CN116317603A - 一种反激变换器和电子设备 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种反激变换器和电子设备，所述反激变换器包括：变压器、第一功率开关、第二功率开关、吸收电容和吸收二极管；主级绕组和辅助绕组具有相同位置的同名端；主级绕组和次级绕组具有不同位置的同名端；主级绕组的第一端与输入电压耦接，主级绕组的第二端与第一功率开关的第一端耦接；辅助绕组的第一端与吸收电容的第一端耦接，辅助绕组的第二端与第二功率开关的第一端耦接；通过控制第一功率开关和第二功率开关的开关时序，本发明提出的反激变换器具有更低的开关损耗。

Description

一种反激变换器和电子设备
技术领域
本发明涉及电源转换技术领域，具体涉及一种反激变换器和电子设备。
背景技术
现有技术的反激变换器包括原边反馈反激变换器(PSR)和副边反馈反激变换器(SSR)，如图1a所示的第一现有反激变换器11，包括EMI滤波整流模块110、输入电容CIN、第一吸收模块151、变压器TS、第一现有驱动芯片121、第一反馈模块131、供电电容CP、第一输出模块141、第一功率开关MP和电流检测电阻Rcs。第一功率开关MP可采用功率三极管BJT或是功率金属半导体场效应管MOSFET，或是输出更大功率的IGBT或氮化镓功率管GaN。
EMI滤波整流模块110输入端耦接交流电源，输出经过EMI滤波和整流后的直流输入电压VIN；输入电容CIN用于滤除输入电压VIN的高频噪声；变压器TS包括主级绕组Lp、辅助绕组La和次级绕组Ls，主级绕组Lp与次级绕组Ls具有不同位置的同名端，次级绕组Ls和辅助绕组La具有相同位置的同名端；主级绕组Lp的同名端耦接输入电压VIN，非同名端耦接第一功率开关MP的第一端；第一输出模块141包括次级绕组Ls、续流模块DS、负载和输出电容CO，次级绕组Ls的非同名端耦接续流模块DS的第一端，续流模块DS的第二端耦接与负载并联的输出电容CO的第一端，输出电容CO的第二端耦接次级绕组Ls的第二端；辅助绕组La的同名端耦接地，非同名端耦接第一反馈模块131；第一反馈模块131用于取样第一现有反激变换器11的输出电压VO和对供电电容CP进行供电，包括供电二极管DC和比例分压电阻RF1/RF2；第一吸收模块151用于吸收变压器TS主级绕组Lp的漏感能量，包括吸收电容Clp、吸收电阻Rlp和吸收二极管Dlp；第一现有驱动芯片121包括5个引脚，分别是VCC引脚耦接供电电容CP；FB引脚耦接第一反馈模块131的分压电阻；GT引脚耦接第一功率开关MP的控制端；CS引脚耦接第一功率开关MP的第二端和电流检测电阻Rcs，电流检测电阻Rcs用于检测流过第一功率开关MP的电流；GND引脚耦接地。当续流模块DS为二极管时，构成非同步整流反激变换器；当续流模块DS为MOSFET时，构成同步整流反激变换器。
在第一现有驱动芯片121的GT引脚输出高电平到第一功率开关MP的控制端时，第一功率开关MP导通，输入电压VIN通过第一功率开关MP和电流检测电阻Rcs对变压器TS的主级绕组Lp充电，主级绕组Lp上的电压降近似为VIN；在第一现有驱动芯片121的GT引脚输出低电平到第一功率开关MP的控制端时，第一功率开关MP截止，输出电压VO对变压器TS的次级绕组Ls放电，主级绕组Lp上的电压降近似为-Nps*VO；由于辅助绕组La和次级绕组Ls具有相同位置的同名端，当辅助绕组La和次级绕组Ls具有相同的绕组匝数时，辅助绕组La上的电压也为VO，所以相当于利用了输出电压VO通过供电二极管DC对供电电容CP供电，同时利用分压电阻RF1/RF2间接检测了输出电压VO反馈给第一现有驱动芯片121的FB引脚来控制第一功率开关MP导通和截止，实现对输出电压VO的反馈控制。第一现有反激变换器11通过在原边的辅助绕组La实现了对次级绕组Ls输出电压VO的反馈控制，所以被称为是原边反馈反激变换器(PSR)。
如图1b所示的第二现有反激变换器12是现有技术另一种常见的原边反馈反激变换器(PSR)，与图1a所示的第一现有反激变换器11的主要区别是图1b所示的第二现有反激变换器12中的第二吸收模块152和第二现有驱动芯片122。第二吸收模块152还包括第二吸收电阻Rlp2；第二现有驱动芯片122与第一现有驱动芯片121不同点是，第二现有驱动芯片122集成了第一功率开关MP在芯片内部，DRN引脚耦接第一功率开关MP的第一引脚和主级绕组Lp的非同名端。
以上的原边反馈反激变换器(PSR)常用于小功率低成本的反激隔离电源，主要优点是不需要光耦，电路结构简单，成本较低；主要缺点是输出电压精度不高以及对输出电压的动态响应反应比较慢，整体效率不高，典型的5V1A的平均效率为75％左右，5V2A的平均效率在80％左右。要求更大功率的适配器或手机充电器而言，更多的是采用副边反馈反激变换器(SSR)。
如图1c所示的第三现有反激变换器13是现有技术一种常用的副边反馈反激变换器(SSR)，与图1a所示的第一现有反激变换器11的主要区别是图1c所示的第三现有反激变换器13中的第二输出模块142和第三现有驱动芯片123。第三现有反激变换器13的第二输出模块142还具有光耦模块DH，光耦模块DH中包括光耦、稳压模块TL431和反馈网络，光耦模块DH直接把输出电压VO隔离反馈到原边的第三现有驱动芯片123进行反馈控制；第三现有驱动芯片123还包括引脚CMP用于接收光耦输出信号。输出电压VO的瞬态变化都可以通过光耦实时反馈到第三现有驱动芯片123，副边反馈反激变换器(SSR)的输出电压VO具有更高的精度和响应速度，第三现有驱动芯片123具有6个引脚，分别是VCC供电引脚与供电电容CP耦接，GT引脚耦接第一功率开关MP的第一端，FB引脚耦接分压电阻RF1/RF2，CMP引脚耦接光耦的输出，CS引脚耦接第一功率开关MP的第二端和电流检测电阻Rcs，GND引脚耦接地。
如图1d所示的第四现有反激变换器14是现有技术另一种常用的副边反馈反激变换器(SSR)，与图1c所示的第三现有反激变换器13的主要区别是图1d所示的第四现有反激变换器14中的第四现有驱动芯片124，第四现有驱动芯片124与第三现有驱动芯片123不同点是，第四现有驱动芯片124集成了第一功率开关MP在芯片内部；第四现有驱动芯片124具有6个引脚，分别是VCC供电引脚耦接供电电容CP，DRN引脚耦接芯片内的第一功率开关MP的第一端和主级绕组Lp的非同名端，FB引脚耦接分压电阻RF1/RF2，CMP引脚耦接光耦的输出，CS引脚耦接芯片内的第一功率开关MP的第二端和电流检测电阻Rcs，GND引脚耦接地。
现有技术的反激变换器主要缺点是：1)反激变换器的漏感能量通过第一吸收模块151或是第二吸收模块152变成了热量消耗掉而降低了效率；2)反激变换器中的第一功率开关MP的开关损耗较大导致效率降低；3)反激变换器的EMI需要进一步优化。
发明内容
本发明实施例提供了一种反激变换器和电子设备。
第一方面，本发明实施例提供了一种反激变换器，所述反激变换器包括：
变压器、第一功率开关、第二功率开关、吸收电容和吸收二极管；
变压器具有主级绕组、辅助绕组和次级绕组；
主级绕组和辅助绕组具有相同位置的同名端；
主级绕组和次级绕组具有不同位置的同名端；
主级绕组的第一端与输入电压耦接，主级绕组的第二端与第一功率开关的第一端耦接；
辅助绕组的第一端与吸收电容的第一端耦接，辅助绕组的第二端与第二功率开关的第一端耦接；
吸收电容的第一端与和吸收二极管的阴极耦接，吸收电容的第二端与输入电压耦接；吸收二极管的阳极与主级绕组的第二端耦接；
通过控制第一功率开关和第二功率开关的开关时序，所述反激变换器具有更低的开关损耗。
优选的，所述反激变换器在控制第一功率开关从截止状态切换成导通状态之前，控制第二功率开关先导通一个脉冲时间，使电流流过吸收电容、辅助绕组和第二功率开关到地，通过变压器的耦合作用，流过辅助绕组的电流被耦合到变压器的主级绕组，使第一功率开关两端的跨压从初始的第一电位降低到更低的第二电位后，反激变换器再控制第一功率开关从截止状态切换成导通状态，使反激变换器的开关损耗更低。
优选的，所述反激变换器在控制第一功率开关从截止状态切换成导通状态之前，控制第二功率开关先导通一个脉冲时间，使流过吸收电容、辅助绕组和第二功率开关的电流对供电电容充电，通过变压器的耦合作用，流过辅助绕组的电流被耦合到变压器的主级绕组，使第一功率开关两端的跨压从初始的第一电位降低到更低的第二电位后，反激变换器再控制第一功率开关从截止状态切换成导通状态，使反激变换器的开关损耗更低。
第二方面，本发明实施例提供了一种驱动芯片，包括第一方面任一项所述的反激变换器。
优选的，所述驱动芯片至少具有4个引脚；
第1引脚耦接第二功率开关的控制端；
第2引脚耦接第一功率开关的控制端；
第3引脚耦接第一功率开关的第二端；
第4引脚耦接地。
优选的，所述驱动芯片集成第二功率开关，所述驱动芯片至少具有4个引脚；
第1引脚耦接芯片内的第二功率开关的第一端和辅助绕组的第二端；
第2引脚耦接第一功率开关的控制端；
第3引脚耦接第一功率开关的第二端；
第4引脚耦接地。
优选的，所述驱动芯片集成第一功率开关，所述驱动芯片至少具有3个引脚；
第1引脚耦接第二功率开关的控制端；
第2引脚耦接芯片内的第一功率开关的第一端和主级绕组的第二端；
第3引脚耦接地。
优选的，所述驱动芯片集成第一功率开关和第二功率开关，所述驱动芯片至少具有3个引脚；
第1引脚耦接芯片内的第二功率开关的第一端和辅助绕组的第二端；
第2引脚耦接芯片内的第一功率开关的第一端和主级绕组的第二端；
第3引脚耦接地。
优选的，所述驱动芯片至少具有5个引脚；
第1引脚耦接第二功率开关的控制端；
第2引脚耦接第一功率开关的控制端；
第3引脚耦接第一功率开关的第二端；
第4引脚耦接地；
第5引脚耦接光耦的输出端。
优选的，所述驱动芯片集成第二功率开关，所述驱动芯片至少具有5个引脚；
第1引脚耦接芯片内的第二功率开关的第一端和辅助绕组的第二端；
第2引脚耦接第一功率开关的控制端；
第3引脚耦接第一功率开关的第二端；
第4引脚耦接地；
第5引脚耦接光耦的输出端。
优选的，所述驱动芯片集成第一功率开关和第二功率开关，所述驱动芯片至少具有4个引脚；
第1引脚耦接芯片内的第二功率开关的第一端和辅助绕组的第二端；
第2引脚耦接芯片内的第一功率开关的第一端和主级绕组的第二端；
第3引脚耦接地；
第4引脚耦接光耦的输出端。
第三方面，本发明实施例提供了一种电子设备，包括第一方面任一项所述的反激变换器。
本发明技术包括以下优点：
基于本发明实施例的一种反激变换器，可以有效减小反激变换器的开关损耗，回收变压器的漏感能量，提高了反激变换器的效率，降低了成本。
附图说明
图1a至图1d是现有技术的反激变换器；
图2a至图2g是本发明实施例的原边反馈反激变换器；
图3a至图3f是本发明实施例的副边反馈反激变换器；
图4是本发明一种实施例的部分节点波形示意图。
根据惯常的作业方式，图中各种特征与元件并未依比例绘制，其绘制方式是为了以最佳的方式呈现与本发明相关的具体特征与元件。此外，在不同图式间，以相同或相似的元件符号来指称相似的元件/部件。
【附图标记说明】
11至14：第一现有反激变换器至第四现有反激变换器
110：EMI滤波整流模块
121至124：第一现有驱动芯片至第四现有驱动芯片
131至133：第一反馈模块至第三反馈模块
141：第一输出模块
142：第二输出模块
151至153：第一吸收模块至第三吸收模块
21至27：第一原边反馈反激变换器至第七原边反馈反激变换器
221至227：第一原边驱动芯片至第七原边驱动芯片
31至36：第一副边反馈反激变换器至第六副边反馈反激变换器
321至326：第一副边驱动芯片至第六副边驱动芯片
【符号说明】
MP：第一功率开关
MA：第二功率开关
GP：引脚
GA：引脚
Vds：跨压
Coss：寄生电容
TS：变压器
TB：变压器
Lp：主级绕组
Ls：次级绕组
La：辅助绕组
Ip：主级绕组电流
Ia：辅助绕组电流
Is：次级绕组电流
Nps：主级绕组和次级绕组的匝数比
Npa：主级绕组和辅助绕组的匝数比
Dlp：吸收二极管
Clp：吸收电容
Rlp：吸收电阻
Rlp2：第二吸收电阻
Rcs：电流检测电阻
VCC：供电电压
CP：供电电容
CIN：输入电容
CO：输出电容
VIN：输入电压
VO：负载电压
DS：续流模块
DC：供电二极管
DH：光耦模块
RF1：第一分压电阻
RF2：第二分压电阻
T1～T3：时间点
T12：第一期间
T23：第二期间
T13：脉冲时间。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
第一方面，本发明提供了一种反激变换器。
如图2a所示的第一原边反馈反激变换器21包括EMI滤波整流模块110、输入电容CIN、变压器TB、第一功率开关MP、第二功率开关MA、第三吸收模块153、第一输出模块141、第三反馈模块133、供电电容CP和电流检测电阻Rcs；其中第三吸收模块153包括吸收电容Clp和吸收二极管Dlp；变压器TB具有主级绕组Lp、辅助绕组La和次级绕组Ls，主级绕组Lp和辅助绕组La具有相同位置的同名端，主级绕组Lp和次级绕组Ls具有不同位置的同名端；(为了更简洁的表述本发明的工作原理，假设辅助绕组La和主级绕组Lp具有相同的绕组匝数Npa＝1；主级绕组Lp的同名端为主级绕组Lp的第一端，主级绕组Lp的非同名端为主级绕组Lp的第二端；辅助绕组La的同名端为辅助绕组La的第一端，辅助绕组La的非同名端为辅助绕组La的第二端；这些假设不是对本发明的限定),主级绕组Lp的第一端与输入电压VIN耦接，主级绕组Lp的第二端与第一功率开关MP的第一端耦接；辅助绕组La的第一端与吸收电容Clp的第一端耦接，辅助绕组La的第二端与第二功率开关MA的第一端耦接；吸收电容Clp的第一端与和吸收二极管Dlp的阴极耦接，吸收电容Clp的第二端与输入电压VIN耦接；吸收二极管Dlp的阳极与主级绕组Lp的第二端耦接；第三反馈模块133的输入端耦接辅助绕组La的第二端，用于检测输出电压VO。第一输出模块141包括次级绕组Ls、续流模块DS、负载和输出电容CO，次级绕组Ls的第一端耦接续流模块DS的第一端，续流模块DS的第二端耦接与负载并联的输出电容CO的第一端，输出电容CO的第二端耦接次级绕组Ls的第二端；通过控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，第一原边反馈反激变换器21具有更低的开关损耗。
变压器的两个绕组的同名端是这样规定的：具有磁耦合的两绕组，当电流分别从两绕组各自的某端同时流入(或流出)时，若两者产生的磁通相助，则这两端叫作变压器绕组的同名端，用黑点“·”或星号“*”作标记。同名端的位置可以自行定义，可以把流入端称为同名端，也可以把流出端称为同名端。
第二方面，本发明实施例还提供了一种驱动芯片。
在一种实施例中，第一原边反馈反激变换器21还包括第一原边驱动芯片221，所述驱动芯片具有6个引脚；第1引脚GA耦接第二功率开关MA的控制端；第2引脚GP耦接第一功率开关MP的控制端；第3引脚CS耦接第一功率开关MP的第二端和电流检测电阻Rcs；第4引脚GND耦接地；第五引脚VCC耦接供电电容CP；第6引脚FB耦接第三反馈模块133的分压电阻RF1/RF2。(需要说明的是，本文中所有芯片的引脚的名称只是示例说明，而非限定)
在第一原边驱动芯片221的第2引脚GP输出高电平到第一功率开关MP的控制端时，第一功率开关MP导通，输入电压VIN通过第一功率开关MP和电流检测电阻Rcs对变压器TB的主级绕组Lp充电，主级绕组Lp上的电压降近似为VIN，辅助绕组La上的电压降也近似为VIN，在主级绕组Lp充电期间，辅助绕组La第一端的电位为吸收电容Clp上的电压与输入电压之和VIN+Nps*VO(Nps为主级绕组Lp与次级绕组Ls的匝数比)，辅助绕组La的第二端的电位为VIN+Nps*VO-VIN＝Nps*VO，所以在主级绕组Lp充电期间，第三反馈模块133通过分压电阻RF1/RF2可以检测输出电压VO，并反馈给第一原边驱动芯片221的第6引脚FB，第一原边反激变换器21通过在原边的辅助绕组La实现了对次级绕组Ls输出电压VO的反馈控制，可被称为是原边反馈反激变换器(PSR)；在第一原边驱动芯片121的第2引脚GP从高电平变成低电平后，第一功率开关MP截止，变压器TB的主级绕组Lp中的能量被反激到次级绕组Ls产生次级绕组电流Is对负载和输出电容VO供电，变压器TB的漏感能量通过吸收二极管Dlp后存储在吸收电容Clp中，在次级绕组Ls放电期间，次级绕组Ls上的电压降近似为输出电压VO(忽略续流模块的导通压降)，所以主级绕组Lp上的电压降近似为-Nps*VO，所以吸收电容Clp上的电压也近似为Nps*VO，由于辅助绕组La和主级绕组Lp具有相同位置的同名端，在辅助绕组La和主级绕组Lp具有相同的绕组匝数时Npa＝1(假设而非限定)，辅助绕组La上的电压降也为-Nps*VO；在次级绕组Ls放电期间，主级绕组Lp的第二端的电位为VIN+Nps*VO，辅助绕组La的第二端的电位为VIN+2Nps*VO。
在一种实施例中，第二功率开关MA的第二端耦接到地，结合图2a的第一原边反馈反激变换器21和图4的部分节点波形示意图可进一步明确本发明的工作原理。第一原边驱动芯片221的第2引脚GP输出高电平控制第一功率开关MP从截止状态切换成导通状态之前，第1引脚GA先输出高电平使第二功率开关MA先导通一个脉冲时间T13，使电流流过吸收电容Clp、辅助绕组La和第二功率开关MA到地，通过变压器TB的耦合作用，流过辅助绕组La的辅助绕组电流Ia被耦合到变压器TB的主级绕组Lp形成电流方向相反的主级绕组电流Ip，使第一功率开关MP两端的跨压Vds从初始的第一电位VIN+Nps*VO降低到更低的第二电位后，第一原边驱动芯片221的第2引脚GP再输出高电平控制第一功率开关MP从截止状态切换成导通状态，使第一原边反激变换器21的开关损耗更低。在一种实施例中，第一功率开关MP两端的跨压Vds的第二电位为零或近似为零。由于第一功率开关MP两端的跨压Vds从VIN+Nps*VO下降到零，导致主级绕组Lp上的电压降从初始的-Nps*VO增大到VIN，增大了VIN+Nps*VO，通过变压器TB的耦合，辅助绕组La上的电压降也会增大VIN+Nps*VO(Npa＝1)，所以辅助绕组La的第二端电位降低为(VIN+2Nps*VO)-(VIN+Nps*VO)＝Nps*VO,在第一功率开关MP导通期间，辅助绕组La的第二端电位保持为Nps*VO。
需要说明的是，由于辅助绕组电流Ia和主级绕组电流Ip方向相反，所以要避免第一功率开关MP和第二功率开关MA处于同时导通的状态。
因此本发明实现了反激变换器回收利用变压器TB存储在吸收电容Clp中的漏感能量，并且反激变换器还工作在零电压切换(ZVS)状态，具有更低的开关损耗，具有更高的转换效率，更低的EMI干扰。
在一种实施例中，第二功率开关MA的第二端耦接到供电电容CP，结合图2a的第一原边反馈反激变换器21和图4的部分节点波形示意图可进一步明确本发明的工作原理。第一原边驱动芯片221的第2引脚GP输出高电平控制第一功率开关MP从截止状态切换成导通状态之前，第1引脚GA先输出高电平使第二功率开关MA先导通一个脉冲时间T13，使流过吸收电容Clp、辅助绕组La和第二功率开关MA的电流对供电电容CP充电，通过变压器TB的耦合作用，流过辅助绕组La的辅助绕组电流Ia被耦合到变压器TB的主级绕组Lp形成电流方向相反的主级绕组电流Ip，使第一功率开关MP两端的跨压Vds从初始的第一电位VIN+Nps*VO降低到更低的第二电位后，第一原边驱动芯片221的第2引脚GP再输出高电平控制第一功率开关MP从截止状态切换成导通状态，使第一原边反激变换器21的开关损耗更低。在一种实施例中，第二电位后为零或近似为零。由于第一功率开关MP两端的跨压Vds从VIN+Nps*VO下降到零，导致主级绕组Lp上的电压降从初始的-Nps*VO增大到VIN，增大了VIN+Nps*VO，通过变压器TB的耦合，辅助绕组La上的电压降也会增大VIN+Nps*VO(Npa＝1)，所以辅助绕组La的第二端电位降低为(VIN+2Nps*VO)-(VIN+Nps*VO)＝Nps*VO,在第一功率开关MP导通期间，辅助绕组La的第二端电位保持为Nps*VO。
需要说明的是，由于辅助绕组电流Ia和主级绕组电流Ip方向相反，所以要避免第一功率开关MP和第二功率开关MA处于同时导通的状态。
因此，本发明实现了反激变换器回收利用变压器TB存储在吸收电容Clp中的漏感能量给供电电容CP充电，并且反激变换器还工作在零电压切换(ZVS)状态，具有更低的开关损耗，更高的转换效率，更低的EMI干扰。
在图4所示的波形示意图中，T1时间点对应着第二功率开关MA优先于第一功率开关MP导通的时间点，在一种实施例中，T1时间点响应于变压器TB的退磁结束信号而产生；在一种实施例中，T1时间点响应于第一功率开关MP两端的跨压Vds的一个波谷而产生(或为第一个波谷，或为第N个波谷)，在变压器TB退磁结束后，主级绕组Lp和第一功率开关MP的第一端的寄生电容Coss发生LC谐振，在第一功率开关MP两端的跨压Vds上会产生多个波谷；在一种实施例中，T1时间点响应于反激变换器的脉冲宽度调制信号(PWM信号)而产生。
在图4所示的波形示意图中，T3时间点对应着第一功率开关MP的导通时间点，T1时间点和T3时间点之间的期间为第二功率开关MA导通的脉冲时间T13，脉冲时间T13的长短和辅助绕组La流过的辅助绕组电流Ia的大小决定了第一功率开关MP两端的跨压Vds从初始的第一电位VIN+Nps*VO下降到更低的第二电位的幅度，在一种实施例中，通过优化脉冲时间T13的宽度和辅助绕组电流Ia的大小使第二电位接近零电位后，第一功率开关MP再导通，实现第一功率开关MP切换在零电压状态或切换在更低开关损耗的状态。
在图4所示的波形示意图中，T3时间点是第二功率开关MA的截止时间点，也是第一功率开关MP的导通时间点，在一种实施例中，第二功率开关MA的截止时间点为T1时间点和T3时间点中间的一个T2时间点，相当于第二功率开关MA并不是在在整个脉冲时间T13内都导通，而只在脉冲时间T13的第一期间T12内导通，在第二期间T23内截止，相当于T23为第一功率开关MP和第二功率开关MA的死区时间。
在一种实施例中，如图2b所示的第二原边反馈反激变换器22，第二原边反馈反激变换器22还包括第二原边驱动芯片222，所述驱动芯片集成第一功率开关MP且具有5个引脚；第1引脚GA耦接第二功率开关MA的控制端；第2引脚DP耦接芯片内的第一功率开关MP的第一端和主级绕组Lp的第二端；第3引脚GND耦接地；第4引脚VCC耦接供电电容CP；第5引脚FB耦接第三反馈模块133的分压电阻RF1/RF2。第二原边反馈反激变换器22和第一原边反馈反激变换器21采用相同的控制方式控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，利用相同的工作原理来减小反激变换器的开关损耗，二者的区别是第二原边反馈反激变换器22中的第二原边驱动芯片222把第一功率开关MP和电流检测电阻Rcs集成到了芯片中。
在一种实施例中，如图2c所示的第三原边反馈反激变换器23，第三原边反馈反激变换器23还包括第三原边驱动芯片223，所述驱动芯片集成第二功率开关MA且具有6个引脚；第1引脚DA耦接芯片内的第二功率开关MA的第一端、辅助绕组La的第二端和第三反馈模块133；第2引脚GP耦接第一功率开关MP的控制端；第3引脚CS耦接第一功率开关MP的第二端和电流检测电阻Rcs；第4引脚GND耦接地；第5引脚VCC耦接供电电容CP；第6引脚FB耦接第三反馈模块133的分压电阻RF1/RF2。第三原边反馈反激变换器23和第一原边反馈反激变换器21采用相同的控制方式控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，利用相同的工作原理来减小反激变换器的开关损耗，二者的区别是第三原边反馈反激变换器23中的第三原边驱动芯片223把第二功率开关MA集成到了芯片中。
在一种实施例中，如图2d所示的第四原边反馈反激变换器24，第四原边反馈反激变换器24还包括第四原边驱动芯片224，所述驱动芯片集成了第一功率开关MP和第二功率开关MA且具有6个引脚；第1引脚DA耦接芯片内的第二功率开关MA的第一端、辅助绕组La的第二端和第三反馈模块133；第2引脚DP耦接芯片内的第一功率开关MP的第一端和主级绕组Lp的第二端；第3引脚CS耦接芯片内的第一功率开关MP的第二端和电流检测电阻Rcs；第4引脚GND耦接地；第5引脚VCC耦接供电电容CP；第6引脚FB耦接第三反馈模块133的分压电阻RF1/RF2。第四原边反馈反激变换器24和第一原边反馈反激变换器21采用相同的控制方式控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，利用相同的工作原理来减小反激变换器的开关损耗，二者的区别是第四原边反馈反激变换器24中的第四原边驱动芯片224把第一功率开关MP和第二功率开关MA集成到了芯片中。
在一种实施例中，如图2e所示的第五原边反馈反激变换器25，第五原边反馈反激变换器25还包括第五原边驱动芯片225，所述驱动芯片集成了第一功率开关MP、第二功率开关MA和第三反馈模块133且具有5个引脚；第1引脚DA耦接芯片内的第二功率开关MA的第一端、第三反馈模块133和辅助绕组La的第二端；第2引脚DP耦接芯片内的第一功率开关MP的第一端和主级绕组Lp的第二端；第3引脚CS耦接芯片内的第一功率开关MP的第二端和电流检测电阻Rcs；第4引脚GND耦接地；第5引脚VCC耦接供电电容CP。第五原边反馈反激变换器25和第一原边反馈反激变换器21采用相同的控制方式控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，利用相同的工作原理来减小反激变换器的开关损耗，二者的区别是第五原边反馈反激变换器25中的第五原边驱动芯片225把第一功率开关MP、第二功率开关MA和第三反馈模块133集成到了芯片中。
在一种实施例中，如图2f所示的第六原边反馈反激变换器26，第六原边反馈反激变换器26还包括第六原边驱动芯片226，所述驱动芯片集成了第一功率开关MP、第二功率开关MA、第三反馈模块133和供电电容CP且具有4个引脚；第1引脚DA耦接芯片内的第二功率开关MA的第一端、第三反馈模块133和辅助绕组La的第二端；第2引脚DP耦接芯片内的第一功率开关MP的第一端和主级绕组Lp的第二端；第3引脚CS耦接芯片内的第一功率开关MP的第二端和电流检测电阻Rcs；第4引脚GND耦接地。第六原边反馈反激变换器26和第一原边反馈反激变换器21采用相同的控制方式控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，利用相同的工作原理来减小反激变换器的开关损耗，二者的区别是第六原边反馈反激变换器26中的第六原边驱动芯片226把第一功率开关MP、第二功率开关MA、第三反馈模块133和供电电容CP集成到了芯片中。
在一种实施例中，如图2g所示的第七原边反馈反激变换器27，第七原边反馈反激变换器27还包括第七原边驱动芯片227，所述驱动芯片集成了第一功率开关MP、第二功率开关MA、第三反馈模块133、供电电容CP和电流检测电阻Rcs且具有3个引脚；第1引脚DA耦接芯片内的第二功率开关MA的第一端、第三反馈模块133和辅助绕组La的第二端；第2引脚DP耦接芯片内的第一功率开关MP的第一端和主级绕组Lp的第二端；第3引脚GND耦接地。第七原边反馈反激变换器27和第一原边反馈反激变换器21采用相同的控制方式控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，利用相同的工作原理来减小反激变换器的开关损耗，二者的区别是第七原边反馈反激变换器27中的第七原边驱动芯片227把第一功率开关MP、第二功率开关MA、第三反馈模块133、供电电容CP和电流检测电阻Rcs都集成到了芯片中。
在一种实施例中，如图3a所示的第一副边反馈反激变换器31，第一副边反馈反激变换器31与图2a所示的第一原边反馈反激变换器21的主要区别是第二输出模块142和第一副边驱动芯片321。
同现有技术的副边反馈反激变换器一样，第一副边反馈反激变换器31中的第二输出模块142具有光耦模块与输出电压VO并联连接，通过光耦模块直接取样输出电压VO并且反馈到第一副边驱动芯片321实现对输出电压VO的反馈控制。第一副边驱动芯片321具有5个引脚；第1引脚GA耦接第二功率开关MA的控制端；第2引脚GP耦接第一功率开关MP的控制端；第3引脚CS耦接第一功率开关MP的第二端和电流检测电阻Rcs；第4引脚GND耦接地；第5引脚VCC耦接供电电容CP；第6引脚CMP耦接光耦的输出端；第二功率开关MA的第一端耦接辅助绕组La的第二端，第二功率开关MA的第二端耦接地或耦接供电电容CP；第一功率开关MP的第一端耦接主级绕组Lp的第二端。第一副边反馈反激变换器31和第一原边反馈反激变换器21采用相同的控制方式控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，利用相同的工作原理来减小反激变换器的开关损耗，二者的区别是第一副边反馈反激变换器31中的第二输出模块142采用光耦模块来反馈输出电压VO；第一原边反馈反激变换器21采用第三反馈模块133来反馈输出电压VO。
在一种实施例中，如图3b所示的第二副边反馈反激变换器32，第二副边反馈反激变换器32还包括第二副边驱动芯片322，所述驱动芯片集成了第一功率开关MP和电流检测电阻Rcs且具有5个引脚；第1引脚GA耦接第二功率开关MA的控制端；第2引脚DP耦接芯片内的第一功率开关MP的第一端和主级绕组Lp的第二端；第3引脚GND耦接地；第4引脚VCC耦接供电电容CP；第5引脚CMP耦接光耦模块DH的输出端；第二功率开关MA的第一端耦接辅助绕组La的第二端；第二功率开关MA的第二端耦接地或耦接供电电容CP。第二副边反馈反激变换器32和第一副边反馈反激变换器31采用相同的控制方式控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，利用相同的工作原理来减小反激变换器的开关损耗，二者的区别是第二副边反馈反激变换器32中的第二副边驱动芯片322把第一功率开关MP和电流检测电阻Rcs都集成到了芯片中。
在一种实施例中，如图3c所示的第三副边反馈反激变换器33，第三副边反馈反激变换器33还包括第三副边驱动芯片323，所述驱动芯片集成了第二功率开关MA且具有6个引脚；第1引脚DA耦接芯片内的第二功率开关MA的第一端和辅助绕组La的第二端；第2引脚GP耦接第一功率开关MP的控制端；第3引脚CS耦接第一功率开关MP的第二端和电流检测电阻Rcs；第4引脚GND耦接地；第5引脚VCC耦接供电电容CP；第6引脚CMP耦接光耦模块DH的输出端；第一功率开关MP的第一端耦接主级绕组Lp的第二端。第三副边反馈反激变换器33和第一副边反馈反激变换器31采用相同的控制方式控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，利用相同的工作原理来减小反激变换器的开关损耗，二者的区别是第三副边反馈反激变换器33中的第三副边驱动芯片323把第二功率开关MA集成到了芯片中。
在一种实施例中，如图3d所示的第四副边反馈反激变换器34，第四副边反馈反激变换器34还包括第四副边驱动芯片324，所述驱动芯片集成了第一功率开关MP和第二功率开关MA且具有6个引脚；第1引脚DA耦接芯片内的第二功率开关MA的第一端和辅助绕组La的第二端；第2引脚DP耦接芯片内的第一功率开关MP的第一端和主级绕组Lp的第二端；第3引脚CS耦接芯片内的第一功率开关MP的第二端和电流检测电阻Rcs；第4引脚GND耦接地；第5引脚VCC耦接供电电容CP；第6引脚CMP耦接光耦模块DH的输出端；第四副边反馈反激变换器34和第一副边反馈反激变换器31采用相同的控制方式控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，利用相同的工作原理来减小反激变换器的开关损耗，二者的区别是第四副边反馈反激变换器34中的第四副边驱动芯片324把第一功率开关MP和第二功率开关MA集成到了芯片中。
在一种实施例中，如图3e所示的第五副边反馈反激变换器35，第五副边反馈反激变换器35还包括第五副边驱动芯片325，所述驱动芯片集成了第一功率开关MP、第二功率开关MA和供电电容CP且具有5个引脚；第1引脚DA耦接芯片内的第二功率开关MA的第一端和辅助绕组La的第二端；第2引脚DP耦接芯片内的第一功率开关MP的第一端和主级绕组Lp的第二端；第3引脚CS耦接芯片内的第一功率开关MP的第二端和电流检测电阻Rcs；第4引脚GND耦接地；第5引脚CMP耦接光耦模块DH的输出端；第五副边反馈反激变换器35和第一副边反馈反激变换器31采用相同的控制方式控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，利用相同的工作原理来减小反激变换器的开关损耗，二者的区别是第五副边反馈反激变换器35中的第五副边驱动芯片325把第一功率开关MP、第二功率开关MA和供电电容CP集成到了芯片中。
在一种实施例中，如图3f所示的第六副边反馈反激变换器36，第六副边反馈反激变换器36还包括第六副边驱动芯片326，所述驱动芯片集成了第一功率开关MP、第二功率开关MA、电流检测电阻Rcs和供电电容CP且具有4个引脚；第1引脚DA耦接芯片内的第二功率开关MA的第一端和辅助绕组La的第二端；第2引脚DP耦接芯片内的第一功率开关MP的第一端和主级绕组Lp的第二端；第3引脚GND耦接地；第4引脚CMP耦接光耦模块DH的输出端；第六副边反馈反激变换器36和第一副边反馈反激变换器31采用相同的控制方式控制第一功率开关MP和第二功率开关MA的开关时序，利用相同的工作原理来减小反激变换器的开关损耗，二者的区别是第六副边反馈反激变换器36中的第六副边驱动芯片326把第一功率开关MP、第二功率开关MA、电流检测电阻Rcs和供电电容CP集成到了芯片中。
第三方面，本发明实施例提供了一种电子设备，包括第一方面任一项所述的反激变换器。
从以上的描述中，可以看出，本申请上述的实施例实现了如下技术效果：
1)本申请的反激变换器、驱动芯片和电子设备，降低了反激变换器的开关损耗，降低了整个电源系统的体积和成本。
需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。
还需要说明的是，在本文中，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，诸如“第一”和“第二”之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序，也不能理解为指示或暗示相对重要性。“和/或”表示可以选择两者之中的任意一个，也可以两者都选择。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者终端设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者终端设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、物品或者终端设备中还存在另外的相同要素。
以上对本发明所提供的技术方案进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明，在具体实施方式及应用范围上均会有不同形式的改变之处，这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举，而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。

Claims (11)

1.一种反激变换器，其特征在于，所述反激变换器包括：
变压器、第一功率开关、第二功率开关、吸收电容和吸收二极管；
变压器具有主级绕组、辅助绕组和次级绕组；
主级绕组和辅助绕组具有相同位置的同名端；
主级绕组和次级绕组具有不同位置的同名端；
主级绕组的第一端与输入电压耦接，主级绕组的第二端与第一功率开关的第一端耦接；
辅助绕组的第一端与吸收电容的第一端耦接，辅助绕组的第二端与第二功率开关的第一端耦接；
吸收电容的第一端与和吸收二极管的阴极耦接，吸收电容的第二端与输入电压耦接；吸收二极管的阳极与主级绕组的第二端耦接；
通过控制第一功率开关和第二功率开关的开关时序，所述反激变换器具有更低的开关损耗。
2.根据权利要求1所述的反激变换器，其特征在于，所述反激变换器在控制第一功率开关从截止状态切换成导通状态之前，控制第二功率开关先导通一个脉冲时间，使电流流过吸收电容、辅助绕组和第二功率开关到地，通过变压器的耦合作用，流过辅助绕组的电流被耦合到变压器的主级绕组，使第一功率开关两端的跨压从初始的第一电位降低到更低的第二电位后，反激变换器再控制第一功率开关从截止状态切换成导通状态，使反激变换器的开关损耗更低。
3.根据权利要求1所述的反激变换器，其特征在于，所述反激变换器在控制第一功率开关从截止状态切换成导通状态之前，控制第二功率开关先导通一个脉冲时间，使流过吸收电容、辅助绕组和第二功率开关的电流对供电电容充电，通过变压器的耦合作用，流过辅助绕组的电流被耦合到变压器的主级绕组，使第一功率开关两端的跨压从初始的第一电位降低到更低的第二电位后，反激变换器再控制第一功率开关从截止状态切换成导通状态，使反激变换器的开关损耗更低。
4.根据权利要求1至3任一项所述的反激变换器，其特征在于，所述反激变换器还包括驱动芯片，所述驱动芯片至少具有4个引脚；
第1引脚耦接第二功率开关的控制端；
第2引脚耦接第一功率开关的控制端；
第3引脚耦接第一功率开关的第二端；
第4引脚耦接地。
5.根据权利要求1至3任一项所述的反激变换器，其特征在于，所述反激变换器还包括驱动芯片，所述驱动芯片集成第二功率开关，所述驱动芯片至少具有4个引脚；
第1引脚耦接芯片内的第二功率开关的第一端和辅助绕组的第二端；
第2引脚耦接第一功率开关的控制端；
第3引脚耦接第一功率开关的第二端；
第4引脚耦接地。
6.根据权利要求1至3任一项所述的反激变换器，其特征在于，所述反激变换器还包括驱动芯片，所述驱动芯片集成第一功率开关，所述驱动芯片至少具有3个引脚；
第1引脚耦接第二功率开关的控制端；
第2引脚耦接芯片内的第一功率开关的第一端和主级绕组的第二端；
第3引脚耦接地。
7.根据权利要求1至3任一项所述的反激变换器，其特征在于，所述反激变换器还包括驱动芯片，所述驱动芯片集成第一功率开关和第二功率开关，所述驱动芯片至少具有3个引脚；
第1引脚耦接芯片内的第二功率开关的第一端和辅助绕组的第二端；
第2引脚耦接芯片内的第一功率开关的第一端和主级绕组的第二端；
第3引脚耦接地。
8.根据权利要求1至3任一项所述的反激变换器，其特征在于，所述反激变换器还包括驱动芯片和光耦，所述驱动芯片至少具有5个引脚；
第1引脚耦接第二功率开关的控制端；
第2引脚耦接第一功率开关的控制端；
第3引脚耦接第一功率开关的第二端；
第4引脚耦接地；
第5引脚耦接光耦的输出端。
9.根据权利要求1至3任一项所述的反激变换器，其特征在于，所述反激变换器还包括驱动芯片和光耦，所述驱动芯片集成第二功率开关，所述驱动芯片至少具有5个引脚；
第1引脚耦接芯片内的第二功率开关的第一端和辅助绕组的第二端；
第2引脚耦接第一功率开关的控制端；
第3引脚耦接第一功率开关的第二端；
第4引脚耦接地；
第5引脚耦接光耦的输出端。
10.根据权利要求1至3任一项所述的反激变换器，其特征在于，所述反激变换器还包括驱动芯片和光耦，所述驱动芯片集成第一功率开关和第二功率开关，所述驱动芯片至少具有4个引脚；
第1引脚耦接芯片内的第二功率开关的第一端和辅助绕组的第二端；
第2引脚耦接芯片内的第一功率开关的第一端和主级绕组的第二端；
第3引脚耦接地；
第4引脚耦接光耦的输出端。
11.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求1至10中任一项所述的反激变换器。
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