CN115765516A - 双向储能变换器和双向电源 - Google Patents

Abstract

本申请涉及一种双向储能变换器和双向电源。该双向储能变换器包括依次串联连接的交流侧桥式电路、直流母线、第一桥式电路、谐振电路和第二桥式电路；在双向储能变换器工作时，流经第一桥式电路、谐振电路和第二桥式电路的电流波形按照正弦波的趋势变化，且第一桥式电路和第二桥式电路中开关器件的切换动作时刻与电流波形中的零电流时刻之间误差小于预设值。该双向储能变换器流过谐振电路的电流波形以正弦波的趋势变化，并且第一桥式电路和第二桥式电路的开关器件的切换动作时刻与电流波形的零电流时刻之间的差值小于预设值，在第一桥式电路和第二桥式电路的开关器件开通或关断时，电流很小，降低了开关器件的损耗，提高了储能电池的储能效率。

Description

双向储能变换器和双向电源

技术领域

本申请涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种双向储能变换器和双向电源。

背景技术

通常，在交流电网与储能电池之间串联有双向储能变换器，以实现储能电池的充电和放电。

现有技术中，双向储能变换器主要包括：交流侧全桥电路、直流母线电容和Buck-Boost电路。双向储能变换器工作过程中，无论是工作在充电模式还是放电模式，Buck-Boost电路中的开关器件都是硬开通和硬关断，即开关管开通时，其上的电流瞬间从零变为很大的电流，在关断时又瞬间从很大的电流变为零，这就使得Buck-Boost电路中的开关器件损耗很大，导致储能电池的储能效率较低。

发明内容

基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种双向储能变换器和双向电源，在双向储能变换器工作时，能够降低双向储能变换器中开关器件的损耗，提高储能电池的储能效率。

第一方面，本申请提供了一种双向储能变换器，该双向储能变换器包括依次串联连接的交流侧桥式电路、直流母线、第一桥式电路、谐振电路和第二桥式电路；

在双向储能变换器工作时，流经第一桥式电路、谐振电路和第二桥式电路的电流波形按照正弦波的趋势变化，且第一桥式电路和第二桥式电路中开关器件的切换动作时刻与电流波形中的零电流时刻之间误差小于预设值。

在其中一个实施例中，谐振电路包括第一电感和第一电容；第一电感的一端与第一桥式电路连接，第一电感的另一端与第一电容的一端连接，第一电容的另一端与第二桥式电路连接。

在其中一个实施例中，谐振电路包括第二电感、第三电感和第二电容；第一桥式电路、第二电感、第三电感和第二桥式电路依次串联连接，第二电容与第二电感并联连接。

在其中一个实施例中，交流侧桥式电路以第一开关频率运行，第一桥式电路和第二桥式电路以第二开关频率同步运行；

其中第一开关频率和第二开关频率为不同的开关频率。

在其中一个实施例中，交流侧桥式电路、第一桥式电路、谐振电路和第二桥式电路均为M相，M为3的倍数；

其中，交流侧桥式电路、第一桥式电路和第二桥式电路的M相中各相之间的错相角度相同。

在其中一个实施例中，谐振电路中的每相谐振电路连接在第一桥式电路和第二桥式电路中对应相之间。

在其中一个实施例中，双向储能变换器还包括变压电路，变压电路串联在第一桥式电路和谐振电路之间；或者，变压电路串联在谐振电路和第二桥式电路之间；

变压电路用于对双向储能变换器中的电路与双向储能变换器的输出端进行电气隔离。

在其中一个实施例中，双向储能变换器还包括滤波电容，滤波电容并联在双向储能变换器的输出端；

滤波电容用于对双向储能变换器输出的直流电流进行滤波。

第二方面，本申请还提供了一种双向电源，该双向电源包括：滤波电路、第一方面的双向储能变换器和储能电池；滤波电路、双向储能变换器和储能电池依次串联；

在储能电池充电时，交流电网的交流电经滤波电路、双向储能变换器进入储能电池；

在储能电池放电时，储能电池释放的直流电经双向储能变换器、滤波电路到达交流电网。

在其中一个实施例中，双向电源还包括：电流采样单元、电压采样单元和控制单元；电流采样单元、电压采样单元和控制单元均与双向储能变换器连接；

控制单元，用于根据电流采样单元采集的双向储能变换器中的电流和电压采样单元采集的双向储能变换器中电压，控制双向储能变换器中的开关器件的导通状态。

上述双向储能变换器和双向电源，该双向储能变换器包括：依次串联连接的交流侧桥式电路、直流母线、第一桥式电路、谐振电路和第二桥式电路；在双向储能变换器工作时，流经第一桥式电路、谐振电路和第二桥式电路的电流波形按照正弦波的趋势变化，且第一桥式电路和第二桥式电路中开关器件的切换动作时刻与电流波形中的零电流时刻之间误差小于预设值。该双向储能变换器中，由于第一桥式电路和第二桥式电路中开关器件与谐振电路是等效串联的关系，流经第一桥式电路和第二桥式电路中开关器件的电流同样会流过谐振电路，由于流过谐振电路的电流波形是正弦波，并且第一桥式电路和第二桥式电路的开关器件的切换动作均在正弦波的零电流附近，即第一桥式电路和第二桥式电路的开关器件的切换动作时刻与近似正弦波的零电流时刻之间的差值小于预设值，因此，无论是第一桥式电路和第二桥式电路的开关器件开通还是关断，电流都很小，基本实现了软开关特性，极大地降低了开关器件的损耗，从而提高了储能电池的储能效率。

附图说明

图1为一个实施例中Buck-Boost电路的双向储能变换器的结构示意图；

图2为一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图3为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图4为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图5为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图6为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图7为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图8为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图9为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图10a为一个实施例中双向储能变换器的开关器件的状态示意图；

图10b为一个实施例中双向储能变换器的电流波形示意图；

图11a为另一个实施例中双向储能变换器的电流波形示意图；

图11b为另一个实施例中双向储能变换器的开关器件的状态示意图；

图12为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图13a为另一个实施例中双向储能变换器的开关器件的状态示意图；

图13b为另一个实施例中双向储能变换器的电流波形示意图；

图14为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图15为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图16为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图17为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图18为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图19为另一个实施例中双向储能变换器的结构示意图；

图20为一个实施例中双向电源的结构示意图；

图21为另一个实施例中双向电源的结构示意图；

附图标记说明：

101、AC-DC变换器电路；102、中间母线；103、DC-DC变换器电路；200、双向储能变换器；

201、交流侧桥式电路；202、直流母线；203、第一桥式电路；204、谐振电路；205、第二桥式电路；

301、第一电感；302、第一电容；

401、第二电感；402、第三电感；403、第二电容；

1501、变压电路；

1701、滤波电容；

1901、第一M相桥式整流/逆变电路；1902、中间母线；1903、第二M相桥式整流/逆变电路；1904、M相LC谐振电路；1905、第三M相桥式整流/逆变电路；

2000、双向电源；

2001、滤波电路；2002、储能电池。

具体实施方式

为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。

可以理解，本申请中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。而本申请所说“连接”、“联接”，如无特别说明，均包括直接和间接连接（联接）。在本申请的描述中，需要理解的是，方位词例如“上”、“下”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。在本申请中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征“上”或“下”可以是第一和第二特征直接接触，或第一和第二特征通过中间媒介间接接触。本申请中，并不以名称的差异来作为区分元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区分原则。

通常情况下，双向储能变换器采用一套系统实现储能电池的充电和放电过程，如图1所示，图1为现有的Buck-Boost电路的双向储能变换器的电路示意图，该电路包括：交流侧全桥电路组成的AC-DC变换器电路101、中间母线102和三相交错Buck-Boost组成的DC-DC变换器电路103，其中，S表示开关器件，C表示电容，L表示电感；由于Buck-Boost工作在硬开关状态，充电时，Buck-Boost的上桥臂开关器件开通，电感电流线性上升，上桥臂开关器件硬开通，下桥臂开关器件被迫硬关断；放电时，下桥臂开关器件开通，电感电流线性上升，下桥臂开关器件硬开通，上桥臂开关器件被迫硬关断；无论是工作在充电模式，还是放电模式，桥臂的开关器件都是硬开通和硬关断。

其中，硬开通和硬关断指的是开通和关断时开关器件带着大电流动作，开通时，开关器件的电流从零瞬间变为很大的电流，关断时开关器件从很大的电流变为零，这会导致开关器件的损耗很大，储能系统的效率低下。

基于此，本申请实施例提供一种双向储能变换器和双向电源，在双向储能变换器工作时，能够降低双向储能变换器中开关器件的损耗，提高储能电池的储能效率。

下面将通过实施例并结合附图具体地对本申请的技术方案以及本申请的技术方案如何解决上述技术问题进行详细说明。下面这几个具体的实施例可以相互结合，对于相同或相似的概念或过程可能在某些实施例中不再赘述。

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。

需要说明的是，本申请附图中示意的S均表示开关器件，L均表示电感，C均表示电容，下面实施例中将不再赘述。

在一个实施例中，如图2所示，提供了一种双向储能变换器200，该双向储能变换器200包括依次串联连接的交流侧桥式电路201、直流母线202、第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205；

在双向储能变换器200工作时，流经第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205的电流波形按照正弦波的趋势变化，且第一桥式电路203和第二桥式电路205中开关器件的切换动作时刻与电流波形中的零电流时刻之间误差小于预设值。

其中，谐振电路204的特点是在谐振频率处出现谐振峰，即向谐振电路204输入一个从0跳变到1或者从1跳变到0的阶跃信号时，谐振电路204中的电压或电流波形都会变成正弦交流震荡波形，因此，由于第一桥式电路203和第二桥式电路205均与谐振电路204串联，则流经第一桥式电路203和第二桥式电路205的电流波形与谐振电路204的波形相同，即流经第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205的电流波形按照正弦波的趋势变化，为近似正弦波，且第一桥式电路203和第二桥式电路205中的开关器件的开关动作均在近似正弦波的零电流时刻切换，即开关器件的切换动作时刻与正弦波中零电流时刻之间的误差小于预设值。

可选地，预设值是一个尽可能小的值。

本申请中的双向储能变换器包括：依次串联连接的交流侧桥式电路、直流母线、第一桥式电路、谐振电路和第二桥式电路；在双向储能变换器工作时，流经第一桥式电路、谐振电路和第二桥式电路的电流波形按照正弦波的趋势变化，且第一桥式电路和第二桥式电路中开关器件的切换动作时刻与电流波形中的零电流时刻之间误差小于预设值。该双向储能变换器中，由于第一桥式电路和第二桥式电路中开关器件与谐振电路是等效串联的关系，流经第一桥式电路和第二桥式电路中开关器件的电流同样会流过谐振电路，由于流过谐振电路的电流波形是正弦波，并且第一桥式电路和第二桥式电路的开关器件的切换动作均在正弦波的零电流附近，即第一桥式电路和第二桥式电路的开关器件的切换动作时刻与近似正弦波的零电流时刻之间的差值小于预设值，因此，无论是第一桥式电路和第二桥式电路的开关器件开通还是关断，电流都很小，基本实现了软开关特性，极大地降低了开关器件的损耗，从而提高了储能电池的储能效率。

在一个实施例中，如图3所示，谐振电路204包括第一电感301和第一电容302；第一电感301的一端与第一桥式电路203连接，第一电感301的另一端与第一电容302的一端连接，第一电容302的另一端与第二桥式电路205连接。

第一电感301和第一电容302串联，使得第一电感301和第一电容302组成谐振电路204，流经第一电感301和第一电容302的电流呈现近似正弦波形式，从而使得流经第一桥式电路203和第二桥式电路205的电流波形也为近似正弦波形式，其中，第一桥式电路203和第二桥式电路205的开关器件的切换动作时刻在正弦波零电流时刻附近。

可选地，谐振电路204中的电流波形的震荡频率是由谐振电路204中第一电感301的电感量和第一电容302的电容量决定的固有频率。

需要说明的是，若谐振电路204中串入电阻R，即第一电感301、第一电容302和电阻构成LCR谐振电路，同样也具有谐振效果，但是，谐振电路204中串入电阻R后相当于阻尼，震荡波形的幅度会呈现出逐渐衰减的趋势。

本申请的双向储能变换器中，谐振电路包括第一电感和第一电容，第一电感的一端与第一桥式电路连接，第一电感的另一端与第一电容的一端连接，第一电容的另一端与第二桥式电路连接。该双向储能变换器中通过将第一电感和第一电容串联构成谐振电路，能够使得流经第一桥式电路和第二桥式电路的电流波形呈正弦波的趋势变化，使得第一桥式电路和第二桥式电路的开关器件的切换动作时刻与电流波形的零电流时刻在一个较小的误差内，从而降低了第一桥式电路和第二桥式电路中开关器件的损耗。

由于双向储能变换器200是双向的，因此，谐振电路204中的电感可以分成两个以保持双向对称，下面通过一个实施例进行说明。在一个实施例中，如图4所示，谐振电路204包括第二电感401、第三电感402和第二电容403；第一桥式电路203、第二电感401、第三电感402和第二桥式电路205依次串联连接，第二电容403与第二电感401并联连接。

为了保持双向对称性，将谐振电路204的电感分为两个串联，分别为第二电感401和第三电感402，并分布在第二电容403的两侧，第二电容403与第二电感401并联。

本申请的双向储能变换器中，谐振电路包括第二电感、第三电感和第二电容；第一桥式电路、第二电感、第三电感和第三桥式电路依次串联连接，第一电容与第三电感并联连接。该双向储能变换器中通过将第二电感、第三电感和第二电容组成的谐振电路，使得在双向储能变换器中双向变换时，均能够出现谐振现象，降低了双向储能变换器中开关器件的损耗，从而提高了双向储能变换器的效率。

在一个实施例中，交流侧桥式电路以第一开关频率运行，第一桥式电路和第二桥式电路以第二开关频率同步运行；

其中，第一开关频率和第二开关频率为不同的开关频率。

在双向储能变换器200中，以双向储能变换器200为储能电池充电为例进行说明，首先从交流电网的输入端流向双向储能变换器200的交流侧桥式电路201中，交流侧桥式电路201实现整流作用，将交流电转换为直流电到直流母线202，转换过程中，交流侧桥式电路201以第一开关频率运行。

直流母线202通过第一桥式电路203将直流电转换为交流电，并流经谐振电路204，然后在谐振电路204的输出端流向第二桥式电路205，第二桥式电路205实现整流作用，将交流电转换为直流电到储能电池。

储能电池在通过双向储能变换器放电时，过程与上述充电过程相反，在此不再赘述。

需要说明的是，第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205串联，并通过流经谐振电路204的电流波形调整第一桥式电路203和第二桥式电路205的开关频率，由于第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205串联，因此，第一桥式电路203和第二桥式电路205的开关频率保持一致，均以第二开关频率运行。

在一个实施例中，交流侧桥式电路201、第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205均为M相，M为3的倍数；其中，交流侧桥式电路201、第一桥式电路203和第二桥式电路205的M相中各相之间的错相角度相同。

通常情况下，双向储能变换器200均是与多相交流电网端连接的，因此，交流侧桥式电路201、第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205均为M相，且M为3的倍数，例如，M可以为3、6等等。

另外，为了降低双向储能变换器200中的纹波电流，将交流侧桥式电路201、第一桥式电路203和第二桥式电路205中的每一相依次错相，错相角度为360除以M度。

例如，若交流侧桥式电路201、第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205均为三相，则交流侧桥式电路201、第一桥式电路203和第二桥式电路205中的每一相依次错相，每一相错相120度。

本申请的双向储能变换器中，将交流侧桥式电路、第一桥式电路和第二桥式电路的M相中各相之间的错相角度相同，能够降低双向储能变换器中的电流纹波。

在一个实施例中，如图5所示，谐振电路204中的每相谐振电路连接在第一桥式电路203和第二桥式电路205中对应相之间。

以交流侧桥式电路201、第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205均为三相为例，谐振电路204的第一相连接在第一桥式电路203的第一相和第二桥式电路205的第一相之间，谐振电路204的第二相连接在第一桥式电路203的第二相和第二桥式电路205的第二相之间，谐振电路204的第三相连接在第一桥式电路203的第三相和第二桥式电路205的第三相之间。

若双向储能变换器200为三相，则为了具备LC串联谐振回路，可以将如图1中的输出电容分为3个，并且将输出的公共连接点分开，得到如图6所示的电路图。

然后为了保持双向储能变换器200的双向对称性，则将图6中的电感分为两个，即第二电感和第三电感，再把两个电感串联，分别在电容的两侧，如图7所示。

由于图7为三相交流输出，因为需要增加一个第二桥式电路，即三相整流电路，把三相交流电流耦合成直流输出，如图8所示。

由于对称平衡的三相交流系统可以不需要中线，在图7这个电路中，三相电路都是对称平衡的，因此三个电容的中点无需接到中线上。经过系列变换得到如图9的电路结构示意图。

在一个实施例中，图9中为谐振电路204包括第二电感401、第三电感402和第二电容403；第一桥式电路203、第二电感401、第三电感402和第二桥式电路205依次串联连接，第二电容403与第二电感401并联连接时，对应三相的双向储能变换器的电路结构图。

由于双向储能变换器200为双向的，因此，交流侧桥式电路201、第一桥式电路203和第二桥式电路205均为三相桥式整流/逆变电路。

图9中交流侧桥式电路201由第一至第六开关器件（S1-S6）组成的，第一开关S1和第二开关S2串联组成第一桥臂，第三开关S3和第四开关S4串联组成第二桥臂，第五开关S5和第六开关S6串联组成第三桥臂，三组串联桥臂并联，并联点连接到直流母线202，每组串联的中点拉出一个交流连接点。

第一开关器件S1和第二开关器件S2互补开通和关断，即第一开关器件S1开通时，第二开关器件S2关断，第二开关器件S2开通时，第一开关器件S1关断。并且通常情况下，第一开关器件S1和第二开关器件S2之间插入死区时间，第一开关器件S1关断后，经过一段死区时间，第二开关器件S2开通，同样的，第二开关器件S2关断后，经过一段死区时间，第一开关器件S1开通。死区时间确保第一开关器件S1和第二开关器件S2不会发生同时开关器件开通出现直通的情形。同样的，第三开关器件S3和第四开关器件S4互补开通和关断，第五开关器件S5和第六开关器件S6互补开通和关断。

交流侧桥式电路201以设定的第一开关频率运行，并且三相桥臂上的开关器件按照空间矢量脉冲宽度调制进行开通和关断。

直流母线202可以是单独的电容C1，也可以是多个电容组串联或并联，直流母线202的两端是两个直流连接点，其中，图9示意的为直流母线202上包括电容C1的情况。

第一桥式电路203包括第七至第十二开关器件（S7-S12）组成的，第七开关器件S7和第八开关器件S8串联组成第四桥臂，第九开关器件S9和第十开关器件S10串联组成第五桥臂，第十一开关器件S11和第十二开关器件S12串联组成第六桥臂，三组串联桥臂并联，并联点连接到直流母线，第四桥臂、第五桥臂、第六桥臂串联的中点拉出一个交流连接点，分别连接到三相LC串联的谐振电路204。第四桥臂、第五桥臂、第六桥臂互补开通和关断，并且，以设定的第二开关器件频率运行，开关器件动作相互相差120度相位。

第二桥式电路205包括第十三至第十八开关器件（S13-S18）组成的，第十三开关器件S13和第十四开关器件S14串联组成第七桥臂，第十五开关器件S15和第十六开关器件S16串联组成第八桥臂，第十七开关器件S17和第十八开关器件S18串联组成第九桥臂，三组串联桥臂并联，第七桥臂、第八桥臂、第九桥臂串联的中点拉出一个交流连接点，分别连接到三相LC串联的谐振电路204的另一端。第七桥臂、第八桥臂、第九桥臂互补开通和关断，并且，和第一桥式电路203保持相同的开关器件频率运行，开关器件动作相互相差120度相位，并且第四桥臂和第七桥臂保持相同的相位。

谐振电路204包括第一至第六谐振电感（L1-L6），第一至第三谐振电容（C2-C4），第一谐振电感L1、第三谐振电感L3和第五谐振电感L5为第二电感401，第二谐振电感L2、第四谐振电感L4和第六谐振电感L6为第三电感402，第一至第三谐振电容为第二电容403。其中，第一谐振电感L1和第二谐振电感L2串联，第三谐振电感L3和第四谐振电感L4串联，第五谐振电感L5和第六谐振电感L6串联，第一谐振电感L1和第二谐振电感L2、第三谐振电感L3和第四谐振电感L4、第五谐振电感L5和第六谐振电感L6串联的中点分别拉出一个交流连接点，分别连接到第一谐振电容C2、第二谐振电容C3和第三谐振电容C4，且第一谐振电容C2、第二谐振电容C3和第三谐振电容C4并联连接。

其中，图9中第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205部分（DC-DC部分）的工作原理如下：

在第一阶段，S7开通、S9开通和11关断，第一条路径：电流从C1正极出发经过S7、L1后分两个支路，第一支路流过C2，第二支路流过L2、S13到电池；第二条路径：电流从C1正极出发经过S9、L3后分两个支路，第一支路流过C3，第二支路流过L4、S15到电池；第三条路径：电流直流输出负返回，经过L6后分两个支路，第一支路流过C4，第二支路流过L5、S12到C1负极。

在第二阶段，S7开通、S9关断和11关断，第一条路径：电流从C1正极出发经过S7、L1后分两个支路，第一支路流过C2，第二支路流过L2、S13到电池；第二条路径：电流直流输出负返回，经过L4后分两个支路，第一支路流过C3，第二支路流过L3、S10到C1负极；第三条路径：电流直流输出负返回，经过L6后分两个支路，第一支路流过C4，第二支路流过L5、S12到C1负极。

在第三阶段，S7开通、S9关断和11开通，第一条路径：电流从C1正极出发经过S7、L1后分两个支路，第一支路流过C2，第二支路流过L2、S13到电池；第二条路径：电流从C1正极出发经过S11、L5后分两个支路，第一支路流过C4，第二支路流过L6、S17到电池；第三条路径：电流直流输出负返回，经过L4后分两个支路，第一支路流过C3，第二支路流过L3、S10到C1负极。

第一至三阶段是S7开通时刻，第四、五、六阶段是S7关断时刻，分析方法和第一至三阶段完全相同，在此不再赘述。

如图10a所示，是图9中DCDC电路工作时的开关器件S7、S9、S11的状态示意图，当为1时，表示开通，为0时，表示关断，S7、S9、S11的驱动分别错相120度，图10b所示，为电感L1、L3、L5的电流波形示意图，电流波形分别是正弦波形，并且在开关器件开通和关断的时刻，基本都接近零，由于开关器件是和电感串联的，流过开关器件的电流，最终也会流过电感，因此，可以看到在开关器件开通和关断的时刻，流过开关的电流接近0，也就实现了软开关。

如图11a所示，图11a为图9中电路的工作波形示意图，分别为第一电感L1、第二电感L2、电容C2的电流典型波形，此处只展示了一相电流，另外两相电流波形相同，三相电流波形形状相同，相位依次相差120度，其中图11b中展示的是S7的开关状态。

虽然图9中的电路结构可以实现软开关，但是，在图9中，储能电池充电时，当开关S7开通，电流从C1正极流经S7后，到电感L1，然后分两个支路，第一个支路经过电感L2，第二支路经过C2；同样的，放电时，当开关S13开通时，电流从电池直流输出出发，经过开关S13到电感L2，之后分两个支路，第一个支路经过电感L1，第二支路经过C2；可见，此双向储能变换器双向工作时，无论是充电还是放电，总有一部分电流流经了电容支路，再通过另外一个电容支路返回，形成了无功环流。虽然开关开通和关断时刻实现了软开关，降低开关损耗，但是实际导通电流除了传递到有效输出以外，还有一部分叠加的环流，从而导致开关的导通电流变大，导通损耗是变大的。

为了降低双向储能变换器200的无功环流，将谐振电路204中的电容直接串联至电感回路中，并且，由于电路的相数是3的倍数，三相整流/逆变可以不要“零线”。因此，在一个实施例中，如图12所示，谐振电路204包括：第七至第九谐振电感，第四至第六谐振电容，其中第七谐振电感L11和第四谐振电容C11串联，第八谐振电感L12和第五谐振电容C12串联，第九谐振电感L13和第六谐振电容C13串联，并分别与第一桥式电路203和第二桥式电路205的对应的每一相串联连接。

相比于图9中电路的好处是，将电感和电容串联在谐振电路中，并且走三相的相间回路，充电和放电两个方向电流路径相同，电路更加简洁。

其中，图12中的交流侧桥式电路201、直流母线202、第一桥式电路203和第二桥式电路205的连接关系以及具体限定与图9中的限定相同，在此不再赘述。

图12中的工作原理如下：

在第一级AC-DC部分，即交流侧桥式电路201以第一开关频率运行，并且第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂的开关动作相互相差120度相位。交流侧桥式电路201的输入侧接三相交流电，因为三相交流电之间相差120度，交流侧桥式电路201的每一相工作状态跟踪输入交流电的相位（三相每相输入电流保持和输入电压同相），采用SVPWM调制策略，控制直流母线202保持在稳定的状态。根据计算，当每一相输入电流完全跟踪输入电压时，并且输入负载固定时，三相输入的功率值之和是一恒定值，也就是说如果负载恒定，由于直流母线是稳定的，那么直流母线202的电流也是恒定的，即几乎没有交流电源频率相关的低频纹波。

第二级DC-DC部分：第一桥式电路203和第二桥式电路205同步工作，其中每一相工作状态也相差120度，例如，第一桥式电路203的第一桥臂和第二桥式电路205的第一桥臂同步工作，第一桥式电路203的第二桥臂和第二桥式电路205的第二桥臂同步工作，第一桥式电路203的第三桥臂和第二桥式电路205的第三桥臂同步工作。

以第一桥式电路203的工作过程为例，分别阐述双向储能变换器200的DC-DC变换器部分在充电模式和放电模式下的工作原理。

在充电模式：

第一阶段，第一桥式电路203的第一桥臂上管S7导通，第一桥臂下管S8关断，根据错相关系，第二桥臂上管S9关断，第二桥臂下管S10导通，第三桥臂上管S11导通，第三桥臂下管S12关断；根据同步关系，第二桥式电路205的第一桥臂上管S13导通，第一桥臂下管S14关断，根据错相关系，第二桥臂上管S15关断，第二桥臂下管S16导通，第三桥臂上管S17导通，第三桥臂下管S18关断；电流路径有两条，第一条从直流母线C1的正极性，经过第一桥臂上管S7—L11—C11—S13—DCDC的输出（储能电池输出端）—S16—C12—L12—S10—直流母线C1的负极。第二条从直流母线C1的正极性，经过S11—L13—C13—S17—DCDC的输出—S16—C12—L12—S10—直流母线C1的负极。可见，如果把DC-DC变换器的输出负载等效为负载电阻，这一阶段的等效电路就是第一路LC电路和第三路LC电路并联，再和负载电阻、第二路LC电路串联，由于LC电路串并联后的等效电路还是LC串联电路，因此最终可以等效为LCR电路。

第二阶段，第一桥式电路203的第一桥臂开关管状态保持不变，上管S7导通，第一桥臂下管S8关断，但是，第二桥臂上管S9关断，第二桥臂下管S10导通，第三桥臂上管S11关断，第三桥臂下管S12导通；根据同步关系，第二桥式电路205的第一桥臂上管S13导通，第一桥臂下管S14关断，第二桥臂上管S15关断，第二桥臂下管S16导通，第三桥臂上管S17关断，第三桥臂下管S18导通；电流路径也有两条，第一条从直流母线C1的正极性，经过第一桥臂上管S7—L11—C11—S13—DCDC的输出—S16—C12—L12—S10—直流母线C1的负极；第二条从直流母线C1的正极性，S7—L11—C11—S13—DCDC的输出—S18—C13—L13—S12—直流母线C1的负极。等效的电路是：第二路LC电路和第三路LC电路并联，再和负载电阻、第一路LC电路串联，由于LC电路串并联后的等效电路还是LC串联电路，因此最终可以等效为LCR电路。

第三阶段，第一桥式电路203的第一桥臂开关管状态保持不变，上管S7导通，第一桥臂下管S8关断，但是，第二桥臂上管S9导通，第二桥臂下管S10关断，第三桥臂上管S11关断，第三桥臂下管S12导通；根据同步关系，第二桥式电路205的第一桥臂上管S13导通，第一桥臂下管S14关断，第二桥臂上管S15导通，第二桥臂下管S16关断，第三桥臂上管S17关断，第三桥臂下管S18导通；电流路径也有两条，第一条从直流母线C1的正极性，经过第一桥臂上管S7—L11—C11—S13—DCDC的输出—S18—C13—L13—S12—直流母线C1的负极；第二条从直流母线C1的正极性，S9—L12—C12—S15—DCDC的输出—S18—C13—L13—S12—直流母线C1的负极。等效的电路是：第一路LC电路和第二路LC电路并联，再和负载电阻、第三路LC电路串联，由于LC电路串并联后的等效电路还是LC串联电路，因此最终可以等效为LCR电路。

基于同样的原理，可以分析出，第一桥臂上管S7关断，第一桥臂下管S8导通，这个状态下也分为第四、第五、第六个阶段；等效电路分别是：

第四阶段：第一路LC电路和第三路LC电路并联，再和负载电阻、第二路LC电路串联；第五阶段：第二路LC电路和第三路LC电路并联，再和负载电阻、第一路LC电路串联；第六阶段：第一路LC电路和第二路LC电路并联，再和负载电阻、第三路LC电路串联；

放电模式也分六个阶段，每个阶段和充电模式的阶段一一对应，区别是每个阶段的电流方向恰好相反，在此不再赘述。

如图13a所示，图13a为开关器件S7、S9和S11的开通和关断状态，图13b为经过谐振电感L11、L12和L13的电流波形。

另一个实施例中，如图14所示，交流侧桥式电路201、第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205为六相，交流侧桥式电路201以第三开关频率运行，每相相位相差60度；第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205其中的每一相之间开关相位也相差60度，并以第四开关频率同步运行。

本申请的双向储能变换器中，谐振电路中的每相谐振电路连接在第一桥式电路和第二桥式电路中对应相之间。该双向储能变换器中，通过将谐振电路的每一相连接在第一桥式电路和第二桥式电路的对应相之间，使得第一桥式电路和第二桥式电路每一相的开关器件的动作时间都在谐振电路对应相的电流波形的零电流时刻附近，使得开关器件无论是开通还是关断，电流都很小，并且基本实现了软开关特性，极大的降低了开关器件的损耗，提高了系统的效率。

在一个实施例中，如图15所示，双向储能变换器200还包括变压电路1501，变压电路1501串联在第一桥式电路201和谐振电路204之间；或者，变压电路1501串联在谐振电路204和第二桥式电路205之间；变压电路1501用于对双向储能变换器200中的电路与双向储能变换器200的输出端进行电气隔离。

其中，图15（a）为变压电路串联在第一桥式电路和谐振电路之间的结构示意图，图15（b）为变压电路串联在谐振电路和第二桥式电路之间的结构示意图。变压电路1501也可用于变换电压。

可选地，变压电路1501可以是变压器，其中，变压器包括星形-三角形接法变压器、星形-星形接法变压器或者三角形-三角形接法变压器。

在三相交流系统中，常用的变压器接法有三角形接法和星形接法，由于变压器有一个三相输入端，和一个三相输出端，再分别和不同的接法组合，可以形成星形-三角形、星形-星形、三角形-三角形等不同的变压器类型。

如图16所示，以三相为例，图16给出了将变压器串联在谐振电路204和第二桥式电路205之间的结构示意图，图16（a）为三角形-星形接法变压器，图16（b）为星形-星形接法变压器，其中，T表示三相变压器。

本申请中的双向储能变换器，将双向储能变换器中加入变压电路，保证了双向储能变换器的安全性和正常运行。

在一个实施例中，如图17所示，双向储能变换器200还包括滤波电容1701，滤波电容1701并联在双向储能变换器200的输出端；滤波电容1701用于对双向储能变换器200输出的直流电流进行滤波。

滤波电容1701并联在双向储能变换器200的输出端，其实质是滤波电容1701并联在第二桥式电路205上。

以交流侧桥式电路201、第一桥式电路203、谐振电路204和第二桥式电路205为三相对应的图12为例，双向储能变换器200包括滤波电容1701的电路结构图可以如图18所示。

本申请的双向储能变换器中，通过在双向储能变换器的输出端并联滤波电容，能够对双向储能变换器的输出电流进行滤波，将输出电流的交流成分滤波，得到更为纯净的直流成分。

在一个实施例中，请继续参见图1中的双向储能变换器，由于其输出侧直接接电池或者直流电源，Buck-Boost交错并联输出的滤波电容并联在电池或者直流电源两端，电容两端的电压被箝位，无法和Buck-Boost电路的电感形成LC谐振。为了利用LC自然谐振的原理，可以将上述Buck-Boost电感并联点拆开，并且把滤波电容也拆开成三份，每个Buck-Boost输出电感各接一个滤波电容，此时三路独立输出，并且没有接在电池或者直流源上，此时每路Buck-Boost输出电感和电容都可以产生自由谐振，因为无论是桥臂的上开关器件打开，下开关器件关闭，还是上开关器件关闭，下开关器件打开，都会产生从0到1或者从1到0的阶跃信号输入到电感和电容串联的输入端。此时流过LC谐振电路的电流或者电容上的电压都会变成正弦交流震荡波，三路交流信号最终可以通过整流电流耦合在一起，输出直流电压，接电池或者直流电源。然后通过整流电路即把电容和电池或者直流电源隔开，为LC谐振产生条件，又将LC谐振后产生的交流电整流成直流电，达到最终可以接电池或者直流电源的目的。因此，在第一桥式电路203后接入谐振电路204，并在谐振电路204后接入第二桥式电路205，将双向储能变换器200中原有的硬开关转换为软开关，以解决开关器件损耗的问题。

在一个实施例中，如图19所示，还提供了一种双向储能变换器200，以交流侧桥式电路201为第一M相桥式整流/逆变电路、第一桥式电路203为第二M相桥式整流/逆变电路、第二桥式电路205为第三M相桥式整流/逆变电路、谐振电路204为M相LC谐振电路为例，该双向储能变换器包括第一M相桥式整流/逆变电路1901，中间母线1902，和第二M相桥式整流/逆变电路1903，M相LC谐振电路1904和第三M相桥式整流/逆变电路1905依次串联连接，其中M是3的整数倍，M相的每一相电路依次错相，错相角度为360除以M度。第一M相桥式整流/逆变电路1901以第一开关频率运行，第二M相桥式整流/逆变电路1903和第三M相桥式整流/逆变电路1905以第二开关频率同步运行。

直流母线，可以是单独的电容，也可以是多个电容组串联或者串联。直流母线的两端是两个直流连接点。

M相桥式整流/逆变电路的每一相包括2个开关器件，1个交流连接点和两个直流连接点，其中第一开关器件和第二开关器件串联后，两端分别接在两个直流连接点之间，串联连接的中点接第一交流连接点。

M相LC谐振电路的每一相包括一个电感、一个电容，两个交流连接点，其中电感和电容串联，两个交流连接点分别连接到第二桥式整流/逆变电路和第三桥式整流/逆变电路。

另外，在一个实施例中，本申请还提供了一种双向电源2000，如图20所示，该双向电源包括：滤波电路2001、上述实施例中提出的双向储能变换器200和储能电池2002；滤波电路2001、双向储能变换器200和储能电池2002依次串联；

在储能电池2002充电时，交流电网的交流电经滤波电路2001、双向储能变换器200进入储能电池；

在储能电池2002放电时，储能电池释放的直流电经双向储能变换器200、滤波电路2001到达交流电网。

在一个实施例中，以三相为例，如图21所示，滤波电路2001为三相LCL滤波电路，滤波电路2001的每一相均包括两个串联的电感L和一个电容C，电容与两个电感连接的中点连接，且与滤波电路2001其他两相的电容并联，双向储能变换器的输出端为电池组B。

图21还包括三相交流输入I，在储能电池2002充电时，交流电网的交流电通过三相交流输入I后，经滤波电路2001、双向储能变换器200进入储能电池；在储能电池2002放电时，储能电池释放的直流电经双向储能变换器200、滤波电路2001，然后通过三相交流输入I到达交流电网。

在一个实施例中，双向电源还包括：电流采样单元、电压采样单元和控制单元；电流采样单元、电压采样单元和控制单元均与双向储能变换器连接；

控制单元，用于根据电流采样单元采集的双向储能变换器中的电流和电压采样单元采集的双向储能变换器中电压，控制双向储能变换器中的开关器件的导通状态。

其中，电流采样单元包括输入电流采集单元、输出电流采集单元；电压采样单元包括输入电压采集单元，直流母线电压采集单元和输出电压采集单元，控制单元包括第一控制单元和第二控制单元。

输入电流采集单元采集双向电源的输入电流，并将采集结果送入第一控制单元，输入电压采集单元采集双向储能变换器的输入端口电压，并将采集结果送入第一控制单元；直流母线电压采集单元采集直流母线的电压，并将采集结果同时送入第一控制单元和第二控制单元，输出电流采集单元采集双向电源输出端口的电流，并同时将采集结果同时送入第一控制单元和第二控制单元，输出电压采集单元采集双向储能变换器的输出电压，并将采集结果送入第二控制单元。

第一控制单元采集输入端口电压，第一控制单元判断输入端口电压采样的结果，根据电压值判断工作模式，当输入端口电压为交流时，第一控制单元切换到交流模式，并且按照空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation，SVPMW）后的控制方法，控制双向储能变换器，使其桥式电路，每一相工作状态跟踪输入交流电的相位，并且保持每一相之间相差固定的角度，并且依次错相运行。如果是三相双向储能变换器，则每相相差120度。

当输入端口电压为直流时，第一控制单元切换到直流模式，按照电压极性区分出正极和负极，并将桥式电路的桥臂分成正极型桥臂和负极型桥臂，正极型桥臂作为斩波管高频发波，负极型桥臂作为续流管，上桥臂管封波，下桥臂管直通。

双向电源采用负载前馈控制，第一控制单元采集直流端口的电流，通过滤波处理滤除掉工作频率纹波，计算出实际的负载电流，将负载电流通过比例加权的方式作用在双向储能变换器的桥式斩波（整流）电路上，能够实现直流母线电压在突加载或者突卸载时，快速保持稳定，从而避免以下几种情况出现：

第一，双向电源突然加耗能型负载时，输出侧端口电压被拉低，中间母线电压跟着拉低；突然卸掉耗能型负载时，输出侧端口电压冲高；

第二，双向电源突然加馈能型负载时，输出侧端口电压被冲；突然卸掉馈能型负载时，输出侧端口电压被拉低，中间母线电压也被拉低；

第三，双向电源从馈能型负载切换到耗能型负载时，输出侧端口电压被拉低导致欠压保护；双向电源从耗能型负载切换到馈能型负载时，输出侧端口电压被冲高导致高压保护。

双向电源采用负载电流进行前馈控制后，双向储能变换器的桥式斩波（整流）电路能够快速感知负载的变化，从而快速跟踪调节中间母线电压。

进一步地，为了加速调节直流母线电压，双向电源根据负载电流（向电源输出端口的电流）采样结果动态改变直流母线的电压值，使直流母线电压值在设定的范围内动态变化。

双向电源的第二控制单元采集直流母线电压值、直流端口负载电流值、输出电压值。按照如下步骤控制双向电源工作两个模式：

第一步：根据输出电压值判断双向电源工作模式。具体的判断方法是，如果当前的工作模式为充电模式，当输出电压值大于第一预设值小于第二预设值时，保持当前的充电模式；当输出电压值大于第二预设值时，将双向电源工作模式设置为放电模式，并且输出端口的目标值修改为第三预设值；如果当前的工作模式为放电模式，当输出电压值小于第三预设值并且大于第二预设值时，保持当前的放电模式；当输出电压值小于第二预设值小于时，将双向电源工作模式设置为充电模式，并且输出端口的目标值修改为第一预设值。

采用这种方式可以避免双向电源在空载或者轻载的情况下出现充电模式和放电模式两个状态来回跳动，导致输出端口的电压剧烈波动。

第二步：计算工组频率，第二控制单元采集直流母线电压值、谐振腔电流值和输出电压值，采用比例（Proportional）、积分（Integral）、微分（Differential）（PID）闭环控制策略，分别计算充电模式和放电模式下的开关频率。

第三步：根据上述计算的开关频率，充电模式下，放开斩波侧的开关管驱动，封波整流侧的驱动，放电模式下，放开整流侧的开关管驱动，封波斩波侧的开关管驱动。

以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本申请专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种双向储能变换器，其特征在于，所述双向储能变换器包括依次串联连接的交流侧桥式电路、直流母线、第一桥式电路、谐振电路和第二桥式电路；

在所述双向储能变换器工作时，流经所述第一桥式电路、所述谐振电路和所述第二桥式电路的电流波形按照正弦波的趋势变化，且所述第一桥式电路和所述第二桥式电路中开关器件的切换动作时刻与所述电流波形中的零电流时刻之间误差小于预设值。

2.根据权利要求1所述的双向储能变换器，其特征在于，所述谐振电路包括第一电感和第一电容；所述第一电感的一端与所述第一桥式电路连接，所述第一电感的另一端与所述第一电容的一端连接，所述第一电容的另一端与所述第二桥式电路连接。

3.根据权利要求1所述的双向储能变换器，其特征在于，所述谐振电路包括第二电感、第三电感和第二电容；所述第一桥式电路、所述第二电感、所述第三电感和所述第二桥式电路依次串联连接，所述第二电容与所述第二电感并联连接。

4.根据权利要求1-3任一项所述的双向储能变换器，其特征在于，所述交流侧桥式电路以第一开关频率运行，所述第一桥式电路和所述第二桥式电路以第二开关频率同步运行；

其中所述第一开关频率和所述第二开关频率为不同的开关频率。

5.根据权利要求1-3任一项所述的双向储能变换器，其特征在于，所述交流侧桥式电路、所述第一桥式电路、所述谐振电路和所述第二桥式电路均为M相，所述M为3的倍数；

其中，所述交流侧桥式电路、所述第一桥式电路和所述第二桥式电路的M相中各相之间的错相角度相同。

6.根据权利要求5所述的双向储能变换器，其特征在于，所述谐振电路中的每相谐振电路连接在所述第一桥式电路和所述第二桥式电路中对应相之间。

7.根据权利要求1-3任一项所述的双向储能变换器，其特征在于，所述双向储能变换器还包括变压电路，所述变压电路串联在所述第一桥式电路和所述谐振电路之间；或者，所述变压电路串联在所述谐振电路和所述第二桥式电路之间；

所述变压电路用于对所述双向储能变换器中的电路与所述双向储能变换器的输出端进行电气隔离。

8.根据权利要求1-3任一项所述的双向储能变换器，其特征在于，所述双向储能变换器还包括滤波电容，所述滤波电容并联在所述双向储能变换器的输出端；

所述滤波电容用于对所述双向储能变换器输出的直流电流进行滤波。

9.一种双向电源，其特征在于，所述双向电源包括：滤波电路、权利要求1-8任一项所述的双向储能变换器和储能电池；所述滤波电路、所述双向储能变换器和所述储能电池依次串联；

在所述储能电池充电时，交流电网的交流电经所述滤波电路、所述双向储能变换器进入所述储能电池；

在所述储能电池放电时，所述储能电池释放的直流电经所述双向储能变换器、所述滤波电路到达所述交流电网。

10.根据权利要求9所述的双向电源，其特征在于，所述双向电源还包括：电流采样单元、电压采样单元和控制单元；所述电流采样单元、所述电压采样单元和所述控制单元均与所述双向储能变换器连接；

所述控制单元，用于根据所述电流采样单元采集的所述双向储能变换器中的电流和所述电压采样单元采集的所述双向储能变换器中电压，控制所述双向储能变换器中的开关器件的导通状态。

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