过所述第一开关器件的电流汇入到所述发射线圈。
可选地，当所述宽电压增益逆变器处于第三工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流分别流入所述第一开关器件和所述发射线圈。
可选地，当所述宽电压增益逆变器处于第四工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流和流过所述发射线圈的电流汇入到所述第一开关器件。
可选地，当所述宽电压增益逆变器处于第五工作模态时，所述第一开关器件关断，所述第二开关器件导通，流过所述第一电感的电流、流过所述第二电感的电流以及流过所述发射线圈的电流汇入到所述第二开关器件。
可选地，当所述宽电压增益逆变器处于第六工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流和流过所述发射线圈的电流汇入到所述第一开关器件。
可选地，所述宽电压增益逆变器的输出增益与逆变器开关占空比正相关。
可选地，所述输出增益对应的输出模式包括升压模式和降压模式。
本发明另一实施例提供一种电动汽车非接触供电系统，包括上述ICPT系统。
具体地，电动汽车非接触供电系统由小功率模块并联构成，其中单一模块也能实现对电动汽车的无线充电。按照电源至电动汽车的顺序可以分为原边变换器、谐振耦合机构、副边变换器、系统控制装置和无线充电管理系统等几个部分，将220V，50Hz交流电作为输入，通过功率变换模块将220V，50Hz交流电变为高频交流电(HFAC)，通过隔离变压器后由谐振耦合机构将电能传输到副边变换装置，通过副边变换器将HFAC变为直流电供车载电池充电。原副边回路间有无线通讯，副边与车载端PC有通讯。并且为了对原副边充电进行监控，增加第三方无线充电管理系统，对电动汽车非接触供电进行有效的实时监控。为确保原副边之间通信安全，对数据进行加密。
虽然本发明公开披露如上，但本发明公开的保护范围并非仅限于此。本领域技术人员在不脱离本发明公开的精神和范围的前提下，可进行各种变更与修改，这些变更与修改均将落入本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种ICPT系统，其特征在于，包括宽电压增益逆变器和能量发射与接收电路，所述宽电压增益逆变器包括第一开关器件、第二开关器件、第一电感、第二电感、第一续流二极管、第二续流二极管、第一直流电容和第二直流电容，所述能量发射与接收电路包括发射线圈、接收线圈、第一谐振补偿电容和第二谐振补偿电容，所述发射线圈与所述接收线圈共振，所述接收线圈通过所述第二谐振补偿电容与负载连接；
所述第一电感的一端与直流电源以及所述第二直流电容的负极连接，所述第一电感的另一端分别与所述第一续流二极管的一端以及所述第二续流二极管的一端连接，所述第一续流二极管的另一端分别与所述第二电感的一端、所述第一直流电容的负极以及所述第二直流电容的正极连接，所述第二续流二极管的另一端分别与所述第二电感的另一端、所述第二开关器件的一端以及所述发射线圈连接，所述第二开关器件的另一端分别与所述直流电源以及所述第一谐振补偿电容的一端连接，所述第一谐振补偿电容的另一端与所述发射线圈连接，所述第一开关器件的两端分别与所述第二电感的另一端以及所述第一直流电容的正极连接。
2.根据权利要求1所述的ICPT系统，其特征在于，当所述宽电压增益逆变器处于第一工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流分别流入所述第一开关器件和所述发射线圈。
3.根据权利要求1所述的ICPT系统，其特征在于，当所述宽电压增益逆变器处于第二工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流和流过所述第一开关器件的电流汇入到所述发射线圈。
4.根据权利要求1所述的ICPT系统，其特征在于，当所述宽电压增益逆变器处于第三工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流分别流入所述第一开关器件和所述发射线圈。
5.根据权利要求1所述的ICPT系统，其特征在于，当所述宽电压增益逆变器处于第四工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流和流过所述发射线圈的电流汇入到所述第一开关器件。
6.根据权利要求1所述的ICPT系统，其特征在于，当所述宽电压增益逆变器处于第五工作模态时，所述第一开关器件关断，所述第二开关器件导通，流过所述第一电感的电流、流过所述第二电感的电流以及流过所述发射线圈的电流汇入到所述第二开关器件。
7.根据权利要求1所述的ICPT系统，其特征在于，当所述宽电压增益逆变器处于第六工作模态时，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件关断，流过所述第二电感的电流和流过所述发射线圈的电流汇入到所述第一开关器件。
8.根据权利要求1至7任一项所述的ICPT系统，其特征在于，所述宽电压增益逆变器的输出增益与逆变器开关占空比正相关。
9.根据权利要求8所述的ICPT系统，其特征在于，所述输出增益对应的输出模式包括升压模式和降压模式。
10.一种电动汽车非接触供电系统，其特征在于，包括权利要求1至9任一项所述的ICPT系统。
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