CN112398346B - 一种双向变换器拓扑 - Google Patents

Abstract

本发明提供的一种双向变换器拓扑，所述双向变换器拓扑反向工作时，通过打开的第一开关短路原边谐振电容，使得所述双向变换器拓扑正向工作时为基于CLLC的变换器拓扑，反向工作时为基于LLC的变换器拓扑；同时，通过采用可以提供原边谐振电感和副边谐振电感同时还可以调整其输出电压取值的变压器，减少了双向变换器拓扑的元件数量，改善了双向变换器拓扑小型化受限的问题，降低了成本，还实现了双向变换器拓扑正向工作和反向工作均在准谐振模式或欠谐振模式，使得副边双向开关电路中各MOS晶体管在整个工作过程中均可以实现ZCS，从而减少了MOS晶体管的反向恢复损耗，降低了所述双向变换器拓扑的工作频率范围。

Description

一种双向变换器拓扑

技术领域

本发明涉及一种变换器技术领域，特别涉及一种双向变换器拓扑。

背景技术

近年来，随着电动汽车以及分布式发电的蓬勃发展，市面上储能要求的应用越来越多，例如家庭光伏储能系统，新能源汽车储能系统等。双向变换器拓扑作为储能系统重要的组成部分，受到越来越多人的研究。传统的移相全桥电路和基于移项全桥发展而来的双有源桥式电路(DAB)电路能够实现双向DCDC变换，但是轻载工况下效率很低，往往不是最理想的拓扑选择。近年来由于LLC电路在全负载范围内能实现软开关，全负载范围内实现高效率运行，LLC电路在单向DCDC中得到广泛的应用。基于LLC发展而来的双向变换器拓扑实现了双向DCDC变换，其具有较宽的功率输出范围，且轻载工况下效率高等特点，因此，在双向车载充电机(BOC，Bi-directional On-board Charge)领域有很大的应用价值。

传统的双向变换器拓扑一般有两种结构：对称型拓扑结构和非对成型拓扑结构。如图1a所示，对称型拓扑结构由原边全桥电路10和副边全桥电路20组成，原边全桥电路10和副边全桥电路20均串联电容和电感，以形成谐振电路。如图1b所示，非对成型拓扑结构由原边全桥电路10和副边全桥电路20组成，原边全桥电路10串联电容和电感，副边全桥电路20仅串联电容，以形成谐振电路，这两种结构能够实现功率的提升，拓宽了调压范围，同时也可以优化系统工作点，提升系统效率。基于CLLC的双向变换器拓扑继承了LLC在全负载范围能够实现软开关的优点，同时能实现双向DCDC变换。但是，上述基于CLLC的双向变换器拓扑存在以下问题：

1、传统的基于CLLC的双向变换器拓扑需要一到两个独立的谐振电感，使得双向变换器拓扑小型化受到了限制，而且成本较高。

2、传统的基于CLLC的双向变换器拓扑在正向工作或反向工作时，反向恢复损耗较大，该损耗给MOS晶体管的选型以及散热设计均提出了很高的要求，增加了物料的成本。

3、传统的基于CLLC的双向变换器拓的开关频率较宽，增加了MOS晶体管的关断损耗，对运算效率提出了更高的要求。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提供了一种双向变换器拓扑，以改善其小型化受限制的问题，降低了成本，还降低了开关损耗及工作频率范围。

为了实现上述目的，本发明提供了一种双向变换器拓扑，包括原边双向开关电路、副边双向开关电路、原边谐振电容、副边谐振电容、第一开关和变压器；

所述变压器的原边绕组和副边绕组间隔的缠绕在同一个磁芯上；

所述原边双向开关电路的第一连接端连接所述原边谐振电容的一端，所述原边双向开关电路的第二连接端连接所述原边绕组的第二端，所述原边谐振电容的另一端连接所述原边绕组的第一端；

所述副边双向开关电路的第一连接端连接所述副边谐振电容的一端，所述副边双向开关电路的第二连接端连接所述副边绕组的第二端，所述副边谐振电容的另一端连接所述副边绕组的第一端；

所述第一开关的两端分别连接在所述原边谐振电容的两端；

其中，所述变压器用于提供原边谐振电感和副边谐振电感，同时用于调整其输出电压的取值；

所述双向变换器拓扑正向工作时，所述第一开关关闭，所述双向变换器拓扑反向工作时，所述第一开关打开。

可选的，还包括第二开关，所述第二开关串联设置在所述原边谐振电容与所述原边绕组之间，其用于连接不同匝数的所述原边绕组；或者，所述第二开关串联设置在所述副边谐振电容与副边绕组之间，其用于连接不同匝数的所述副边绕组。

进一步的，当所述第二开关串联设置在所述原边谐振电容与所述原边绕组之间时，所述原边绕组由第一绕组和第二绕组串联而成，所述原边绕组的第一端包括第一子端和第二子端，所述第一子端设置在所述第一绕组和第二绕组的连接端，所述第二子端设置在所述第一绕组的自由端，所述第二绕组的自由端为所述原边绕组的第二端；

所述双向变换器拓扑正向工作时，所述第二开关连接所述第二子端；所述双向变换器拓扑反向工作时，所述第二开关连接所述第一子端。

更进一步的，所述双向变换器拓扑正向工作时，所述变压器的变压器匝比满足以下公式：

其中，V_dc为所述双向变换器拓扑的输入电压，V_o-min为所述双向变换器输出电压的最小值，N_p1为第一绕组匝数，N_p2为第二绕组匝数，N_S为副边绕组匝数。

更进一步的，所述双向变换器拓扑正向工作时，所述双向变换器拓扑的准谐振频率满足以下公式：

其中，f_{r_f}为所述双向变换器拓扑的准谐振频率；L-leak-p1为所述原边绕组与副边绕组之间产生的原边漏感；L-leak-s为所述原边绕组与副边绕组之间产生的副边漏感；C_rp为原边谐振电容；C_rs为副边谐振电容；n_f为变压器匝比。

更进一步的，所述双向变换器拓扑反向工作时，所述变压器的变压器匝比满足以下公式：

其中，n_r为变压器匝比；V_dc为所述双向变换器拓扑正向工作时的输入电压；V_o-max为所述双向变换器正向工作时的最大输出电压；N_p2为第二绕组匝数；N_S为副边绕组匝数。

更进一步的，所述双向变换器拓扑反向工作时，所述双向变换器拓扑的准谐振频率满足以下公式：

其中，f_{r_r}为所述双向变换器拓扑的准谐振频率；L-leak-s为所述第二绕组与副边绕组之间产生的副边漏感；L-leak-p2为所述第二绕组与副边绕组之间产生的原边漏感；n_r为变压器匝比；C_rs为副边谐振电容。

进一步的，当所述第二开关串联设置在所述副边谐振电容与副边绕组之间时，所述副边绕组由第三绕组和第四绕组串联而成，所述副边绕组的第一端包括第三子端和第四子端，所述第三子端设置在所述第三绕组和第四绕组的连接端，所述第四子端设置在所述第三绕组的自由端，所述第四绕组的自由端为所述副边绕组的第二端；

所述双向变换器拓扑正向工作时，所述第二开关连接所述第三子端；所述双向变换器拓扑反向工作时，所述第二开关连接所述第四子端。

更进一步的，所述双向变换器拓扑正向工作时，所述变压器的变压器匝比满足以下公式：

其中，n_f为变压器匝比；V_dc为所述双向变换器拓扑的输入电压；V_o-min为所述双向变换器的最小输出电压；N_p为原边绕组匝数；N_S2为第四绕组匝数。

更进一步的，所述双向变换器拓扑正向工作时，所述双向变换器拓扑的准谐振频率满足以下公式：

其中，f_{r_f}为所述双向变换器拓扑的准谐振频率；L-leak-p为所述第四绕组与副边绕组之间产生的原边漏感；L-leak-s₂为所述第四绕组与副边绕组之间产生的副边漏感；n_f为变压器匝比；C_rp为原边谐振电容；C_rs为副边谐振电容。

更进一步的，所述双向变换器拓扑反向工作时，所述变压器的变压器匝比满足以下公式：

其中，n_r为变压器匝比；V_dc为所述双向变换器拓扑正向工作时的输入电压；V_o-max为所述双向变换器正向工作时的最大输出电压；N_p为原边绕组匝数；N_S1为第三绕组匝数；N_S2为第四绕组匝数。

更进一步的，所述双向变换器拓扑反向工作时，所述双向变换器拓扑的准谐振频率满足以下公式：

其中，f_{r_r}为双向变换器拓扑的准谐振频率；L-leak-s1为所述原边绕组与副边绕组之间产生的副边漏感；L-leak-p为所述原边绕组与副边绕组之间产生的原边漏感；n_r为变压器匝比；C_rs为副边谐振电容。

更进一步的，还包括控制器，所述控制器用于在双向变换器拓扑正反向交替时改变所述第一开关和第二开关的状态。

更进一步的，所述变压器的励磁电感满足以下公式：

其中，Lm为励磁电感；Np为原边绕组匝数；μ₀为空气磁导率，Ae为磁芯等效截面积；Le为变压器的磁芯气隙。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明提供的一种双向变换器拓扑，所述双向变换器拓扑反向工作时，通过打开的第一开关短路原边谐振电容，使得所述双向变换器拓扑正向工作时为基于CLLC的变换器拓扑，反向工作时为基于LLC的变换器拓扑；同时，通过采用可以提供原边谐振电感和副边谐振电感同时还可以调整其输出电压取值的变压器，减少了双向变换器拓扑的元件数量，改善了双向变换器拓扑小型化受限的问题，降低了成本，还实现了所述双向变换器拓扑正向工作和反向工作均在准谐振模式或欠谐振模式，使得副边双向开关电路中各MOS晶体管在整个工作过程中均可以实现ZCS，从而减少了MOS晶体管的反向恢复损耗，降低了所述双向变换器拓扑的工作频率范围。

附图说明

图1a-1b为传统的双向变换器拓扑的结构示意图；

图2为传统的双向变换器拓扑的电流增益示意图；

图3为本发明实施例一的双向变换器拓扑的结构示意图；

图4a-4d为本发明实施例一的双向变换器拓扑工作时的结构示意图；

图5为本发明实施例一的变压器的结构示意图；

图6为本发明实施例二的双向变换器拓扑的结构示意图。

附图标记说明：

图1a-1b中：

10-原边全桥电路；20-副边全桥电路；

图3-6中：

A-原边绕组的第一端；A1-第一子端；A2-第二子端；B-原边绕组的第二端；C-副边绕组的第一端；C1-第三子端；C2-第四子端；D-副边绕组的第二端；a-原边双向开关电路的第一连接端；b-原边双向开关电路的第二连接端；c-副边双向开关电路的第一连接端；d-副边双向开关电路的第二连接端；

100-变压器；110-磁芯；120-原边绕组；121-第一绕组；122-第二绕组；130-副边绕组；

210-原边双向开关电路；220-副边双向开关电路。

具体实施方式

通常，在传统的基于CLLC的双向变换器拓扑中，所述双向变换器的正向工作时的输出电压V_o通常会考虑3个电压点，其分别为最大输出电压V_o-max、额定输出电压V_o-nom和最小输出电压V_o-min，将变压器TX的变压器匝比n设定在输出电压为额定输出电压处，也就是n＝V_o-nom/V_dc，以提升额定输出电压的变换器效率。所述双向变换器拓扑正向工作时，电压V_dc作为输入电压，输出电压V_o从V_o-nom到V_o-max的过程中，所述双向变换器处于欠谐振模式，此时，原边全桥电路10中的MOS晶体管Q1/Q2/Q3/Q4可以实现ZVS，副边全桥电路20中的MOS晶体管Q5/Q6/Q7/Q8可以实现ZCS；输出电压从V_o-min到V_o-nom的过程中，所述双向变换器处于过谐振模式，此时，副边全桥电路20中的MOS晶体管Q5/Q6/Q7/Q8无法实现ZCS，其反向恢复损耗较大。同理的，所述双向变换器拓扑反向工作时，变压器匝比不变，电压V_o作为输入电压，输入电压V_o从V_o-nom到V_o-max的过程中，所述双向变换器处于过谐振模式，此时，原边全桥电路10中的MOS晶体管Q1/Q2/Q3/Q4无法实现ZCS，其反向恢复损耗较大。上述的损耗对MOS晶体管的选型和和散热设计提出了很高的要求。

图2为传统的双向变换器拓扑的电流增益示意图。如图2所示，所述双向变换器拓扑正向工作，图2中的三条曲线对应不同阻值的负载，工作频率在0-f_s-min之间时，负载的阻值越大者，其峰值越大，所述双向变换器在过谐振模式(输出电压从V_o-min到V_o-nom的过程中)时电流增益曲线较为平缓，所述双向变换器的工作频率在f_r-f_s-max之间。同理的，所述双向变换器拓扑反向工作，所述双向变换器的工作频率也在f_r-f_s-max之间。可知，所述双向变换器的工作频率(即开关频率)范围较宽。该较宽的工作频率范围会增加MOS晶体管的关断损耗，对运算效率提出了更高的要求。

基于上述研究，本发明提供的一种双向变换器拓扑，所述双向变换器拓扑反向工作时，通过打开的第一开关短路原边谐振电容，使得所述双向变换器拓扑正向工作时为基于CLLC的变换器拓扑，反向工作时为基于LLC的变换器拓扑；同时，通过采用可以提供原边谐振电感和副边谐振电感同时还可以调整其输出电压取值的变压器，减少了双向变换器拓扑的元件数量，改善了双向变换器拓扑小型化受限的问题，降低了成本，还实现了所述双向变换器拓扑正向工作和反向工作均在准谐振模式或欠谐振模式，使得副边双向开关电路中各MOS晶体管在整个工作过程中均可以实现ZCS，从而减少了MOS晶体管的反向恢复损耗，降低了所述双向变换器拓扑的工作频率范围。

其中，本发明的核心思想在于提供一种双向变换器拓扑，

包括原边双向开关电路、副边双向开关电路、原边谐振电容、副边谐振电容、第一开关和变压器，所述变压器的原边绕组和副边绕组间隔的缠绕在同一个磁芯上，所述原边双向开关电路的第一连接端连接所述原边谐振电容的一端，所述原边双向开关电路的第二连接端连接所述原边绕组的第二端，所述原边谐振电容的另一端连接所述原边绕组的第一端，所述副边双向开关电路的第一连接端连接所述副边谐振电容的一端，所述副边双向开关电路的第二连接端连接所述副边绕组的第二端，所述副边谐振电容的另一端连接所述副边绕组的第一端，所述第一开关的两端分别连接在所述原边谐振电容的两端；

其中，所述变压器用于提供原边谐振电感和副边谐振电感，同时用于调整其输出电压的取值；

所述双向变换器拓扑正向工作时，所述第一开关关闭，所述双向变换器拓扑反向工作时，所述第一开关打开。

为使本发明的目的、优点和特征更加清楚，以下结合附图对本发明提出的一种双向变换器拓扑作进一步详细说明。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

如在本发明中所使用的，单数形式“一”、“一个”以及“该”包括复数对象，除非内容另外明确指出外。如在本发明中所使用的，术语“或”通常是以包括“和/或”的含义而进行使用的，除非内容另外明确指出外。

实施例一

图3为本实施例的双向变换器拓扑的结构示意图。如图3所示，本实施例提供了一种双向变换器拓扑，所述双向变换器拓扑包括原边双向开关电路210、副边双向开关电路220、原边谐振电容C_rp、副边谐振电容C_rs、第一开关S1、第二开关S2和变压器100，其中，所述原边谐振电容C_rp的电容量大于所述副边谐振电容C_rs的电容量。

图5为本实施例的变压器的结构示意图。如图5所示，所述变压器100用于提供原边谐振电感和副边谐振电感，同时用于调整其输出电压的取值。所述变压器100例如是将变压器的原边绕组和副边绕组集成在同一个磁芯110上，且，所述变压器100的原边绕组120由第一绕组121和第二绕组122串联而成，所述原边绕组120的第一端包括第一子端A1和第二子端A2，所述第一子端A1设置在所述第一绕组121和第二绕组122的连接端，所述第二子端A2设置在所述第一绕组121的自由端，所述第二绕组122的自由端为所述原边绕组120的第二端B。

所述副边绕组130间隔的缠绕在所述原边绕组120的一侧的磁芯110上，且，所述副边绕组130与所述原边绕组120之间的间隔距离为Le。在本实施例中，所述第一绕组121设置在所述第二绕组122的一侧，所述副边绕组130间隔的设置在所述第二绕组122的另一侧，且所述副边绕组130与所述第二绕组122之间的间隔距离为Ld，所述原边绕组120与所述副边绕组130之间的磁芯气隙为Le。所述变压器100在工作时，所述原边绕组120与副边绕组130之间产生原边漏感L-leak-p1与副边漏感L-leak-s；或者，所述第二绕组122与副边绕组130之间产生原边漏感L-leak-p2与副边漏感L-leak-s。上述原边漏感L-leak-p1与副边漏感L-leak-s，或原边漏感L-leak-p2与副边漏感L-leak-s替代了传统的双向变换器拓扑中独立的谐振电感L_rp和谐振电感L_rs，简化了所述双向变换器拓扑中元器件的数量，降低了成本，同时还缩小了双向变换器拓扑所占的体积，即改善了双向变换器拓扑小型化受限的问题。为了调节上述原边漏感和副边漏感的漏感值，可以调节所述变压器100的励磁电感，具体的，可以通过调整磁芯气隙Le来调节所述变压器100的励磁电感Lm，所述励磁电感Lm满足以下公式：

其中，Np为原边绕组匝数，μ₀为空气磁导率，Ae为磁芯等效截面积，Le为磁芯气隙。

所述原边双向开关电路210和副边双向开关电路220例如均是全桥电路，其中，所述原边双向开关电路210包括4个MOS晶体管Q1/Q2/Q3/Q4，MOS晶体管Q1和Q2串联，且MOS晶体管Q1和Q2之间具有第一连接端a，MOS晶体管Q3和Q4串联，且MOS晶体管Q3和Q4之间具有第二连接端b，所述MOS晶体管Q1和Q2与MOS晶体管Q3和Q4并联，且双向变换器拓扑正向工作时，MOS晶体管Q1和Q2以及MOS晶体管Q3和Q4的两侧分别连接输入电压V_dc的两端，其中，输入电压V_dc例如是恒定直流电压。所述副边双向开关电路220包括4个MOS晶体管Q5/Q6/Q7/Q8，MOS晶体管Q5和Q6串联，且MOS晶体管Q5和Q6之间具有第三连接端c，MOS晶体管Q7和Q8串联，且MOS晶体管Q7和Q8之间具有第四连接端d，所述MOS晶体管Q5和Q6与MOS晶体管Q7和Q8并联，且所述双向变换器拓扑正向工作时，MOS晶体管Q5和Q6以及MOS晶体管Q7和Q8的两侧分别接负载的两端，该负载两端的电压为输出电压V_o。反之，所述双向变换器拓扑反向工作时，MOS晶体管Q1和Q2以及MOS晶体管Q3和Q4的两侧与输入电压V_dc的两端不导通，MOS晶体管Q5和Q6以及MOS晶体管Q7和Q8的两侧的输出电压V_o作为反向工作的输入电压。

所述双向变换器拓扑工作还包括一控制器，所述控制器用于在双向变换器拓扑正反向工作交替时改变所述第一开关S1和第二开关S2的状态(即，将第一开关S1和第二开关S2打开或关闭)。需要解释的是，此处的第一开关S1和第二开关S2打开或关闭即为第一开关S1和第二开关S2导通或断开，例如，所述第一开关S1打开即为所述第一开关S1导通，所述第一开关S1关闭即为所述第一开关S1断开。

所述原边双向开关电路210的第一连接端a连接所述原边谐振电容C_rp的一端，所述原边双向开关电路的第二连接端b连接所述变压器100中原边绕组的第二端B，所述原边谐振电容C_rp的两端上还与所述第一开关S1的两端分别连接(即，所述原边谐振电容C_rp与所述第一开关S1并联)，所述原边谐振电容C_rp的另一端与所述第二开关S2连接(即，所述原边谐振电容C_rp与所述第二开关S2串联)。所述第二开关S2可以断开，也可以连接在所述第一子端A1或第二子端A2上，具体的，当所述双向变换器拓扑工作时，所述第二开关S2连接在所述第一子端A1或第二子端A2上，所述第二开关S2用于连接不同匝数的所述原边绕组。当所述双向变换器拓扑不工作时，所述第二开关S2断开。所述副边双向开关电路220的第一连接端c与副边谐振电容C_rs的一端连接，所述副边谐振电容C_rs的另一端与所述副边绕组130的第一端C连接，所述副边双向开关电路220的第二连接端d与所述变压器中副边绕组130的第二端D连接。

图4a为本实施例的双向变换器拓扑的正向工作时的结构示意图。图4b为本实施例的双向变换器拓扑反向工作时的结构示意图。如图4a和图4b所示，Lm为所述变压器100工作时产生的励磁电感，Lmp为所述变压器100正向工作时产生的原边励磁电感，Lms为所述变压器100反向工作时产生的副边励磁电感，在双向变换器拓扑在正向工作时，Lmp＝Lm，双向变换器拓扑在反向工作时，Lms＝Lm。

具体的工作原理为：

如图4a所示，所述双向变换器拓扑正向工作时，所述原边双向开关电路210的输入端通过一电源提供了输入电压V_dc，所述第二开关S2连接所述变压器100的原边绕组120的第二子端A2连接，同时所述第一开关S1关闭(即所述第一开关S1断开)，此时的电路为基于CLLC的变换器拓扑，所述变压器100中原边绕组120的第一绕组121和第二绕组122均连接在该电路中，所述原边绕组120与副边绕组130之间产生原边漏感L-leak-p1与副边漏感L-leak-s，可知，原边漏感L-leak-p1、副边漏感L-leak-s、原边励磁电感Lmp、原边谐振电容C_rp和副边谐振电容C_rs共同组成一谐振腔。为了实现正向工作时所述双向变换器拓扑的输出频率都工作在准谐振或欠谐振模式，需要将准谐振对应的输出电压V₀设置在所述双向变换器的最小输出电压V_o-min处。因此，变压器匝比n_f设置为：

其中，V_dc为所述双向变换器拓扑的输入电压，V_o-min为所述双向变换器输出电压的最小值，N_p1为第一绕组匝数，N_p2为第二绕组匝数，N_p1+N_p2为原边绕组匝数；N_S为副边绕组匝数。

图4c为本实施例的双向变换器拓扑正向工作时的等效电路图。如图4c所示，通过采用基波分析法得到等效电路图后，所述双向变换器拓扑的准谐振频率f_{r_f}可表示为：

其中，L-leak-p1为所述原边绕组与副边绕组之间产生的原边漏感；n_f为变压器匝比；L-leak-s为所述原边绕组与副边绕组之间产生的副边漏感；C_rp为原边谐振电容；C_rs为副边谐振电容。

如图4b所示，所述双向变换器拓扑反向工作时，所述副边双向开关电路220的输出端提供一输入电压V₀，所述第二开关S2连接所述变压器100的原边绕组120的第一子端A1连接，同时所述第一开关S1打开(即所述第一开关S1导通)，由于所述原边谐振电容C_rp被所述第一开关S1短路，此时的电路为基于LLC的变换器拓扑。可知，由于所述原边谐振电容C_rp的电容量大于所述副边谐振电容C_rs的电容量，使得所述双向变换器拓扑在反向工作时的输出直流增益很难提高，而所述第一开关S1将原边谐振电容C_rp短路增加了输出直流增益。所述变压器100中原边绕组120中仅第二绕组122连接在该电路中，所述第二绕组122与副边绕组130之间产生原边漏感L-leak-p2与副边漏感L-leak-s，可知，原边漏感L-leak-p2、副边漏感L-leak-s、副边励磁电感Lms和副边谐振电容C_rs组成一谐振电路。为了实现反向工作时所述双向变换器拓扑的输入频率都工作在准谐振或欠谐振模式，需要将准谐振对应的输入电压设置在所述双向变换器正向工作时的最大输出电压V_o-max处。因此，变压器匝比n_r设置为：

其中，V_dc为所述双向变换器正向工作时的输入电压，V_o-max为所述双向变换器正向工作时的最大输出电压，N_p2为第二绕组匝数，N_S为副边绕组匝数。

图4d为本实施例的双向变换器拓扑的反向工作时的等效电路图。如图4d所示，通过采用基波分析法得到的等效电路图后，所述双向变换器拓扑的准谐振频率f_{r_r}可表示为：

其中，L-leak-s为所述第二绕组与副边绕组之间产生的副边漏感，n_r为变压器匝比，L-leak-p2为所述第二绕组与副边绕组之间产生的原边漏感，C_rs为副边谐振电容。

由上可知，根据上述原理得到了合适的谐振参数L-leak-p1、L-leak-p2、C_rp，并通过切换第一开关S1和第二开关S2打开或关闭的状态，实现了所述双向变换器拓扑正向和反向工作均在准谐振模式或欠谐振模式中，使得副边双向开关电路中各MOS晶体管在整个工作过程中均可以实现ZCS，从而减少了反向恢复损耗，降低了工作频率范围。

实施例二

图6为本实施例的双向变换器拓扑的结构示意图。如图6所示，本实施例提供了一种双向变换器拓扑，与实施例一相比，本实施例的变压器100的副边绕组130由第三绕组和第四绕组串联而成，所述副边绕组130的第一端包括第三子端C1和第四子端C2，所述第三子端C1设置在所述第三绕组和第四绕组的连接端，所述第四子端C2设置在所述第三绕组的自由端，所述第四绕组的自由端为所述副边绕组130的第二端D。

所述原边双向开关电路210的第一连接端a连接所述原边谐振电容C_rp的一端，所述原边双向开关电路的第二连接端b连接所述变压器100中所述原边绕组的第二端B，所述原边谐振电容C_rp的两端上还与所述第一开关S1的两端分别连接(即，所述原边谐振电容C_rp与所述第一开关S1并联)，所述原边绕组的第一端连接所述原边谐振电容C_rp的另一端，所述副边双向开关电路220的第一连接端c连接副边谐振电容C_rs的一端，所述副边双向开关电路220的第二连接端d连接所述变压器中副边绕组130的第二端D，所述副边谐振电容C_rs的另一端与所述第二开关S2连接(即，所述副边谐振电容C_rs与所述第二开关S2串联)。所述第二开关S2可以断开，也可以连接在所述第三子端C1或第四端C2上，具体的，当所述双向变换器拓扑工作时，所述第二开关S2连接在所述第三子端C1或第四端C2上，所述第二开关S2用于连接不同匝数的所述副边绕组。当双向变换器拓扑不工作时，所述第二开关S2断开。

具体的工作原理为：

所述双向变换器拓扑正向工作时，所述原边双向开关电路210的输入端通过一电源提供了输入电压V_dc，所述第二开关S2连接所述变压器100的副边绕组的第三子端C1，同时所述第一开关S1关闭，此时的电路为基于CLLC的变换器拓扑，所述变压器100中副边绕组130中仅第四绕组连接在该电路中，所述第四绕组与原边绕组之间产生副边漏感L-leak-s2与原边漏感L-leak-p，可知，原边漏感L-leak-p、副边漏感L-leak-s2、原边励磁电感Lmp、原边谐振电容C_rp和副边谐振电容C_rs共同组成一谐振腔。为了实现正向工作时所述双向变换器拓扑的输出频率都工作在准谐振或欠谐振模式，需要将准谐振对应的输出电压V₀设置在所述双向变换器的最小输出电压V_o-min处。因此，变压器匝比n_f设置为：

其中，V_dc为所述双向变换器的输入电压，V_o-min为所述的双向变换器的最小输出电压，N_p为原边绕组匝数，N_S2为第四绕组匝数。

通过采用基波分析法得到的等效电路图后，所述双向变换器拓扑的准谐振频率f_{r_f}可表示为：

其中，L-leak-p为所述第四绕组与副边绕组之间产生的原边漏感；L-leak-s₂为所述第四绕组与副边绕组之间产生的副边漏感；n_f为变压器匝比；C_rp为原边谐振电容；C_rs为副边谐振电容。

所述双向变换器拓扑反向工作时，所述副边双向开关电路220的输出端提供一输入电压V₀，所述第二开关S2连接所述变压器100的副边绕组的第四子端C2，同时所述第一开关S1打开(即，第一开关S1导通)，由于所述原边谐振电容C_rp被所述第一开关S1短路，此时的电路为基于LLC的变换器拓扑，所述变压器100中副边边绕组中的第三绕组和第四绕组均连接在该电路中，所述原边绕组与副边绕组之间产生原边漏感L-leak-p与副边漏感L-leak-s1，可知，L-leak-p1、L-leak-s、Lms和C_rs组成一谐振电路。为了实现反向工作时所述双向变换器拓扑的输入频率都工作在准谐振或欠谐振模式，需要将准谐振对应的输出电压设置在所述双向变换器正向工作时的最大输出电压V_o-max处。因此，变压器匝比n_r设置为：

其中，V_dc为双向变换器正向工作时的输入电压，V_o-max为所述双向变换器正向工作时的最大输出电压，N_p为原边绕组匝数；N_S1为第三绕组匝数；N_S2为第四绕组匝数。

通过采用基波分析法得到的等效电路图后，所述双向变换器拓扑的准谐振频率f_{r_f}可表示为：

其中，L-leak-s1为所述原边绕组与副边绕组之间产生的副边漏感，n_r为变压器匝比，L-leak-p为所述原边绕组与副边绕组之间产生的原边漏感，C_rs为副边谐振电容。

综上所述，本发明提供的双向变换器拓扑，所述双向变换器拓扑反向工作时，通过打开的第一开关短路原边谐振电容，使得所述双向变换器拓扑正向工作时为基于CLLC的变换器拓扑，反向工作时为基于LLC的变换器拓扑；同时，通过采用可以提供原边谐振电感和副边谐振电感同时还可以调整其输出电压取值的变压器，减少了双向变换器拓扑的元件数量，改善了双向变换器拓扑小型化受限的问题，降低了成本，还实现了所述双向变换器拓扑正向工作和反向工作均在准谐振模式或欠谐振模式，使得副边双向开关电路中各MOS晶体管在整个工作过程中均可以实现ZCS，从而减少了MOS晶体管的反向恢复损耗，降低了所述双向变换器拓扑的工作频率范围。

此外，需要说明的是，除非特别说明或者指出，否则说明书中的术语“第一”、“第二”的描述仅仅用于区分说明书中的各个组件、元素、步骤等，而不是用于表示各个组件、元素、步骤之间的逻辑关系或者顺序关系等。

可以理解的是，虽然本发明已以较佳实施例披露如上，然而上述实施例并非用以限定本发明。对于任何熟悉本领域的技术人员而言，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的技术内容对本发明技术方案作出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (13)

1.一种双向变换器拓扑，其特征在于，包括原边双向开关电路、副边双向开关电路、原边谐振电容、副边谐振电容、第一开关和变压器；

所述变压器的原边绕组和副边绕组间隔的缠绕在同一个磁芯上；

所述原边双向开关电路的第一连接端连接所述原边谐振电容的一端，所述原边双向开关电路的第二连接端连接所述原边绕组的第二端，所述原边谐振电容的另一端连接所述原边绕组的第一端；

所述副边双向开关电路的第一连接端连接所述副边谐振电容的一端，所述副边双向开关电路的第二连接端连接所述副边绕组的第二端，所述副边谐振电容的另一端连接所述副边绕组的第一端；

所述第一开关的两端分别连接在所述原边谐振电容的两端；

第二开关，所述第二开关串联设置在所述原边谐振电容与所述原边绕组之间，其用于连接不同匝数的所述原边绕组；或者，所述第二开关串联设置在所述副边谐振电容与副边绕组之间，其用于连接不同匝数的所述副边绕组；

其中，所述变压器用于提供原边谐振电感和副边谐振电感，同时用于调整其输出电压的取值，所述双向变换器拓扑根据所述原边谐振电感和副边谐振电感，并通过切换所述第一开关和第二开关的状态，使得所述双向变换器拓扑正向和反向工作均在准谐振模式或欠谐振模式中；

所述双向变换器拓扑正向工作时为基于CLLC的变换器拓扑，此时所述第一开关关闭，所述双向变换器拓扑反向工作时为基于LLC的变换器拓扑，此时所述第一开关打开。

2.如权利要求1所述的双向变换器拓扑，其特征在于，当所述第二开关串联设置在所述原边谐振电容与所述原边绕组之间时，所述原边绕组由第一绕组和第二绕组串联而成，所述原边绕组的第一端包括第一子端和第二子端，所述第一子端设置在所述第一绕组和第二绕组的连接端，所述第二子端设置在所述第一绕组的自由端，所述第二绕组的自由端为所述原边绕组的第二端；

所述双向变换器拓扑正向工作时，所述第二开关连接所述第二子端；所述双向变换器拓扑反向工作时，所述第二开关连接所述第一子端。

3.如权利要求2所述的双向变换器拓扑，其特征在于，所述双向变换器拓扑正向工作时，所述变压器的变压器匝比满足以下公式：

其中，V_dc为所述双向变换器拓扑的输入电压，V_o-min为所述双向变换器输出电压的最小值，N_p1为第一绕组匝数，N_p2为第二绕组匝数，N_S为副边绕组匝数。

4.如权利要求3所述的双向变换器拓扑，其特征在于，所述双向变换器拓扑正向工作时，所述双向变换器拓扑的准谐振频率满足以下公式：

其中，f_{r_f}为所述双向变换器拓扑的准谐振频率；L-leak-p1为所述原边绕组与副边绕组之间产生的原边漏感；L-leak-s为所述原边绕组与副边绕组之间产生的副边漏感；C_rp为原边谐振电容；C_rs为副边谐振电容；n_f为变压器匝比。

5.如权利要求2所述的双向变换器拓扑，其特征在于，所述双向变换器拓扑反向工作时，所述变压器的变压器匝比满足以下公式：

其中，n_r为变压器匝比；V_dc为所述双向变换器拓扑正向工作时的输入电压；V_o-max为所述双向变换器正向工作时的最大输出电压；N_p2为第二绕组匝数；N_S为副边绕组匝数。

6.如权利要求5所述的双向变换器拓扑，其特征在于，所述双向变换器拓扑反向工作时，所述双向变换器拓扑的准谐振频率满足以下公式：

其中，f_{r_r}为所述双向变换器拓扑的准谐振频率；L-leak-s为所述第二绕组与副边绕组之间产生的副边漏感；L-leak-p2为所述第二绕组与副边绕组之间产生的原边漏感；n_r为变压器匝比；C_rs为副边谐振电容。

7.如权利要求1所述的双向变换器拓扑，其特征在于，当所述第二开关串联设置在所述副边谐振电容与副边绕组之间时，所述副边绕组由第三绕组和第四绕组串联而成，所述副边绕组的第一端包括第三子端和第四子端，所述第三子端设置在所述第三绕组和第四绕组的连接端，所述第四子端设置在所述第三绕组的自由端，所述第四绕组的自由端为所述副边绕组的第二端；

所述双向变换器拓扑正向工作时，所述第二开关连接所述第三子端；所述双向变换器拓扑反向工作时，所述第二开关连接所述第四子端。

8.如权利要求7所述的双向变换器拓扑，其特征在于，所述双向变换器拓扑正向工作时，所述变压器的变压器匝比满足以下公式：

其中，n_f为变压器匝比；V_dc为所述双向变换器拓扑的输入电压；V_o-min为所述双向变换器的最小输出电压；N_p为原边绕组匝数；N_S2为第四绕组匝数。

9.如权利要求8所述的双向变换器拓扑，其特征在于，所述双向变换器拓扑正向工作时，所述双向变换器拓扑的准谐振频率满足以下公式：

其中，f_{r_f}为所述双向变换器拓扑的准谐振频率；L-leak-p为所述第四绕组与副边绕组之间产生的原边漏感；L-leak-s₂为所述第四绕组与副边绕组之间产生的副边漏感；n_f为变压器匝比；C_rp为原边谐振电容；C_rs为副边谐振电容。

10.如权利要求9所述的双向变换器拓扑，其特征在于，所述双向变换器拓扑反向工作时，所述变压器的变压器匝比满足以下公式：

其中，n_r为变压器匝比；V_dc为所述双向变换器拓扑正向工作时的输入电压；V_o-max为所述双向变换器正向工作时的最大输出电压；N_p为原边绕组匝数；N_S1为第三绕组匝数；N_S2为第四绕组匝数。

11.如权利要求10所述的双向变换器拓扑，其特征在于，所述双向变换器拓扑反向工作时，所述双向变换器拓扑的准谐振频率满足以下公式：

其中，f_{r_r}为双向变换器拓扑的准谐振频率；L-leak-s1为所述原边绕组与副边绕组之间产生的副边漏感；L-leak-p为所述原边绕组与副边绕组之间产生的原边漏感；n_r为变压器匝比；C_rs为副边谐振电容。

12.如权利要求1-11中任一项所述的双向变换器拓扑，其特征在于，还包括控制器，所述控制器用于在双向变换器拓扑正反向交替时改变所述第一开关和第二开关的状态。

13.如权利要求12所述的双向变换器拓扑，其特征在于，所述变压器的励磁电感满足以下公式：

其中，Lm为励磁电感；Np为原边绕组匝数；μ₀为空气磁导率，Ae为磁芯等效截面积；Le为变压器的磁芯气隙。

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