CN104811049B - 一种谐振电路 - Google Patents

Abstract

本发明实施例中提供了一种谐振电路，该谐振电路的谐振部分包括电容调节器（50），当第一控制源（10）作为直流电源并且第二控制源（70）作为负载时，电容调节器（50）具有第一电容值，当第二控制源（70）作为直流电源并且第一控制源（10）作为负载时，电容调节器（50）具有第二电容值，并且第一电容值大于第二电容值，也就是说电容调节器（50）中的电容值会根据电路中能量流向的不同而发生改变，从而使得谐振电路在不同的能量传递过程中采用不同的谐振电路，进而实现了谐振电路的双向谐振功能。

Description

一种谐振电路

技术领域

本发明涉及电路设计领域，尤其涉及一种谐振电路。

背景技术

LLC目前已经成为目前电力电子行业应用的热门拓扑，其以整流侧的二极管软恢复，原边开关管软开通，低电流关断的特点成为高效率应用的首选。但是LLC也有其相应的缺点，当前的LLC电路只能实现单向的LLC谐振，比如图1所示的谐振电路，在图1的谐振电路中只能是能量从左往右单向传递时，谐振电路才能够实现谐振功能。

发明内容

本发明实施例提供了一种谐振电路，用以解决现有技术中谐振电路只能单向谐振的问题。

本发明实施例中提供了一种谐振电路，包括：

第一斩波部分，所述第一斩波部分的第一接入端以及第二接入端连接至第一控制源10的两端；

第二斩波部分，所述第二斩波部分的第一接入端以及第二接入端连接至第二控制源70的两端；

谐振部分，包括电感20、电容30、变压器40和电容调节器50；变压器40的第一绕组的一端串联电容30以及电感20后连接至所述第一斩波部分的第三接入端，变压器40的第一绕组的另一端连接至所述第一斩波部分的第四接入端；变压器40的第二绕组的一端串联电容调节器50后连接至所述第二斩波部分的第三接入端，变压器40的第二绕组的另一端连接至所述第二斩波部分的第四接入端；

其中，当第一控制源10为直流电源并且第二控制源70为负载时，电容调节器50具有第一电容值，当第二控制源70为直流电源并且第一控制源10为负载时，电容调节器50具有第二电容值，所述第一电容值大于所述第二电容值。

在本发明实施例中的谐振电路的谐振部分包括电容调节器50，其电容值根据电路中能量流向的不同而发生改变，从而使得谐振电路在不同的能量传递过程中采用不同的谐振电路，进而实现了谐振电路的双向谐振功能。

附图说明

图1为现有技术中的一种谐振电路的示意图；

图2为本发明实施例一提供的谐振电路的示意图之一；

图3为本发明实施例一提供的谐振电路的示意图之二；

图4为本发明实施例一提供的谐振电路的示意图之三；

图5为本发明实施例一提供的谐振电路的示意图之四；

图6为本发明实施例一提供的谐振电路的示意图之五；

图7为本发明实施例一提供的谐振电路的示意图之六；

图8为本发明实施例一提供的谐振电路中谐振部分的等效结构示意图；

图9为本发明实施例一提供的谐振电路中谐振部分在负载为空载时的等效结构示意图；

图10为本发明实施例一提供的谐振电路中谐振部分在负载为满载时的等效结构示意图；

图11为本发明实施例一提供的谐振电路一个周期内的电流波形图；

图12为本发明实施例一提供的谐振电路的示意图之七

图13为本发明实施例一提供的谐振电路的示意图之八；

图14为本发明实施例一提供的谐振电路的示意图之九；

图15为本发明实施例一提供的谐振电路的示意图之十；

图16为本发明实施例一提供的谐振电路的示意图之十一；

图17为本发明实施例二提供的谐振电路的示意图。

具体实施方式

本发明实施例中提供了一种谐振电路，该谐振电路实现了双向谐振功能，下面通过附图以及具体实施例对本发明技术方案做详细的说明，应当理解，本发明实施例以及实施例中的具体技术特征只是对本发明技术方案的说明而不是限定。

实施例一：

如图2所示为本发明实施例中的一种谐振电路的示意图，该电路包括：

第一斩波部分，该第一斩波部分的第一接入端以及第二接入端连接至第一控制源10的两端；

第二斩波部分，该第二斩波部分的第一接入端以及第二接入端连接至第二控制源70的两端；

谐振部分，包括电感20、电容30、变压器40和电容调节器50；变压器40的第一绕组的一端串联电容30以及电感20后连接至该第一斩波部分的第三接入端，变压器40的第一绕组的另一端连接至该第一斩波部分的第四接入端；变压器40的第二绕组的一端串联电容调节器50后连接至该第二斩波部分的第三接入端，变压器40的第二绕组的另一端连接至该第二斩波部分的第四接入端；

其中，当第一控制源10为直流电源并且第二控制源70为负载时，电容调节器50具有第一电容值，当第二控制源70为直流电源并且第一控制源10为负载时，电容调节器50具有第二电容值，该第一电容值大于该第二电容值。

较佳的，该第一电容值至少为该第二电容值的3倍。

这里需要说明的是谐振部分的电路结构除了可以是图2中的电路结构之外，还可以是图3中的电路结构，在图3的电路结构中，电感20连接变压器40第一绕组的一端，而电容30连接变压器40第一绕组的另一端。

进一步，电容调节器50具体可以有多种形式，例如：

第一种：如图4所示，电容调节器50具体包括第一电容80和第一开关90，第一电容80和第一开关90并联；当第一控制源10为直流电源并且第二控制源70为负载时，第一开关90闭合，此时电容调节器50的电容值相当于无穷大；当第二控制源70为直流电源并且第一控制源10为负载时，第一开关90断开，第一电容80接入谐振部分；即当第一控制源10为直流电源并且第二控制源70为负载时电容调节器50的电容值，远远大于当第二控制源70为直流电源并且第一控制源10为负载时电容调节器50的电容值；

第二种：如图5所示，电容调节器50具体包括第二电容100a、第三电容100b、第二开关110a和第三开关110b，其中：第二电容100a和第二开关110a串联构成的支路，与第三电容100b和第三开关110b串联构成的支路并联；当第一控制源10为直流电源并且第二控制源70为负载时，第二开关110a闭合并且第三开关110b断开，第二电容100a接入谐振部分；当第二控制源70为直流电源并且第一控制源10为负载时，第二开关110a断开并且第三开关110b闭合，第三电容100b接入谐振部分；第二电容100a的电容值大于第三电容100b的电容值；

第三种：如图6所示，采用三相开关，其原理与图5中所示的电容调节器50原理相同，在此不再赘述。

上述三种电容调节器50的具体结构仅为示例，并不用于限定本发明。

进一步，第一斩波部分和第二斩波部分具体也可以有多种形式。

例如图7所示，第一斩波部分具体包括第一MOS管120a、第二MOS管120b、第三MOS管130a和第四MOS管130b，其中：

第一MOS管120a和第二MOS管120b串联构成的支路，与第三MOS管130a和第四MOS管130b串联构成的支路并联，并联后的两端分别作为该第一斩波部分的第一接入端和第二接入端；第一MOS管120a与第二MOS管120b之间的连接点作为该第一斩波部分的第三接入端，第三MOS管130a与第四MOS管130b之间的连接点作为该第一斩波部分的第四接入端；第一MOS管120a、第二MOS管120b、第三MOS管130a、第四MOS管130b的栅极都连接至用于控制第一MOS管120a、第二MOS管120b、第三MOS管130a、第四MOS管130b的开关频率的驱动电路；

第二斩波部分，具体包括第五MOS管150a、第六MOS管150b、第七MOS管160a和第八MOS管160b，其中：

第五MOS管150a和第六MOS管150b串联构成的支路，与第七MOS管160a和第八MOS管160b串联构成的支路并联，并联后的两端分别作为该第二斩波部分的第一接入端和第二接入端；第五MOS管150a与第六MOS管150b之间的连接点作为该第二斩波部分的第三接入端，第七MOS管160a与第八MOS管160b之间的连接点作为该第二斩波部分的第四接入端；第五MOS管150a、第六MOS管150b、第七MOS管160a、第八MOS管160b的栅极都连接至用于控制第五MOS管150a、第六MOS管150b、第七MOS管160a、第八MOS管160b的开关频率的驱动电路。

下面对图7所示的谐振电路的工作原理进行说明。

在本发明实施例中的谐振电路可以实现双向的谐振功能，下面对这两个过程进行分别说明。

过程一：

当第一控制源10作为直流电源并且第二控制源70作为负载时，此时能量从第一控制源10流向第二控制源70，电容调节器50中的第一开关90闭合，此时第一电容80被短路，相当于接入了一个无穷大的电容，谐振部分的电路结构与图1中的电路结构完全相同。

此处需要说明的是只要保证第一斩波部分中第一MOS管120a与第四MOS管130b以及第二MOS管120b与第三MOS管130a的开关频率等于谐振部分的谐振频率，第一MOS管120a、第二MOS管120b、第三MOS管130a、第四MOS管130b可以实现软关断的效果。其具体的实现原理与现有技术中的实现过程相同，此处就不在多余赘述。

由于第一控制源10为直流电源，第一斩波部分输入直流电源，输出交流电源至谐振部分，第一斩波部分的第一接入端以及第二接入端作为输入端，第三接入端以及第四接入端作为输出端。而此时的第二斩波部分就作为第二控制源70端的整流电路，第二斩波部分的第一接入端以及第二接入端作为输出端，第三接入端以及第四接入端作为输出端。

过程二：

当第二控制源70作为直流电源并且第一控制源10作为负载时，此时能量从第二控制源70流向第一控制源10，电容调节器50中的第一开关90断开，第一电容80接入电路，由于第一电容80的电容值较小，交流电压阻抗较大，此时的电路将不能再等效为图1的谐振电路，而是另一种谐振电路。

由于第二控制源70为直流电源，第二斩波部分输入直流电源，输出交流电源至谐振部分，第二斩波部分的第一接入端以及第二接入端作为输入端，第三接入端以及第四接入端作为输出端。而此时的第一斩波部分就作为第一控制源10端的整流电路，第一斩波部分的第一接入端以及第二接入端作为输出端，第三接入端以及第四接入端作为输入端。

下面对过程二中谐振电路的谐振原理进行说明：

图7中的变压器40可以等效为一个励磁电感160和一个理想变压器的组合，假设理想变压器的变比为1：1，图7所示的谐振部分就可以等效为图8所示的结构，现在以图8所示的结构来详细说明过程二中谐振电路的谐振原理。

由于负载可以存在多个不同的情况，在这里对负载的等效电阻无穷大以及负载的等效电阻无穷小两种情况进行说明，其它负载的情况都介于这两种情况之间。

在负载的等效电阻无穷大时，相当于负载为空载，谐振部分结构可以简化为如图9所示的结构；在负载的等效电阻无穷小时，相当于负载为短路，谐振部分结构可以简化为如图10所示的结构。

图9中，当负载为空载时，谐振部分中第一电容80与电感160串联，此时通过下述公式可以得到谐振电路的谐振周期：

其中，T₁表征负载为空载时谐振电路的谐振周期，f₁表征负载为空载时谐振电路的谐振，C₁表征电容调节器的电容值，即第一电容80的电容值，L₂表征变压器的等效励磁电感160的电感值。

当图7中的第二斩波部分中的第五MOS管150a与第八MOS管160b导通时，变压器40的第二绕组输入了阶跃输入电流，其输入电流的周期就等于T₁（如图11所示），此时若是控制好第五MOS管150a与第八MOS管160b的导通时间，就可以使第五MOS管150a与第八MOS管160b在关断时正好流经第五MOS管150a与第八MOS管160b的电流为非正向电流，这样就可以实现第五MOS管150a与第八MOS管160b的软关断。

从图11的电流正弦波形图中可以看出，只要第五MOS管150a与第八MOS管160b的关断时间大于等于T₁/2并且小于等于T₁就可以使得第五MOS管150a与第八MOS管160b在非正向电流关断。

图10中，当负载为短路时，由于电容30远远大于第一电容80，因此在谐振电路中电容30的阻抗远小于第一电容80的阻抗，这样电容30对谐振电路的影响就可以忽略，此时谐振部分中电感20和电感160并联，通过下述公式可以得到谐振电路的谐振周期：

其中，T₂表征负载短路时谐振电路的谐振周期，f₂表征负载短路时谐振电路的谐振频率，C₁表征电容调节器的电容值，即第一电容80的电容值，L₁表征电感20的电感值，L₂表征变压器的等效励磁电感160的电感值。

若变压器40的变比为N：1，负载短路时谐振电路的谐振周期T₂可以通过下述公式得到：

其中，N表征变压器40中第二绕组的匝数和第一绕组的匝数的比值。

当图7中第二斩波部分中的第五MOS管150a与第八MOS管160b导通时，变压器40的第二绕组输入了阶跃输入电流，其输入电流的周期就等于T₂（如图11所示），此时若是控制好第五MOS管150a与第八MOS管160b的导通时间，就可以使第五MOS管150a与第八MOS管160b在关断时正好流经第五MOS管150a与第八MOS管160b的电流为非正向电流，这样就可以实现第五MOS管150a与第八MOS管160b的软关断。

上述描述是针对负载的等效电阻为无穷大以及负载的等效电阻为无穷小两种情况，即负载为空载以及负载为短路的两种情况。

图11为在负载为空载以及负载短路的情况下谐振电路的电流波形图，而其它负载情况下电流的周期都将处于这两个周期之间，即大于等于T₂而小于等于T₁。

只要是第五MOS管150a与第八MOS管160b关断时，流经第五MOS管150a与第八MOS管160b的电流为非正向电流，就可以实现开关管的软关断。从图11的的电流正弦波形图中可以看出，若第五MOS管150a与第八MOS管160b的关断的关断时间大于等于T₁/2并且小于等于T₂就可以在任何负载情况下实现第五MOS管150a与第八MOS管160b在非正向电流关断，即实现了软关断。

当然为了保证开关管在负载任何情况下均能够实现软关断，因此必须要求第五MOS管150a与第八MOS管160b的占空比时间大于等于T₁/2小于等于T₂，T₂需要大于等于T₁/2，因此电感20以及电感160的电感值需要满足一定的比例关系，即：L₁=K×L₂，K>0，L₁表征电感20的电感值，L₂表征变压器40的等效励磁电感160的电感值。

若变压器40的变比为N：1，电感20以及电感160的电感值需要满足的比例关系为

若变压器40的变比为1：1，且T₂≥T₁/2，可以得到下述关系式：

从上述关系式可以得出K≥1/3。

另外需要说明的是，在实际的应用场景中，可以根据实际的负载情况设计电感20的电感值与电感160的电感值之间的比例关系，当最小负载状态不是空载状态时，K的取值不必大于等于1/3。

当K≥1/3时，谐振电路的开关管能够在空载、满载和短路等各种状态下实现软关断。当然开关管的占空比时间D*T要大于等于T₁/2并且小于等于T₂。

具体来讲，由于占空比D不能大于0.5，因此第五MOS管150a与第八MOS管160b的开关周期不能小于T₁，即开关频率要控制在小于1/T₁的情况下才能保证谐振电路中开关管的软关断。

下面结合图7以及图11对各个时段中开关管的控制过程进行说明。

在t0～t1时刻时，第二斩波部分中的第五MOS管150a与第八MOS管160b导通，此时第二控制源70输出的直流电源经过第二斩波部分生成交流电源，交流电源流入到谐振部分，通过变压器40流回到电源的负极。

在t1～D*T时刻时（此处的D*T为开关管的占空比时间），变压器40的电流为非正向电流，此时可以选择t1～D*T时刻中的任一时刻关闭第五MOS管150a与第八MOS管160b，这样第五MOS管150a与第八MOS管160b的关断电流为非正向电流，从而实现了开关管的软关断，减小了开关管的关断损耗，同时也避免了开关管在正向大电流关断时产生的电压应力。

在D*T时刻之后对第五MOS管150a与第八MOS管160b以及第六MOS管150b与第七MOS管160a的控制将根据负载的不同来进行调整。

具体来讲，当负载功率较大时，系统工作在较高的频率，需要在D*T～t3时刻之间的某一时刻，驱动第六MOS管150b与第七MOS管160a，此时谐振部分的非正向电流还未恢复到零，这样第六MOS管150b与第七MOS管160a在开启的过程中，流经第五MOS管150a与第八MOS管160b的电流换流到第六MOS管150b与第七MOS管160a，继续谐振。

在下一个周期时，与上述周期的实现过程完全相同，只是第六MOS管150b与第七MOS管160a在非正电流时关断，而第五MOS管150a与第八MOS管160b开启换流，继续谐振。后续的所有的周期按此循环执行，此处就不再赘述。

当负载功率较小时，系统工作在较低的频率，需要在t3时刻之后适当时刻，驱动第六MOS管150b与第七MOS管160a，此时谐振部分的电流已经恢复到零，这样第六MOS管150b与第七MOS管160a在开启的过程中，电流从0开启，等效为阶跃输入，与第五MOS管150a与第八MOS管160b开启状态相同，继续谐振。

在下一个周期时，与上述周期的实现过程完全相同，只是第六MOS管150b与第七MOS管160a在非正电流时关断，而第五MOS管150a与第八MOS管160b电流从0开启，阶跃输入后继续谐振。后续的所有的周期按此循环执行，此处就不再赘述。

可见，在本发明实施例中提供了实现双向谐振的谐振电路，该在谐振电路中，当能量传递的方向不同时，该谐振电路中谐振部分电路结构也相应的进行调整，即接入谐振部分的电容发生改变。

进一步，在本发明实施例中第一斩波部分还可以是如图12所示的电路结构，具体包括第一MOS管120a、第二MOS管120b、第四电容140a和第五电容140b，其中：

第一MOS管120a和第二MOS管120b串联构成的支路，与第四电容140a以及第五电容140b串联构成的支路并联，并联后的两端分别作为该第一斩波部分的第一接入端和第二接入端；第一MOS管120a与第二MOS管120b之间的连接点作为该第一斩波部分的第三接入端，第四电容140a与第五电容140b之间的连接点作为该第一斩波部分的第四接入端；第一MOS管120a、第二MOS管120b的栅极都连接至用于控制第一MOS管120a以及第二MOS管120b开关频率的驱动电路。

若是图12中第一斩波部分中的第四电容140a以及第五电容140b的电容值与电容30之间存在一定的比例关系时，第四电容140a以及第五电容140b可以取代电容30的功能，也就是说谐振部分可以不用接入电容30（如图13所示）。

进一步的，在本发明实施例中第二斩波部分还可以是如图14所示的电路结构，具体包括第五MOS管150a、第六MOS管150b、第六电容180a和第七电容180b，其中：

第五MOS管150a和第六MOS管150b串联构成的支路，与第六电容180a和第七电容180b串联构成的支路并联，并联后的两端分别作为该第二斩波部分的第一接入端和第二接入端；第五MOS管150a与第六MOS管150b之间的连接点作为该第二斩波部分的第三接入端，第六电容180a与第七电容180b之间的连接点作为该第二斩波部分的第四接入端；第五MOS管150a、第六MOS管150b的栅极都连接至用于控制第五MOS管150a、第六MOS管150b的开关频率的驱动电路。

进一步的，在本发明实施例中第二斩波部分还可以是如图15所示的电路结构，具体包括第五MOS管150a、第六MOS管150b、第六电容180a、第七电容180b、第一二极管210a、第二二极管210b和第四开关220，其中：

第五MOS管150a和第六MOS管150b串联构成的支路、第六电容180a和第七电容180b串联构成的支路、第一二极管210a和第二二极管210b串联构成的支路三支路并联，并联后的两端分别作为该第二斩波部分的第一接入端和第二接入端；第五MOS管150a与第六MOS管150b之间的连接点作为该第二斩波部分的第三接入端，第六电容180a与第七电容180b之间的连接点作为该第二斩波部分的第四接入端；第五MOS管150a、第六MOS管150b的栅极都连接至用于控制第五MOS管150a、第六MOS管150b的开关频率的驱动电路；第四开关220的一端连接至第六电容180a与第七电容180b之间的连接点，第四开关220的另一端连接至第一二极管210a与第二二极管210b之间的连接点。

当第一控制源10为直流电源并且第二控制源70为负载时，第四开关220闭合；当第二控制源70为直流电源并且第一控制源10为负载时，第四开关220断开。

另外，当第二控制源70具体为两个串联的控制源时，谐振电路还可以如图16所示。图16所示的电路结构是在图7的结构基础增加第五开关230，并且变压器40的第二绕组为双母线结构，变压器40的第二绕组的一端串联电容调节器50后连接至该第二斩波部分的第三接入端，变压器40的第二绕组的另一端串联第五开关230后连接到第二斩波部分的第四接入端；变压器40的第二绕组中点接头连接至两个串联的控制源之间的连接点。

当第一控制源10为负载并且第二控制源70为直流电源时，第一开关90以及第五开关230都将断开；当第一控制源10为直流电源并且第二控制源70为负载时，第一开关90以及第五开关230都闭合，此时，图16所示的谐振电路能够平衡第二控制源70中两个串联的控制源的电压。

在图16中，当第一控制源10为直流电源并且第二控制源70为负载时，第二斩波部分中的第七MOS管160a以及第八MOS管160b只是在整流时起到作用，而在第一控制源10为负载并且第二控制源70为直流电源时，第七MOS管160a以及第八MOS管160b无任何作用。因此可以使用两个二极管分别替代第七MOS管160a以及第八MOS管160b。

即此时，第二斩波部分，具体包括第五MOS管、第六MOS管、第一二极管和第二二极管，其中：

第五MOS管和第六MOS管串联构成的支路，与第一二极管和第二二极管串联构成的支路并联，并联后的两端分别作为该第二斩波部分的第一接入端和第二接入端；第五MOS管与第六MOS管之间的连接点作为该第二斩波部分的第三接入端，第一二极管和第二二极管之间的连接点作为该第二斩波部分的第四接入端。

在上述实施例中只是例举了部分第一斩波部分以及第二斩波部分中的电路结构，当然本领域技术人员应当理解本发明实施例中并不限定第一斩波部分以及第二斩波部分的具体结构，只要是基于本发明实施例中所提供的电路结构做出的简单改变而得到的电路结构也在本发明实施例所保护范围内。

另外，在本发明实施例中上述的MOS管也可以是使用绝缘栅极型晶体管或者是带有独立配置的二极管的开关器件来替代MOS管。

实施例二：

在本发明实施例中还提供了一种谐振电路，如图17所示，该谐振电路包括：

第一斩波部分，该第一斩波部分的第一接入端以及第二接入端连接至第一控制源300的两端；

第二斩波部分，包括第一MOS管310a、第二MOS管310b、第一电容320a、第二电容320b、第一二极管330a、第二二极管330b和开关340；第一MOS管310a和第二MOS管310b串联构成的支路、第一电容320a和第二电容320b串联构成的支路、第一二极管330a和第二二极管330b串联构成的支路三支路并联，并联后的两端作为该第二斩波部分的第一接入端和第二接入端，连接至第二控制源350的两端；第一MOS管310a与第二MOS管310b之间的连接点作为该第二斩波部分的第三接入端，第一电容320a与第二电容320b之间的连接点作为该第二斩波部分的第四接入端；第一电容320a与第二电容320b的电容值相等并且在预设电容值区间范围内；开关340的一端连接至第一电容320a与第二电容320b之间的连接点，开关340的另一端连接至第一二极管330a与第二二极管330b之间的连接点；

谐振部分，包括电感360、第三电容370和变压器380；变压器380的第一绕组的一端串联第三电容370以及电感360后连接至该第一斩波部分的第三接入端，变压器380的第一绕组的另一端连接至该第一斩波部分的第四接入端；变压器380的第二绕组的一端连接到该第二斩波部分的第三接入端，变压器380的第二绕组的另一端连接至该第二斩波部分的第四接入端；

其中，当第一控制源300为直流电源并且第二控制源350为负载时，开关340闭合，当第二控制源350为直流电源并且第一控制源300为负载时，开关340断开。

下面分两种情况来对实施例二中的谐振电路进行说明：

情况一：当第一控制源300为直流电源并且第二控制源350为负载时，开关340闭合，此时第二斩波部分中的第一电容320a以及第二电容320b不起作用，第一MOS管310a、第二MOS管310b、第一二极管330a、第二二极管330b组成全桥整流电路，第二斩波部分相当于整流电路。此时图17所示的电路结构可以等效为图1。

情况二：当第一控制源300为负载并且第二控制源350为直流电源时，开关340断开，此时第二斩波部分将直流电源转换为交流电源，由于第一电容320a以及第二电容320b的电容值大小相同，并且第一电容320a以及第二电容320b的电容值在预设电容值范围内，比如说第一电容320a以及第二电容320b的电容值可以是实施例一中第一电容80的电容值的一半，此时图17所示的电路结构可以等效为图14。

在实施例二中的第一斩波部分的电路结构与实施例一中的第一斩波部分的电路结构相同，此处就不再赘述。

另外需要说明的是在本发明实施例中电容、电感、MOS管的选择，或者是上述器件的型号选择可以根据不同的场景进行不同的选择配置。

本发明实施例还提供了一种DC/DC变换器，即直流-直流变换器，包括上述实施例中的任一一种谐振电路。

本发明实施例还提供了一种不间断电源，包括上述实施例中的任一一种谐振电路。

实施例三：

本发明实施例还提供了一种如图2所示的谐振电路的控制方法，包括：

当谐振电路连接的第一控制源为直流电源并且第二控制源为负载时，控制电容调节器的电容值为第一电容值；当谐振电路连接的第二控制源为直流电源并且第一控制源为负载时，控制电容调节器的电容值为第二电容值；

其中，该第一电容值大于该第二电容值。

图2所示的谐振电路采用本发明实施例提供的控制方法，能够实现双向谐振。

较佳的，当谐振电路连接的第二控制源为直流电源并且第一控制源为负载时，该控制方法还包括：

在该谐振电路的每个谐振周期内，控制该谐振电路的第二斩波部分中开关管的关断时间位于预设时间段内；该预设时间段为该开关管承受非正向电流的时间段。

通过控制开关管在承受非正向电流时关断，能够实现开关管的软关断。

较佳的，该预设时间段具体为大于等于T₁/2且小于等于T₂的时间段；其中，T₁表征负载为空载时该谐振电路的谐振周期，T₂表征负载短路时该谐振电路的谐振周期，T₂≥T₁/2。

其中，负载为空载时该谐振电路的谐振周期T₁具体通过如下公式获取：

其中，C₁表征谐振电路的谐振部分中电容调节器的电容值，L₂表征谐振电路的谐振部分中变压器的等效励磁电感的电感值。

负载短路时该谐振电路的谐振周期T₂具体通过如下公式获取：

其中，C₁表征谐振电路的谐振部分中电容调节器的电容值，L₁表征谐振电路的谐振部分中电感的电感值，L₂表征谐振电路的谐振部分中变压器的等效励磁电感的电感值，N表征谐振电路的谐振部分中变压器中第二绕组的匝数和第一绕组的匝数的比值。

通过控制开关管的关断时间位于大于等于T₁/2且小于等于T₂的时间段内，可以实现开关管在任意负载下的软关断。

综上所述，采用本发明实施例的方案，能够实现双向谐振功能，并且能够实现谐振电路中斩波部分的开关管的软关断。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备（系统）、和计算机程序产品的流程图和／或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和／或方框图中的每一流程和／或方框、以及流程图和／或方框图中的流程和／或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其它可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其它可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其它可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其它可编程数据处理设备上，使得在计算机或其它可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其它可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (21)

1.一种谐振电路，其特征在于，包括：

第一斩波部分，所述第一斩波部分的第一接入端以及第二接入端连接至第一控制源（10）的两端；

第二斩波部分，所述第二斩波部分的第一接入端以及第二接入端连接至第二控制源（70）的两端；

谐振部分，包括电感（20）、电容（30）、变压器（40）和电容调节器（50）；变压器（40）的第一绕组的一端串联电容（30）以及电感（20）后连接至所述第一斩波部分的第三接入端，变压器（40）的第一绕组的另一端连接至所述第一斩波部分的第四接入端；变压器（40）的第二绕组的一端串联电容调节器（50）后连接至所述第二斩波部分的第三接入端，变压器（40）的第二绕组的另一端连接至所述第二斩波部分的第四接入端；

其中，当第一控制源（10）为直流电源并且第二控制源（70）为负载时，电容调节器（50）具有第一电容值，当第二控制源（70）为直流电源并且第一控制源（10）为负载时，电容调节器（50）具有第二电容值，所述第一电容值大于所述第二电容值。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一电容值至少为所述第二电容值的3倍。

3.如权利要求1所述的电路，其特征在于，其中，L₁表征电感（20）的电感值，L₂表征变压器（40）的等效励磁电感的电感值，K>0，N表征变压器（40）中第二绕组的匝数和第一绕组的匝数的比值。

4.如权利要求3所述的电路，其特征在于，K≥1/3。

5.如权利要求1-4任一所述的电路，其特征在于，电容调节器（50），具体包括第一电容（80）和第一开关（90），第一电容（80）和第一开关（90）并联；

当第一控制源（10）为直流电源并且第二控制源（70）为负载时，第一开关（90）闭合；当第二控制源（70）为直流电源并且第一控制源（10）为负载时，第一开关（90）断开。

6.如权利要求1-4任一所述的电路，其特征在于，电容调节器（50），具体包括第二电容（100a）、第三电容（100b）、第二开关（110a）和第三开关（110b），其中：

第二电容（100a）和第二开关（110a）串联构成的支路，与第三电容（100b）和第三开关（110b）串联构成的支路并联；

当第一控制源（10）为直流电源并且第二控制源（70）为负载时，第二开关（110a）闭合并且第三开关（110b）断开；当第二控制源（70）为直流电源并且第一控制源（10）为负载时，第二开关（110a）断开并且第三开关（110b）闭合；第二电容（100a）的电容值大于第三电容（100b）的电容值。

7.如权利要求1-4任一所述的电路，其特征在于，所述第一斩波部分，具体包括第一MOS管（120a）、第二MOS管（120b）、第三MOS管（130a）和第四MOS管（130b），其中：

第一MOS管（120a）和第二MOS管（120b）串联构成的支路，与第三MOS管（130a）和第四MOS管（130b）串联构成的支路并联，并联后的两端分别作为所述第一斩波部分的第一接入端和第二接入端；

第一MOS管（120a）与第二MOS管（120b）之间的连接点作为所述第一斩波部分的第三接入端，第三MOS管（130a）与第四MOS管（130b）之间的连接点作为所述第一斩波部分的第四接入端。

8.如权利要求1-4任一所述的电路，其特征在于，所述第一斩波部分，具体包括第一MOS管（120a）、第二MOS管（120b）、第四电容（140a）和第五电容（140b），其中：

第一MOS管（120a）和第二MOS管（120b）串联构成的支路，与第四电容（140a）以及第五电容（140b）串联构成的支路并联，并联后的两端分别作为所述第一斩波部分的第一接入端和第二接入端；

第一MOS管（120a）与第二MOS管（120b）之间的连接点作为所述第一斩波部分的第三接入端，第四电容（140a）与第五电容（140b）之间的连接点作为所述第一斩波部分的第四接入端。

9.如权利要求1-4任一所述的电路，其特征在于，所述第二斩波部分，具体包括第五MOS管（150a）、第六MOS管（150b）、第六电容（180a）和第七电容（180b），其中：

第五MOS管（150a）和第六MOS管（150b）串联构成的支路，与第六电容（180a）和第七电容（180b）串联构成的支路并联，并联后的两端分别作为所述第二斩波部分的第一接入端和第二接入端；

第五MOS管（150a）与第六MOS管（150b）之间的连接点作为所述第二斩波部分的第三接入端，第六电容（180a）与第七电容（180b）之间的连接点作为所述第二斩波部分的第四接入端。

10.如权利要求1-4任一所述的电路，其特征在于，所述第二斩波部分，具体包括第五MOS管（150a）、第六MOS管（150b）、第六电容（180a）、第七电容（180b）、第一二极管（210a）、第二二极管（210b）和第四开关（220），其中：

第五MOS管（150a）和第六MOS管（150b）串联构成的支路、第六电容（180a）和第七电容（180b）串联构成的支路、第一二极管（210a）和第二二极管（210b）串联构成的支路三支路并联，并联后的两端分别作为所述第二斩波部分的第一接入端和第二接入端；

第五MOS管（150a）与第六MOS管（150b）之间的连接点作为所述第二斩波部分的第三接入端，第六电容（180a）与第七电容（180b）之间的连接点作为所述第二斩波部分的第四接入端；

第四开关（220）的一端连接至第六电容（180a）与第七电容（180b）之间的连接点，第四开关（220）的另一端连接至第一二极管（210a）与第二二极管（210b）之间的连接点。

11.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第二斩波部分，具体包括第五MOS管（150a）、第六MOS管（150b）、第七MOS管（160a）和第八MOS管（160b），其中：

第五MOS管（150a）和第六MOS管（150b）串联构成的支路，与第七MOS管（160a）和第八MOS管（160b）串联构成的支路并联，并联后的两端分别作为所述第二斩波部分的第一接入端和第二接入端；

第五MOS管（150a）与第六MOS管（150b）之间的连接点作为所述第二斩波部分的第三接入端，第七MOS管（160a）与第八MOS管（160b）之间的连接点作为所述第二斩波部分的第四接入端。

12.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第二斩波部分，具体包括第五MOS管、第六MOS管、第一二极管和第二二极管，其中：

第五MOS管和第六MOS管串联构成的支路，与第一二极管和第二二极管串联构成的支路并联，并联后的两端分别作为所述第二斩波部分的第一接入端和第二接入端；

第五MOS管与第六MOS管之间的连接点作为所述第二斩波部分的第三接入端，第一二极管和第二二极管之间的连接点作为所述第二斩波部分的第四接入端。

13.如权利要求11或12所述的电路，其特征在于，当第二控制源（70）具体为两个串联的控制源时，所述电路还包括：

第五开关（230），变压器（40）的第二绕组的另一端串联第五开关（230）后连接到第二斩波部分的第四接入端；变压器（40）的第二绕组中点接头连接至所述两个串联的控制源之间的连接点。

14.一种谐振电路，其特征在于，包括：

第一斩波部分，所述第一斩波部分的第一接入端以及第二接入端连接至第一控制源（300）的两端；

第二斩波部分，包括第一MOS管（310a）、第二MOS管（310b）、第一电容（320a）、第二电容（320b）、第一二极管（330a）、第二二极管（330b）和开关（340）；第一MOS管（310a）和第二MOS管（310b）串联构成的支路、第一电容（320a）和第二电容（320b）串联构成的支路、第一二极管（330a）和第二二极管（330b）串联构成的支路三支路并联，并联后的两端作为所述第二斩波部分的第一接入端和第二接入端，连接至第二控制源（350）的两端；第一MOS管（310a）与第二MOS管（310b）之间的连接点作为所述第二斩波部分的第三接入端，第一电容（320a）与第二电容（320b）之间的连接点作为所述第二斩波部分的第四接入端；第一电容（320a）与第二电容（320b）的电容值相等并且在预设电容值区间范围内；开关（340）的一端连接至第一电容（320a）与第二电容（320b）之间的连接点，开关（340）的另一端连接至第一二极管（330a）与第二二极管（330b）之间的连接点；

谐振部分，包括电感（360）、第三电容（370）和变压器（380）；变压器（380）的第一绕组的一端串联第三电容（370）以及电感（360）后连接至所述第一斩波部分的第三接入端，变压器（380）的第一绕组的另一端连接至所述第一斩波部分的第四接入端；变压器（380）的第二绕组的一端连接到所述第二斩波部分的第三接入端，变压器（380）的第二绕组的另一端连接至所述第二斩波部分的第四接入端；

其中，当第一控制源（300）为直流电源并且第二控制源（350）为负载时，开关（340）闭合，当第二控制源（350）为直流电源并且第一控制源（300）为负载时，开关（340）断开。

15.一种DC/DC变换器，其特征在于，包括如权利要求1～14中任一权项所述的谐振电路。

16.一种不间断电源，其特征在于，包括如权利要求1～14中任一权项所述的谐振电路。

17.一种如权利要求1所述的谐振电路的控制方法，其特征在于，包括：

当谐振电路连接的第一控制源为直流电源并且第二控制源为负载时，控制电容调节器的电容值为第一电容值；当谐振电路连接的第二控制源为直流电源并且第一控制源为负载时，控制电容调节器的电容值为第二电容值；

其中，所述第一电容值大于所述第二电容值。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括：

当谐振电路连接的第二控制源为直流电源并且第一控制源为负载时，在所述谐振电路的每个谐振周期内，控制所述谐振电路的第二斩波部分中开关管的关断时间位于预设时间段内；所述预设时间段为所述开关管承受非正向电流的时间段。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述预设时间段具体为大于等于T₁/2且小于等于T₂的时间段；

其中，T₁表征负载为空载时所述谐振电路的谐振周期，T₂表征负载短路时所述谐振电路的谐振周期，T₂≥T₁/2。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，负载为空载时所述谐振电路的谐振周期T₁具体通过如下公式获取：

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其中，C₁表征谐振电路的谐振部分中电容调节器的电容值，L₂表征谐振电路的谐振部分中变压器的等效励磁电感的电感值。

21.如权利要求19所述的方法，其特征在于，负载短路时所述谐振电路的谐振周期T₂具体通过如下公式获取：

<mrow> <msub> <mi>T</mi> <mn>2</mn> </msub> <mo>=</mo> <mn>2</mn> <mo>&amp;times;</mo> <mi>&amp;pi;</mi> <msqrt> <msub> <mi>C</mi> <mn>1</mn> </msub> <mo>&amp;times;</mo> <mfrac> <mrow> <msup> <mi>N</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>&amp;times;</mo> <msub> <mi>L</mi> <mn>1</mn> </msub> <mo>&amp;times;</mo> <msub> <mi>L</mi> <mn>2</mn> </msub> </mrow> <mrow> <msup> <mi>N</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>&amp;times;</mo> <msub> <mi>L</mi> <mn>1</mn> </msub> <mo>&amp;times;</mo> <msub> <mi>L</mi> <mn>2</mn> </msub> </mrow> </mfrac> </msqrt> </mrow>

其中，C₁表征谐振电路的谐振部分中电容调节器的电容值，L₁表征谐振电路的谐振部分中电感的电感值，L₂表征谐振电路的谐振部分中变压器的等效励磁电感的电感值，N表征谐振电路的谐振部分中变压器中第二绕组的匝数和第一绕组的匝数的比值。