CN110289766A - 一种双向三相llc谐振变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了电力电子技术领域的一种双向三相LLC谐振变换器，旨在解决现有技术中LLC谐振变换器元件承受转换应力集中，对副边整流二极管性能要求高、使用损耗大，以及不适用于大功率场合的技术问题。所述变换器包括原边、副边、谐振腔和控制器，原边包括输入滤波电容和与其并联的三相全桥逆变电路，副边包括输出滤波电容和与其并联的三相全桥整流电路，控制器连接于原边和副边的功率开关管，控制器根据输出滤波电容的电流判断变换器的工作状态，所述工作状态包括正向工作状态和反向工作状态，根据工作状态对三相全桥逆变电路或三相全桥整流电路中的功率开关管进行控制，从而将由输入滤波电容或输出滤波电容输出的电压稳定在额定值。

Description

一种双向三相LLC谐振变换器

技术领域

本发明涉及一种双向三相LLC谐振变换器，属于电力电子技术领域。

背景技术

在电气系统中实施电流隔离，既可以提高系统的安全性，还可以避免接地回路问题。过去，电流隔离主要通过低频隔离变压器来实现，该变压器体积大、重量重，应用场合受到严重限制。为解决此问题，改采用提高开关频率的方法进行电流隔离，但过高的开关频率会增加开关器件损耗，同时使开关器件受到强电磁干扰，导致其开关性能变差、效率变低、系统可靠性下降。为此，有研究者提出采用软开关技术，由于软开关技术能够实现开关器件在零电压或者零电流状态下的导通或关断，从而显著减小开关器件的损耗，保证系统的可靠性。

目前，应用最广泛的软开关技术是LLC谐振变换器，该变换器结构简单，使用方便，能够在谐振频率附近实现开关器件的零电压导通。但在大功率应用场合，LLC谐振变换器存在如下不足：(1)工作状态下，变换器副边的整流电流会全部流过其整流二极管，元件转换应力集中，对副边整流二极管提出了很高的性能要求，同时造成较大损耗；(2)LLC谐振变换器的变换器副边仅包含滤波电容，无滤波电感，使得输出滤波电容的电流纹波较大，需要较大的滤波电容容量，不适用于大功率场合。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中的不足，提供了一种双向三相LLC谐振变换器，包括原边、副边、谐振腔和控制器，原边包括输入滤波电容和与其并联的三相全桥逆变电路，副边包括输出滤波电容和与其并联的三相全桥整流电路，控制器连接于原边和副边的功率开关管，控制器通过控制原边或副边中的功率开关管，将变换器输出的电压稳定在额定值。

进一步地，三相全桥逆变电路包括第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂，第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂均与滤波电容并联且均包括若干相互串联的功率开关管，所述功率开关管带有寄生二极管和寄生电容。

进一步地，谐振腔包括第一谐振腔、第二谐振腔、第三谐振腔，第一谐振腔、第二谐振腔、第三谐振腔均包括依次串联的谐振电容、谐振电感、励磁电感以及与励磁电感并联的隔离变压器原边绕组；第一谐振腔、第二谐振腔、第三谐振腔中谐振电容的正极对应连接于第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂中相互串联的功率开关管之间，第一谐振腔、第二谐振腔、第三谐振腔中隔离变压器原边绕组的异名端彼此相连。

进一步地，三相全桥整流电路包括第四桥臂、第五桥臂、第六桥臂，以及与第一谐振腔、第二谐振腔、第三谐振腔中隔离变压器原边绕组相对应的三个隔离变压器副边绕组；第四桥臂、第五桥臂、第六桥臂均与输出滤波电容并联，均包括若干相互串联的功率开关管，所述功率开关管带有寄生二极管和寄生电容；三个隔离变压器副边绕组的同名端对应连接于第四桥臂、第五桥臂、第六桥臂中相互串联的功率开关管之间，三个隔离变压器副边绕组的异名端彼此相连。

进一步地，其特征是，若干相互串联的功率开关管，包括：两个相互串联的功率开关管。

进一步地，控制器包括输出滤波电容电流采集电路、输入滤波电容电压采集电路、输出滤波电容电压采集电路、正向工作调制模块、反向工作调制模块。

进一步地，正向工作调制模块或/和反向工作调制模块包括比较模块和PWM生成模块。

进一步地，正向工作调制模块或/和反向工作调制模块包括还包括PID调节模块。

与现有技术相比，本发明所达到的有益效果：将转换应力分配到更多元件，减小了整流二极管的使用损耗，显著降低直流电流纹波，降低了对直流链路电容器的要求。

附图说明

图1是本发明具体实施方式提供的一种双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路图；

图2是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作时序图；

图3是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态1时的等效电路图；

图4是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态2时的等效电路图；

图5是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态3时的等效电路图；

图6是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态4时的等效电路图；

图7是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态5时的等效电路图；

图8是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态6时的等效电路图；

图9是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态7时的等效电路图；

图10是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态8时的等效电路图；

图11是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态9时的等效电路图；

图12是本发明实施例中控制器工作原理示意图；

图13是本发明实施例中控制器中正向工作调制模块工作原理示意图；

图14是本发明实施例正向工作状态下输出电压波形图；

图15是本发明实施例反向工作状态下输出电压波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

一种双向三相LLC谐振变换器，包括原边、副边、谐振腔和控制器，原边包括输入滤波电容C₁和与其并联的三相全桥逆变电路，副边包括输出滤波电容C₂和与其并联的三相全桥整流电路，控制器连接于原边和副边的功率开关管，控制器根据输出滤波电容C₂的电流判断变换器的工作状态，所述工作状态包括正向工作状态和反向工作状态。当判断变换器的工作状态为正向工作状态时，控制器对三相全桥逆变电路中的功率开关管进行控制，从而将由输出滤波电容C₂输出的电压稳定在额定值；当判断变换器的工作状态为反向工作状态时，控制器对三相全桥整流电路中的功率开关管进行控制，从而将由输入滤波电容C₁输出的电压稳定在额定值。

更具体地，如图1所示，是本发明具体实施方式提供的一种双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路图；

原边包括：

与输入电源V并联的输入滤波电容C₁；

与输入电源V并联、由第一功率开关管Q₁和第二功率开关管Q₂串联组成的第一桥臂，其中，第一功率开关管Q₁的漏极与输入电源V的正极相连，第二功率开关管Q₂的源极与输入电源V的负极相连；

与输入电源V并联、由第三功率开关管Q₃和第四功率开关管Q₄串联组成的第二桥臂，其中，第三功率开关管Q₃的漏极与输入电源V的正极相连，第四功率开关管Q₄的源极与所述输入电源的负极相连；

与输入电源V并联、由第五功率开关管Q₅和第六功率开关管Q₆串联组成的第三桥臂，其中，第五功率开关管Q₅的漏极与输入电源V的正极相连，第六功率开关管Q₆的源极与所述输入电源的负极相连；

第一功率开关管Q₁、第二功率开关管Q₂、第三功率开关管Q₃、第四功率开关管Q₄、第五功率开关管Q₅、第六功率开关管Q₆均带有寄生二极管与寄生电容。

谐振腔包括：

由第一谐振电容C_r1、第一谐振电感L_r1、第一励磁电感L_m1以及第一隔离变压器T₁原边绕组依次连接组成的第一谐振腔，其中，第一谐振电容C_r1的正极与第一功率开关管Q₁的源极相连，第一谐振电感L_r1的正极与第一谐振电容C_r1的负极相连，第一励磁电感L_m1正极与第一谐振电感L_r1负极相连，第一励磁电感L_m1与第一隔离变压器T₁并联连接；

由第二谐振电容C_r2、第二谐振电感L_r2、第二励磁电感L_m2以及第二隔离变压器T₂原边绕组依次连接组成的第二谐振腔，其中，第二谐振电容C_r2的正极与第三功率开关管Q₃的源极相连，第二谐振电感L_r2的正极与第二谐振电容C_r2的负极相连，第二励磁电感L_m2正极与第二谐振电感L_r2负极相连，第二励磁电感L_m2与第二隔离变压器T₂并联连接；

由第三谐振电容C_r3、第三谐振电感L_r3、第三励磁电感L_m3以及第三隔离变压器T₃原边绕组依次连接组成的第三谐振腔，其中，第三谐振电容C_r3的正极与第五功率开关管Q₅的源极相连，第三谐振电感L_r3的正极与第三谐振电容C_r3的负极相连，第三励磁电感L_m3正极与第三谐振电感L_r3负极相连，第三励磁电感L_m3与第三隔离变压器T₃并联连接；

第一隔离变压器T₁原边绕组、第二隔离变压器T₂原边绕组、第三隔离变压器T₃原边绕组三者的异名端相连。

副边包括：

输出滤波电容C₂；

由第七功率开关管Q₇和第八功率开关管Q₈串联组成的第四桥臂，其中，第七功率开关管Q₇漏极与输出滤波电容C₂阳极相连，第八功率开关管Q₈源极与输出滤波电容C₂阴极相连；

由第九功率开关管Q₉和第十功率开关管Q₁₀串联组成的第五桥臂，其中，第九功率开关管漏极Q₉与输出滤波电容C₂阳极相连，第十功率开关管Q₁₀源极与输出滤波电容C₂阴极相连；

由第十一功率开关管Q₁₁和第十二功率开关管Q₁₂串联组成的第六桥臂，其中，第十一功率开关管漏极Q₁₁与输出滤波电容C₂阳极相连，第十二功率开关管Q₁₂源极与输出滤波电容C₂阴极相连；

第一隔离变压器T₁副边绕组，其同名端与第七功率开关管Q₇源极相连；

第二隔离变压器T₂副边绕组，其同名端与第九功率开关管Q₉源极相连；

第三隔离变压器T₃副边绕组，其同名端与第十一功率开关管Q₁₁源极相连；

第一隔离变压器T₁副边绕组、第二隔离变压器T₂副边绕组、第三隔离变压器T₃副边绕组三者的异名端相连，第七功率开关管Q₇、第八功率开关管Q₈、第九功率开关管Q₉、第十功率开关管Q₁₀、第十一功率开关管Q₁₁、第十二功率开关管Q₁₂均带有寄生二极管与寄生电容。

本实施例中，由于双向三相LLC谐振变换器为正向工作状态，因而输出滤波电容C₂的正极与负极，作为双向三相LLC谐振变换器的高直流电压输出端，向负载R供电。

本实施例提供的双向三相LLC谐振变换器电路中，三相LLC谐振电路采用调节频率的方式进行调压，当运行在正向工作状态时，输入为600V直流电压，输出500V的稳定直流电压；当运行在反向工作状态时，输入为500V直流电压，输出550V的稳定直流电压。

为简化分析，方便叙述工作模态换流过程，对本实施例作如下假设：

(1)双向三相LLC谐振变换器的原边谐振电感L_r1＝L_r2＝L_r3，谐振电容C_r1＝C_r2＝C_r3，励磁电感L_m1＝L_m2＝L_m3；

(2)三相LLC谐振变换器的工作状态，分为fm＜fs＜fr、fs＝fr、fs＞fr三种情况，式中，fm为低频谐振点，fs为开关频率，fr为高频谐振点；本实施例只对正向工作状态下第一种情况前半个周期的9个工作模态进行分析，后半周期类似，不再说明，如图2所示，是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作时序图；

(3)反向工作状态与正向工作状态类似，不再说明；

(4)忽略开关器件的开关损耗，所选器件均为理想器件。

本实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态工作过程，分析如下：

模态1：[t₀—t₁]

如图3所示，是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态1时的等效电路图，在t₀时刻，功率开关管Q₁的寄生二极管D₁导通，功率开关管Q₂关断，Q₃关断，Q₄导通，Q₅导通，Q₆关断；功率开关管Q₁漏极与源极两端电压被钳位在0V，从而为实现Q₁的零电压导通创造条件；当向功率开关管Q₁施加驱动信号时，流过谐振电感L_r1的电流i_Lr1反向减小，流过励磁电感L_m1的电流i_Lm1反向线性减小；流过谐振电感L_r2的电流i_Lr2反向增大，流过励磁电感L_m2的电流i_Lm2正向线性减小；流过谐振电感L_r3的电流i_Lr3正向减小，流过励磁电感L_m3的电流i_Lm3正向线性增大；此时，在第一谐振腔中，谐振电容C_r1和谐振电感L_r1发生谐振，第二谐振腔中，谐振电容C_r2和谐振电感L_r2发生谐振，第三谐振腔中，谐振电容C_r3和谐振电感L_r3发生谐振；电流流经Q₁、C_r1、L_r1和Q₃、C_r3、L_r3后，汇聚流经L_r2、C_r2、Q₂；副边D₇、D₁₀、D₁₁导通，电流流过负载R形成回路。

模态2：[t₁—t₂]

如图4所示，是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态2时的等效电路图，在t₁时刻，功率开关管Q₁的寄生二极管D₁关断，功率开关管Q₁实现零电压导通，此时功率开关管Q₁导通，Q₂关断，Q₃关断，Q₄导通，Q₅导通，Q₆关断；流过谐振电感L_r1的电流i_Lr1正向增大，流过励磁电感L_m1的电流i_Lm1反向线性减小；流过谐振电感L_r2的电流i_Lr2反向增大，流过励磁电感L_m2的电流i_Lm2正向线性减小；流过谐振电感L_r3的电流i_Lr3正向减小，流过励磁电感L_m3的电流i_Lm3正向线性增大；在t₂时刻，i_Lr3＝i_Lm3，此时模态2结束。

模态3：[t₂—t₃]

如图5所示，是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态3时的等效电路图，此时功率开关管Q₁导通，Q₂关断，Q₃关断，Q₄导通，Q₅导通，Q₆关断；流过谐振电感L_r1的电流i_Lr1正向增大，流过励磁电感L_m1的电流i_Lm1反向线性减小；流过谐振电感L_r2的电流i_Lr2反向增大，直至电流到达峰值后开始反向减小，流过励磁电感L_m2的电流i_Lm2反向线性增大；此时，在第三谐振腔中，L_r3、L_m3和C_r3共同谐振，第三谐振腔不向负载R提供能量，此阶段历时非常短且励磁电感L_m3两端的电压值保持为零；电流流经Q₁、C_r1、L_r1和Q₃、C_r3、L_r3后，汇聚流经L_r2、C_r2、Q₂；副边D₁₁实现零电流关断，D₇，D₁₀导通，电流流经负载R形成回路。

模态4：[t₃—t₄]

如图6所示，是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态4时的等效电路图，在t₃时刻，向功率开关管Q₆施加触发脉冲，此时，Q₁导通，Q₂关断，Q₃关断，Q₄导通，Q₅关断，D₆导通；流过谐振电感L_r1的电流i_Lr1正向增大，流过励磁电感L_m1的电流i_Lm1反向线性减小；流过谐振电感L_r2的电流i_Lr2反向减小，流过励磁电感L_m2的电流i_Lm2反向线性增大；此时，在第三谐振腔中，L_m3退出谐振过程，流过谐振电感L_r3的电流i_Lr3正向减小，流过励磁电感L_m3的电流i_Lm3均正向线性减小；此时，电流流经Q₁、C_r1、L_r1后，分成两路流经L_r2、C_r2、Q₄和L_r3、C_r3、Q₆；副边D₁₂承受正电压导通，同时D₇、D₁₀导通，电流流经负载R形成回路。

模态5：[t₄—t₅]

如图7所示，是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态5时的等效电路图，在t₄时刻，D₆关断，Q₁导通，Q₂关断，Q₃关断，Q₄导通，Q₅关断，Q₆导通；流过谐振电感L_r1的电流i_Lr1正向增大，流过励磁电感L_m1的电流i_Lm1反向线性减小，直至某时刻其方向由负变为正；流过谐振电感L_r2的电流i_Lr2反向减小，流过励磁电感L_m2的电流i_Lm2反向线性增大；t₅时刻，i_Lr2＝i_Lm2；流过谐振电感L_r3的电流i_Lr3经过谐振过零点后反向增大，流过励磁电感L_m3的电流i_Lm3正向线性减小；此时，电流流经Q₁、C_r1、L_r1后，分成两路流经L_r2、C_r2、Q₄和L_r3、C_r3、Q₆；副边D₇、D₁₀、D₁₂导通，电流流经负载R形成回路。

模态6：[t₅—t₆]

如图8所示，是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态6时的等效电路图，Q₁导通，Q₂关断，Q₃关断，Q₄导通，Q₅关断，Q₆导通；流过谐振电感L_r1的电流i_Lr1正向增大到峰值后，开始正向减小，流过励磁电感L_m1的电流i_Lm1正向线性增大；此时，在第二谐振腔中，L_r2、L_m2和C_r2共同谐振；在t₆时刻，i_Lr2＝i_Lm2，此时第二谐振腔不向负载供电，此阶段历时非常短且励磁电感L_m2两端的电压值保持为零；流过谐振电感L_r3的电流i_Lr3反向增大，流过励磁电感L_m3的电流i_Lm3正向线性减小；副边D₁₀实现零电流关断，D₇，D₁₂导通，电流流经负载R形成回路。

模态7：[t₆—t₇]

如图9所示，是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态7时的等效电路图，在t₆时刻，向Q₃施加触发脉冲，Q₁导通，Q₂关断，D₃导通，Q₄关断，Q₅关断，Q₆导通；流过谐振电感L_r1的电流i_Lr1正向减小，流过励磁电感L_m1的电流i_Lm1正向线性增大；流过谐振电感L_r2的电流i_Lr2反向减小，流过励磁电感L_m2的电流i_Lm2反向线性减小，直至i_Lr2谐振过零前，D₃一直导通，将Q₃漏极和源极两端的电压钳位为0V，保证Q₃的零电压导通；流过谐振电感L_r3的电流i_Lr3反向增大，流过励磁电感L_m3的电流i_Lm3正向线性减小；此时，第一谐振腔中，谐振电容C_r1和谐振电感L_r1发生谐振，第二谐振腔中，谐振电容C_r2和谐振电感L_r2发生谐振，第三谐振腔中，谐振电容C_r3和谐振电感L_r3发生谐振；电流流经Q₁、C_r1、L_r1和Q₃、C_r2、L_r2，汇聚流经L_r3、C_r3、Q₆；副边D₉承受正向电压导通，同时D₇、D₁₂导通，电流流经负载R形成回路。

模态8：[t₇—t₈]

如图10所示，是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态8时的等效电路图，在t₈时刻，Q₃实现零电压导通，Q₁导通，Q₂关断，Q₃导通，Q₄关断，Q₅关断，Q₆导通；流过谐振电感L_r1的电流i_Lr1正向减小，流过励磁电感L_m1的电流i_Lm1正向线性增大，在t₈时刻，i_Lr1＝i_Lm1；流过谐振电感L_r2的电流i_Lr2从谐振过零点正向增大，流过励磁电感L_m2的电流i_Lm2反向线性减小；流过谐振电感L_r3的电流i_Lr3反向增大，直至到达谐振峰值后，开始反向减小，流过励磁电感L_m3的电流i_Lm3正向线性增加；副边D₇、D₉、D₁₂导通，电流流经负载R形成回路。

模态9：[t₈—t₉]

如图11所示，是本发明实施例中双向三相LLC谐振变换器正向工作状态电路工作模态9时的等效电路图，Q₁导通，Q₂关断，Q₃导通，Q₄关断，Q₅关断，Q₆导通；此时，第一谐振腔中，L_r1、L_m1和C_r1共同谐振；在t₈时刻，i_Lr1＝i_Lm1，第一谐振腔不向负载R供电，此阶段历时非常短且励磁电感L_m1两端的电压值保持为零；流过谐振电感L_r2的电流i_Lr2正向增大，流过励磁电感L_m2的电流i_Lm2反向线性减小；流过谐振电感L_r3的电流i_Lr3反向减小，流过励磁电感L_m3的电流i_Lm3正向线性增大；电流流经Q₁、C_r1、L_r1和Q₃、C_r2、L_r2，汇聚流经L_r3、C_r3、Q₆；副边D₇实现零电流关断，D₉，D₁₂导通，电流流经负载R形成回路。

控制器包括输出滤波电容电流采集电路、输入滤波电容电压采集电路、输出滤波电容电压采集电路、正向工作调制模块、反向工作调制模块，正向工作调制模块和反向工作调制模块均包括比较模块、PID调节模块和PWM生成模块。

更具体地，如图12所示，是本发明实施例中控制器工作原理示意图，其控制方法包括如下步骤：

首先，通过输出滤波电容电流采集电路获取负载电流，所述负载电流即流经输出滤波电容C₂的电流，并将该电流与0进行比较，若该电流大于0则表明处在正向工作状态，此时正向调制模块中的使能模块被开通，正向调制模块开始工作；若该电流小于0则表明处在反向工作状态，此时反向调制模块中的使能模块被开通，反向调制模块开始工作。

然后，由正向调制模块根据正向负载，向原边中的6个功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆发出控制信号对其实施控制，从而将由输出滤波电容C₂输出的电压稳定在额定值；或由反向调制模块根据反向负载，向副边中的6个功率开关管Q₇、Q₈、Q₉、Q₁₀、Q₁₁、Q₁₂发出控制信号对其实施控制，从而将由输入滤波电容C₁输出的电压稳定在额定值。

更具体地，如图13所示，是本发明实施例中控制器中正向工作调制模块工作原理示意图，正向调制模块开始工作后，首先，通过输出滤波电容电压采集电路获取输出滤波电容C₂的电压；然后，比较模块将该电压与500V正向输出直流电压进行比较，获取两者的差值；然后，由PID调节模块对该差值进行调节，以提高控制精度；然后，PWM生成模块根据经调节后的差值，改变PWM波的频率，以实现对原边中的6个功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆进行控制，从而将由输出滤波电容C₂输出的电压稳定在额定值。

如图14和图15所示，分别为本实施例正向工作状态和反向工作状态下输出电压波形图，可以看出，在正向工作状态下，其输出电压稳定在预先设定的额定电压500V左右；在反向工作状态下，其输出电压稳定在预先设定的额定电压550V左右，具有较高的输出精度。

该双向三相LLC谐振变换器除了具有双向单相LLC谐振变换器诸多优点，如：转换效率高，功率密度大，可实现ZVS开通和ZCS关断之外，还可以将转换应力分配到更多元件，显著降低直流电流纹波，从而降低对直流链路电容器的要求。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种双向三相LLC谐振变换器，其特征是，包括原边、副边、谐振腔和控制器，原边包括输入滤波电容和与其并联的三相全桥逆变电路，副边包括输出滤波电容和与其并联的三相全桥整流电路，控制器连接于原边和副边的功率开关管，控制器通过控制原边或副边中的功率开关管，将变换器输出的电压稳定在额定值。

2.根据权利要求1所述的双向三相LLC谐振变换器，其特征是，三相全桥逆变电路包括第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂，第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂均与滤波电容并联且均包括若干相互串联的功率开关管，所述功率开关管带有寄生二极管和寄生电容。

3.根据权利要求2所述的双向三相LLC谐振变换器，其特征是，谐振腔包括第一谐振腔、第二谐振腔、第三谐振腔，第一谐振腔、第二谐振腔、第三谐振腔均包括依次串联的谐振电容、谐振电感、励磁电感以及与励磁电感并联的隔离变压器原边绕组；第一谐振腔、第二谐振腔、第三谐振腔中谐振电容的正极对应连接于第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂中相互串联的功率开关管之间，第一谐振腔、第二谐振腔、第三谐振腔中隔离变压器原边绕组的异名端彼此相连。

4.根据权利要求3所述的双向三相LLC谐振变换器，其特征是，三相全桥整流电路包括第四桥臂、第五桥臂、第六桥臂，以及与第一谐振腔、第二谐振腔、第三谐振腔中隔离变压器原边绕组相对应的三个隔离变压器副边绕组；第四桥臂、第五桥臂、第六桥臂均与输出滤波电容并联，均包括若干相互串联的功率开关管，所述功率开关管带有寄生二极管和寄生电容；三个隔离变压器副边绕组的同名端对应连接于第四桥臂、第五桥臂、第六桥臂中相互串联的功率开关管之间，三个隔离变压器副边绕组的异名端彼此相连。

5.根据权利要求2至4中任一项所述的双向三相LLC谐振变换器，其特征是，若干相互串联的功率开关管，包括：两个相互串联的功率开关管。

6.根据权利要求1至4中任一项所述的双向三相LLC谐振变换器，其特征是，控制器包括输出滤波电容电流采集电路、输入滤波电容电压采集电路、输出滤波电容电压采集电路、正向工作调制模块、反向工作调制模块。

7.根据权利要求6所述的双向三相LLC谐振变换器，其特征是，正向工作调制模块或／和反向工作调制模块包括比较模块和PWM生成模块。

8.根据权利要求7所述的双向三相LLC谐振变换器，其特征是，正向工作调制模块或／和反向工作调制模块包括还包括PID调节模块。