CN117639518B - 双向llc谐振变换器控制方法和装置 - Google Patents

Abstract

本申请涉及一种双向LLC谐振变换器控制方法和装置。所述方法包括：在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或所述双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，以调节所述双向LLC谐振变换器的工作频率。这种调整策略可以克服现有技术中两个增益不单调点，使得系统在整个负载范围内都能够实现更为稳定、可控的宽增益控制。这对于提高系统性能、适应不同工作条件具有显著的益处。

Description

双向LLC谐振变换器控制方法和装置

技术领域

本申请涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种双向LLC谐振变换器控制方法和装置。

背景技术

双向LLC谐振变换器是一种应用广泛的高效能直流-直流（DC-DC）变换器拓扑。其主要目的是实现能量的双向传输，即在输入和输出端之间实现电能的高效转换。这种变换器常常被用于电动汽车、太阳能和风能储能系统以及多种工业应用中。

传统的双向LLC谐振变换器在反向运行模式下遇到了一些控制问题。主要是在反向空载到反向满载的过程中，存在两个增益曲线不单调的点。在两个不单调的点附近工作时，闭环系统可能变得局部不稳定，纹波较大，双向LLC谐振变换器效率低的问题。

发明内容

基于此，针对消除两个增益不单调点，提供一种双向LLC谐振变化器控制方法和装置。

第一方面，本申请提供了一种控制方法，包括：

在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，以调节双向LLC谐振变换器的工作频率。

在其中一个实施例中，上述对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的正向电源进行调整，包括以下任一项：

采用占空比跳变模式对副边开关电路脉冲信号进行调整；

采用柔变电源模式控制对第一直流电源电压进行调整；

采用占空比跳变对副边开关电路脉冲信号进行调整，以及采用柔变电源模式对第一直流电源电压进行调整。

在其中一个实施例中，上述采用占空比跳变模式对副边开关电路脉冲信号进行调整，包括：

在负载从正向满载减小到空载以及从空载增加到反向满载的阶段，控制第一直流电源电压为恒定值；

在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半；

在负载从正向第一个负载点减小到空载以及由空载增加到反向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度跳变到第二谐振频率周期的一半；第一谐振频率大于第二谐振频率。

在其中一个实施例中，上述采用占空比跳变模式对副边开关电路脉冲信号进行调整，包括：

在负载从正向满载减小到空载以及从空载增加到反向满载的阶段，控制第一直流电源电压为恒定值；

在负载从反向满载减小到反向第一个负载点的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半；

在负载从反向第一个负载点减小到空载以及由空载增加到正向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度跳变到第一谐振频率周期的一半。

在其中一个实施例中，上述采用柔变电源模式控制对第一直流电源电压进行调整，包括：

在负载从正向满载减小到空载以及从空载增加到反向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度恒定为第一谐振频率周期的一半；

在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压从最大值减小到恒定值；

在负载从正向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值；

在负载从反向第一个负载点增加到反向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值减小到最小值。

在其中一个实施例中，上述采用柔变电源模式控制对第一直流电源电压进行调整，包括：

在负载从反向满载减小到空载以及从空载增加到正向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半；

在负载从反向满载减小到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压从最小值增加到恒定值；

在负载从反向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值；

在负载从正向第一个负载点增加到正向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值增加到最大值。

在其中一个实施例中，上述采用占空比跳变对副边开关电路脉冲信号进行调整，以及采用柔变电源模式对第一直流电源电压进行调整，包括：

在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压从最大值减小到恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半；

在负载从正向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半；

在负载从反向第一个负载点增加到反向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值减小到最小值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半；第一谐振频率大于第二谐振频率。

在其中一个实施例中，上述采用占空比跳变对副边开关电路脉冲信号进行调整，以及采用柔变电源模式对第一直流电源电压进行调整，包括：

在负载从反向满载减小到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压从最小值增加到恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半；

在负载从反向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半；

在负载从正向第一个负载点增加到正向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值增加到最大值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半。

第二方面，本申请还提供了一种频率调节装置，包括：

调节模块，用于在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，以调节双向LLC谐振变换器的工作频率。

上述双向LLC谐振变换器控制方法和装置，在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，以调节双向LLC谐振变换器的工作频率；该方法中，在负载全范围变化的情况下，通过对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，实现对双向LLC谐振变换器的工作频率进行灵活调节。这种调整策略可以克服现有技术中反向状态的两个增益不单调点的问题。这一问题主要源于，随着负载量的增加，势必会存在副边开关管电流的处于临界过零点的换向过程，换向前后副边开关管处于软开关和硬开关两种状态，进而导致工作频率不单调变化；导致系统在多个负载点对应同一个增益需求，进而表现成增益不稳定。通过引入双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，使得副边开关管在全负载范围工作在软开关状态，实现全范围负载下的宽增益控制。这样的改进不仅提高了双向LLC谐振变换器的效率，而且消除了反向状态下存在的两个增益不单调点，使得系统在整个负载范围内都能够实现更为稳定、可控的宽增益控制。这对于提高系统性能、适应不同工作条件具有显著的益处。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或相关技术中的技术方案，下面将对实施例或相关技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为一个实施例中双向LLC谐振变换器控制方法的应用环境图；

图2为一个实施例中双向LLC谐振变换器控制方法的流程示意图；

图3为一个实施例中负载由正向满载到反向满载时副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度曲线图；

图4为一个实施例中第一直流电源电压曲线图；

图5为一个实施例的工作频率图；

图6为另一个实施例中双向LLC谐振变换器控制方法的流程示意图；

图7为另一个实施例中负载由反向满载正向满载时副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度曲线图；

图8为另一个实施例中双向LLC谐振变换器控制方法的流程示意图；

图9为另一个实施例中副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度曲线图；

图10为另一个实施例中第一直流电源电压曲线图；

图11为另一个实施例的工作频率图；

图12为另一个实施例中双向LLC谐振变换器控制方法的流程示意图；

图13为另一个实施例中双向LLC谐振变换器控制方法的流程示意图；

图14为另一个实施例中负载由正向满载到反向满载时副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度曲线图；

图15为另一个实施例中第一直流电源电压曲线图；

图16为一个实施例的工作频率图；

图17为另一个实施例中双向LLC谐振变换器控制方法的流程示意图；

图18为另一个实施例中负载由反向满载正向满载时副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度曲线图；

图19为另一个实施例中双向LLC谐振变换器控制方法的仿真结果。

具体实施方式

为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。

下面结合本公开实施例所应用的场景，对本公开实施例涉及的技术方案进行介绍。

本公开实施例提供的控制方法，可以应用于如图1所示的LLC谐振变换器上。该双向LLC谐振变换器包括：第一直流电源VDC1，原边开关电路MOS S1和S2，Lr和Cr组成的串联谐振单元，功率变压器T1，副边开关电路MOS S3-S6，第二直流电源VDC2，Lm为励磁电感。

在一个示例性的实施例中，提供了一种控制方法，以该方法应用于图1中的双向LLC谐振变换器为例进行说明，包括：

步骤A，在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，以调节双向LLC谐振变换器的工作频率。

其中，在双向LLC谐振变换器中，负载全范围变化指的是负载条件在整个可能的范围内发生变化。这包括从空载（最小负载）到满载（最大负载）的所有可能的负载状态。

在本申请实施例中，在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，可以用来调节双向LLC谐振变换器的工作频率。具体的调整策略可能包括以下方面：

（1）副边开关电路脉冲信号调整：调整副边开关电路脉冲信号可以影响双向LLC谐振变换器的工作频率。通过改变副边开关的工作参数，如占空比或频率调制策略，可以实现对工作频率的调节。

（2）第一直流电源电压调整：调整双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压也可以影响双向LLC谐振变换器的工作频率。通过改变这个电压，可以使系统在不同负载下保持恒定增益，以适应不同的负载条件。

需要说明的是，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压的调整可能需要在实时或动态条件下进行，以使得双向LLC谐振变换器在负载变化时在同一种工作模式运行，不存在临界模式。同时，为了避免不稳定性和纹波增加，可能需要结合合适的保护和滤波措施。

需要说明的是，双向LLC谐振变换器的正反向全范围负载的特征在于：

（1）工作频率f小于变换器第一谐振频率fr1，在左侧，f＜fr1；

（2）定义一个谐振变换器的第二谐振频率fr2，f≤fr2＜fr1；

（3）原边开关电路工作频率=副边开关电路工作频率；

（4）原边开关电路的驱动信号和副边开关电路的驱动信号同时开通；

（5）原边开关电路的占空比≥副边开关电路的占空比；

（6）原边开关电路的占空比固定为50%，包含死区时间。

上述双向LLC谐振变换器控制方法中，在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，以调节双向LLC谐振变换器的工作频率；该方法中，在负载全范围变化的情况下，通过对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，实现对双向LLC谐振变换器的工作频率进行灵活调节。这种调整策略可以克服现有技术中反向状态的两个增益不单调点的问题。这一问题主要源于，随着负载量的增加，势必会存在副边开关管电流的处于临界过零点的换向过程，换向前后副边开关管处于软开关和硬开关两种状态，进而导致工作频率不单调变化；导致系统在多个负载点对应同一个增益需求，进而表现成增益不稳定。通过引入双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，使得副边开关管在全负载范围工作在软开关状态，实现全范围负载下的宽增益控制。这样的改进不仅消除了反向状态下存在的两个增益不单调点，使得系统在整个负载范围内都能够实现更为稳定、可控的宽增益控制，而且提高了双向LLC谐振变换器的效率。这对于提高系统性能、适应不同工作条件具有显著的益处。

在一个示例性的实施例中，步骤A包括S202至S206。其中：

S202，采用占空比跳变模式对副边开关电路脉冲信号进行调整。

S204，采用柔变电源模式控制对第一直流电源电压进行调整。

S206，采用占空比跳变对副边开关电路脉冲信号进行调整，以及采用柔变电源模式对第一直流电源电压进行调整。

在本申请实施例中，在系统控制策略中，采用占空比跳变模式对副边开关电路脉冲信号进行调整。当负载从正向满载变化到反向满载时，副边开关电路脉冲信号的调整模式保持了一定的稳定性。在正向满载阶段，副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度维持在一个固定值，确保了系统的基本稳定工作。随着负载减小到正向第一个负载点，副边开关电路脉冲宽度至另一个恒定值，对应第二频率周期的一半。

引入柔变电源模式控制，对第一直流电源电压进行调整。在负载从正向满载减小到空载的过程中，第一直流电源电压VDC1经过线性变化，从一个最大值线性减小到恒定值。而在负载从正向满载减小到正向第一个负载点以及由空载增加到反向第一个负载点时，第一直流电源电压VDC1维持在一个恒定值。而负载从反向第一个负载点增加到反向满载时，第一直流电源电压VDC1经过线性变化，从一个恒定值线性减小到最小值。这种柔变电源模式控制通过线性调整第一直流电源电压，实现了对电源侧的有效调节，使得系统能够更灵活地适应负载变化，为后续的频率控制提供了可控的电源条件。

将占空比跳变模式和柔变电源模式控制相结合，形成占空比跳变与柔变电源模式。在这种组合模式中，副边开关电路脉冲信号和第一直流电源电压的调整被协同进行。这种协同调控策略确保了系统在全范围负载变化时能够维持较好的频率稳定性和功率传递效率。整个调整过程中，系统对频率和电源的双重调节，使得双向LLC谐振变换器能够在不同工况下实现灵活、高效的性能表现。

继续参见图1，采用占空比跳变模式对副边开关电路脉冲信号进行调整，实际上是对双向LLC谐振变换器中的副边开关电路MOS S3-S6进行调整。采用柔变电源模式控制对第一直流电源电压进行调整，实际上是对第一电源VDC1的电压进行调整。

上述实施例中，占空比跳变模式能够迅速响应负载变化，通过调整副边开关电路脉冲信号的占空比实现对工作频率的快速调整。柔变电源模式则通过线性调整第一直流电源电压，进一步稳定系统频率的变化趋势。组合模式综合利用了这两种方式，提高了频率调控的精度和灵活性。占空比跳变模式和柔变电源模式的组合，使得系统更具适应性，能够在负载全范围内维持相对稳定的工作状态。通过占空比跳变模式，系统能够在不同负载条件下灵活调整频率，从而优化电源传递的效率。柔变电源模式控制则有助于降低全负载范围的增益需求，提高系统整体的能效。综合考虑，有益效果包括提高能效、减小功率损耗。采用柔变电源模式的调控策略，有助于改善系统的稳定性。通过联合调整副边开关电路脉冲信号和第一直流电源电压，系统能够更为平稳地适应不同工作负载，减小系统波动，提高整体性能的稳定性。

在一个示例性的实施例中，如图2所示，S202包括S302至S306。其中：

S302，控制第一直流电源电压为恒定值。

S304，在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半。

S306，在负载从正向第一个负载点减小到空载以及由空载增加到反向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度跳变到第二谐振频率周期的一半；第一谐振频率大于第二谐振频率。

在本申请实施例中，如图3和图4所示，在图3中，纵轴Tonsrc表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度，横轴表示负载所处的阶段，Tr1/2表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半，Tr2/2表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半。在图4中，纵轴VDC1表示第一直流电源电压，横轴表示负载所处的阶段，VDC0表示第一直流电源电压为恒定值。

（1）第一直流电源电压恒定控制阶段：在整个过程中，第一直流电源电压被设定为恒定值。这种设定确保了系统在正向负载范围内保持相对稳定的电源电压，为整个调控过程提供了基准值。（2）正向满载到正向第一个负载点的阶段：在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，系统采用第一谐振频率周期的一半来控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度。这意味着脉冲宽度固定，从而实现了系统的稳定性。（3）正向第一个负载点到空载以及由空载增加到反向满载的阶段：在这个阶段，为了适应负载的变化，系统采用了副边开关电路脉冲信号脉冲宽度的跳变策略。具体而言，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度跳变到第二谐振频率周期的一半。这种策略的转变可以有效地适应负载由正向第一个负载点减小到空载以及由空载增加到反向满载的变化，确保系统在不同工作条件下的稳定性。

相应地，在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，所得到的双向LLC谐振变换器的工作频率曲线图，如图5所示。在图5中，纵轴表示双向LLC谐振变换器的工作频率，横轴表示负载所处的阶段。在负载从正向满载减小到空载的阶段，工作频率以k1斜率由f1增大到f6；在负载从空载增加到反向满载的阶段，工作频率以k2斜率由f6增大到f8。

上述实施例中，控制第一直流电源电压为恒定值，有助于在整个过程中保持系统的基准电压。在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，通过将副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度设置为第一谐振频率周期的一半，可以实现副边开关电路脉冲信号的稳定控制。这有助于在第一谐振频率条件下保持系统的高效工作。在负载从正向第一个负载点减小到空载以及由空载增加到反向满载的阶段，系统通过跳变副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度到第二谐振频率周期的一半，实现了对频率的调控。这种跳变策略使得系统能够快速适应负载变化，确保了在不同工作条件下的高效性和稳定性。

在一个示例性的实施例中，如图6所示，S202包括S402至S406。其中：

S402，控制第一直流电源电压为恒定值。

S404，在负载从反向满载减小到反向第一个负载点的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半。

S406，在负载从反向第一个负载点减小到空载以及由空载增加到正向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度跳变到第一谐振频率周期的一半。

在本申请实施例中，如图7，以及继续参见图4所示。在图7中，纵轴Tonsrc表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度，横轴表示负载所处的阶段，Tr1/2表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半，Tr2/2表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半。控制第一直流电源电压为恒定值；在这一步骤中，通过持续控制第一直流电源电压为一个稳定的数值，系统确保了在整个操作过程中电源的稳定性。这对于保持系统性能的稳定性至关重要，特别是在负载变化的情况下。恒定的第一直流电源电压有助于系统在不同负载条件下维持一致的基准，并减小了对电源的高要求，从而提高了系统的可靠性。

在负载从反向满载减小到反向第一个负载点的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半；这一步骤通过调整副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度，确保系统在反向负载变化的过程中能够保持软件谐振条件。通过将脉冲宽度限制为第二谐振频率周期的一半，系统有效地维持了软件谐振，从而减小了谐振损耗，提高了系统的效率。

在负载从反向第一个负载点减小到空载以及由空载增加到正向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度跳变到第一谐振频率周期的一半。通过在不同负载状态下将脉冲宽度跳变到第一谐振频率周期的一半，系统实现了对工作频率的快速调整。这种策略确保了系统能够在不同工况下保持频率的稳定性，同时提高了系统的响应速度。对于从空载到正向满载的变化，系统需要迅速适应负载的增加。

相应地，在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，所得到的双向LLC谐振变换器的工作频率曲线图，继续参见5所示。

上述实施例中，维持第一直流电源电压的恒定值，这一步骤确保了在负载变化的情况下，系统始终有一个可靠的电源基准，从而减小了对正向电源的高要求。恒定电源电压有助于提高系统整体性能。当负载从反向满载减小到反向第一个负载点时，通过控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半，系统有效地适应了负载的变化。这种控制策略有助于保持系统在软件谐振条件下的高效运行，确保输出能够及时响应负载的变化。负载从反向第一个负载点减小到空载以及由空载增加到正向满载的阶段，通过控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度跳变到第一谐振频率周期的一半，系统实现了对频率的快速调节。这种跳变策略确保了系统能够在不同工作条件下稳定运行，同时提高了系统的响应速度。

在一个示例性的实施例中，如图8所示，S204包括S502至S508。其中：

S502，在负载从正向满载减小到空载以及从空载增加到反向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度恒定为第一谐振频率周期的一半。

在本申请实施例中，如图9所示，在图9中，纵轴Tonsrc表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度，横轴表示负载所处的阶段，Tr1/2表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半。

通过保持脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半，实现了系统在正向和反向负载变化的阶段维持硬件谐振条件。硬件谐振的保持有助于减小谐振损耗，提高系统的效率。这种恒定的脉冲宽度设计有助于系统快速适应不同负载条件，保持高效工作状态。

S504，在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压从最大值减小到恒定值。

在本申请实施例中，继续参见图9所示，通过调整第一直流电源电压，系统实现了对正向负载变化的精准控制。通过逐步减小电源电压，系统有效地响应了从满载到第一个负载点的负载减小。控制电源电压的恒定值有助于维持系统的稳定性，并且在减小负载时，确保系统始终处于适当的工作状态。

S506，在负载从正向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值。

在本申请实施例中，如图10所示，保持第一直流电源电压的恒定值，确保系统在正向第一个负载点和空载之间的变化中保持了一个稳定的工作状态。这种设计能够有效地维持系统的性能，同时降低了对第一直流电源电压的快速调整的需求，提高了系统的鲁棒性。其中，在图10中，纵轴VDC1表示第一直流电源电压，横轴表示负载所处的阶段，VDC11表示第一直流电源电压为恒定值，VDCMAX表示第一直流电源电压为最大值，VDCMIN第一直流电源电压为最小值。

S508，在负载从反向第一个负载点增加到反向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值减小到最小值。

在本申请实施例中，继续参见图10，通过逐步减小第一直流电源电压，系统实现了对反向负载变化的控制。这种设计确保了系统能够在负载从反向第一个负载点增加到反向满载时保持工作的稳定性。逐步减小电源电压有助于系统平稳过渡到不同的负载状态，减小了系统在负载快速变化时的压力，提高了系统的可靠性。

相应地，在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，所得到的双向LLC谐振变换器的工作频率曲线图，参见图11所示。在图11中，纵轴表示双向LLC谐振变换器的工作频率，横轴表示负载所处的阶段。在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，工作频率以k3斜率由f2增大到f4；在负载从正向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到反向第一个负载点的阶段，工作频率以k4斜率由f4增大到f6；在负载从反向第一个负载点增加到反向满载的阶段，工作频率以k5斜率由f6增大到f8。

上述实施例中，通过保持副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半，系统实现了对副边开关电路脉冲信号的稳定调整。

在一个示例性的实施例中，如图12所示，S204包括S602至S608。其中：

S602，在负载从反向满载减小到空载以及从空载增加到正向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半。

S604，在负载从反向满载减小到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值。

S606，在负载从反向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值。

S608，在负载从正向第一个负载点增加到正向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值增加到最大值。

在本申请实施例中，继续参见图9和图10，在负载从反向满载减小到空载以及从空载增加到正向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半；在负载从反向满载减小到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值；在负载从反向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值；在负载从正向第一个负载点增加到正向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值增加到最大值。

相应地，在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，所得到的双向LLC谐振变换器的工作频率曲线图，继续参见图11所示。

上述实施例中，在全负载范围内实现平稳而高效的工作。通过调整副边开关电路脉冲信号的宽度和第一直流电源电压的变化，系统能够在负载变化的不同阶段维持稳定的工作状态，提高了系统的性能和可控性。整体而言，这种调整方式有助于优化系统的响应特性，实现更加稳定和高效的运行。

在一个示例性的实施例中，如图13所示，S206包括S702至S706。其中：

S702，在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压从最大值减小到恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半。

S704，在负载从正向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半。

S706，在负载从反向第一个负载点增加到反向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值减小到最小值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半；第一谐振频率大于第二谐振频率。

在本申请实施例中，如图14和15所示，在图14中，纵轴Tonsrc表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度，横轴表示负载所处的阶段，Tr1/2表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半，Tr2/2表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半。在图15中，纵轴VDC1表示第一直流电源电压，横轴表示负载所处的阶段，VDC11表示第一直流电源电压为恒定值，VDCMAX表示第一直流电源电压为最大值，VDCMIN第一直流电源电压为最小值。

在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，系统采取了一系列有效的控制策略。首先，通过控制第一直流电源电压从最大值逐渐减小到恒定值，系统实现了对电源电压的平稳调整。同时，为确保系统在这一阶段的稳定性，副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度被精确控制为第一谐振频率周期的一半，从而实现了对副边开关电路脉冲信号的精准调整。

接下来，在负载从正向第一个负载点减小到空载，并且从空载增加到反向第一个负载点的阶段，系统通过保持第一直流电源电压的恒定值来维持系统的稳态。同时，副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度在这一时期被调整为第二谐振频率周期的一半，以适应系统在不同工作状态下的频率需求。

最后，在负载从反向第一个负载点增加到反向满载的阶段，系统通过控制第一直流电源电压从恒定值逐渐减小到最小值，实现了对电源电压的再次调整。同时，为适应系统频率的变化，副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度被调整为第二谐振频率周期的一半，确保系统在这一高负载状态下的稳定性和高效性。

相应地，在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，所得到的双向LLC谐振变换器的工作频率曲线图，参见图16所示。在图16中，纵轴表示双向LLC谐振变换器的工作频率，横轴表示负载所处的阶段。在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，工作频率以k3斜率由f2增大到f4；在负载从正向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到反向第一个负载点的阶段，工作频率以k6斜率由f4增大到f5.5；在负载从反向第一个负载点增加到反向满载的阶段，工作频率以k7斜率由f5.5增大到f7。

上述实施例中，通过调整第一直流电源电压和副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度，实现了系统在不同负载条件下的平稳工作。这种综合调控策略有效提高了系统的稳定性和效率，为全负载范围内的高性能工作提供了可靠的支持。

在一个示例性的实施例中，如图17所示，S206包括S802至S806。其中：

S802，在负载从反向满载减小到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值增加到恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半。

S804，在负载从反向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半。

S806，在负载从正向第一个负载点增加到正向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值增加到最大值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半。

在本申请实施例中，如图18，以及继续参见图15所示。在图18中，纵轴Tonsrc表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度，横轴表示负载所处的阶段，Tr1/2表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半，Tr2/2表示副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半。

在负载从反向满载逐渐减小到反向第一个负载点的过程中，系统通过巧妙的控制策略实现了对第一直流电源电压和副边开关电路脉冲信号的联合调整。首先，第一直流电源电压从恒定值逐渐增加到另一个稳定值，这一过程通过确保系统平稳过渡至更高负载状态。同时，为适应频率的变化，系统巧妙地将副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度调整为第二谐振频率周期的一半，保障系统在这一阶段的高效运行。

随后，在负载从反向第一个负载点增加到正向第一个负载点的转换阶段，系统维持第一直流电源电压的恒定值，以确保系统的稳态运行。同时，为适应这一过渡状态，副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度被调整为第一谐振频率周期的一半，使得系统在不同负载工况下保持高效性能。

最终，在负载从正向第一个负载点增加到正向满载的阶段，系统再次通过合理的控制手段调整第一直流电源电压，从恒定值逐渐增加到最大值，以满足系统对更高负载的需求。同时，副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度被再次调整为第一谐振频率周期的一半，确保系统在最大负载下的高效运行。

相应地，在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，所得到的双向LLC谐振变换器的工作频率曲线图，继续参见图16所示。

另外，采用占空比跳变模式对副边开关电路脉冲信号进行调整。采用柔变电源模式控制对第一直流电源电压进行调整。采用占空比跳变对副边开关电路脉冲信号进行调整，以及采用柔变电源模式对第一直流电源电压进行调整。这三种方案均可以使反向全范围工作在一种状态；这三种方案的仿真结果如图19所示。在图19中，从上至下依次为采用占空比跳变模式对副边开关电路脉冲信号进行调整的仿真结果。采用柔变电源模式控制对第一直流电源电压进行调整的仿真结果。采用占空比跳变对副边开关电路脉冲信号进行调整，以及采用柔变电源模式对第一直流电源电压进行调整的仿真结果。

采用柔变电源模式控制对第一直流电源电压进行调整时，lLr表示双向LLC谐振变换器的谐振电流，表示副边开关电路MOS S3电流和副边开关电路MOS S5电流。/>

采用占空比跳变对副边开关电路脉冲信号进行调整时，表示原边开关电路MOS S2的驱动波形，/>表示原边开关电路MOS S1的驱动波形。

采用柔变电源模式对第一直流电源电压进行调整时，表示副边开关电路MOS S4的驱动波形和副边开关电路MOS S6的驱动波形，/>表示副边开关电路MOS S3的驱动波形和副边开关电路MOS S5的驱动波形。

上述实施例中，通过协调调整第一直流电源电压和副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度，确保了系统在不同工况下的高效、稳定运行，为应对负载变化提供了可靠的支持。

应该理解的是，虽然如上的各实施例所涉及的流程图中的各个步骤按照箭头的指示依次显示，但是这些步骤并不是必然按照箭头指示的顺序依次执行。除非本文中有明确的说明，这些步骤的执行并没有严格的顺序限制，这些步骤可以以其它的顺序执行。而且，如上的各实施例所涉及的流程图中的至少一部分步骤可以包括多个步骤或者多个阶段，这些步骤或者阶段并不必然是在同一时刻执行完成，而是可以在不同的时刻执行，这些步骤或者阶段的执行顺序也不必然是依次进行，而是可以与其它步骤或者其它步骤中的步骤或者阶段的至少一部分轮流或者交替地执行。

以下给出一个详细实施例来对本申请实施例中双向LLC谐振变换器控制方法的过程进行说明，在上述实施例的基础上，该方法的实现过程可以包括以下内容：

S1，在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，以调节双向LLC谐振变换器的工作频率。

S2，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，包括：采用占空比跳变模式对副边开关电路脉冲信号进行调整。

S3，控制第一直流电源电压为恒定值。

S4，在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半。

S5，在负载从正向第一个负载点减小到空载以及由空载增加到反向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度跳变到第二谐振频率周期的一半；第一谐振频率大于第二谐振频率。

S6，在负载从反向满载减小到反向第一个负载点的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半。

S7，在负载从反向第一个负载点减小到空载以及由空载增加到正向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度跳变到第一谐振频率周期的一半。

S8，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，包括：采用柔变电源模式控制对第一直流电源电压进行调整。

S9，在负载从正向满载减小到空载以及从空载增加到反向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度恒定为第一谐振频率周期的一半。

S10，在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压从最大值减小到恒定值。

S11，在负载从正向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值。

S12，在负载从反向第一个负载点增加到反向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值减小到最小值。

S13，在负载从反向满载减小到空载以及从空载增加到正向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半。

S14，在负载从反向满载减小到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值。

S15，在负载从反向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值。

S16，在负载从正向第一个负载点增加到正向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值增加到最大值。

S17，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，包括：采用占空比跳变对副边开关电路脉冲信号进行调整，以及采用柔变电源模式对第一直流电源电压进行调整。

S18，在负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压从最大值减小到恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半。

S19，在负载从正向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半。

S20，在负载从反向第一个负载点增加到反向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值减小到最小值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半。

S21，在负载从反向满载减小到反向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值增加到恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半。

S22，在负载从反向第一个负载点减小到空载以及从空载增加到正向第一个负载点的阶段，控制第一直流电源电压保持恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半。

S23，在负载从正向第一个负载点增加到正向满载的阶段，控制第一直流电源电压从恒定值增加到最大值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半。

基于同样的发明构思，本申请实施例还提供了一种用于实现上述所涉及的双向LLC谐振变换器控制方法的控制装置。该装置所提供的解决问题的实现方案与上述方法中所记载的实现方案相似，故控制装置实施例中的具体限定可以参见上文中对于双向LLC谐振变换器控制方法的限定，在此不再赘述。

以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本申请专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (9)

1.一种双向LLC谐振变换器控制方法，其特征在于，所述方法包括：

在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或所述双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，以调节所述双向LLC谐振变换器的工作频率；

所述对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或所述双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，包括以下任一项：

采用占空比跳变模式对所述副边开关电路脉冲信号进行调整；

采用柔变电源模式控制对所述第一直流电源电压进行调整；

采用所述占空比跳变对所述副边开关电路脉冲信号进行调整，以及采用所述柔变电源组合模式对所述第一直流电源电压进行调整。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用占空比跳变模式对所述副边开关电路脉冲信号进行调整，包括：

在所述负载从正向满载减小到空载以及从所述空载增加到反向满载的阶段，控制所述第一直流电源电压为恒定值；

在所述负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，控制所述副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半；

在所述负载从所述正向第一个负载点减小到空载以及由所述空载增加到反向满载的阶段，控制所述副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度跳变到第二谐振频率周期的一半；第一谐振频率大于第二谐振频率。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述采用占空比跳变模式对所述副边开关电路脉冲信号进行调整，包括：

在所述负载从正向满载减小到空载以及从所述空载增加到反向满载的阶段，控制所述第一直流电源电压为恒定值；

在所述负载从所述反向满载减小到反向第一个负载点的阶段，控制所述副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为所述第二谐振频率周期的一半；

在所述负载从所述反向第一个负载点减小到所述空载以及由所述空载增加到所述正向满载的阶段，控制所述副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度跳变到所述第一谐振频率周期的一半。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用柔变电源模式控制对所述第一直流电源电压进行调整，包括：

在所述负载从正向满载减小到空载以及从所述空载增加到反向满载的阶段，控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度恒定为第一谐振频率周期的一半；

在所述负载从所述正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，控制所述第一直流电源电压从最大值减小到恒定值；

在所述负载从所述正向第一个负载点减小到所述空载以及从所述空载增加到反向第一个负载点的阶段，控制所述第一直流电源电压保持所述恒定值；

在所述负载从所述反向第一个负载点增加到所述反向满载的阶段，控制所述第一直流电源电压从所述恒定值减小到最小值。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述采用柔变电源模式控制对所述第一直流电源电压进行调整，包括：

在所述负载从所述反向满载减小到所述空载以及从所述空载增加到所述正向满载的阶段，控制所述副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为所述第一谐振频率周期的一半；

在所述负载从所述反向满载减小到所述反向第一个负载点的阶段，控制所述第一直流电源电压从所述最小值增加到所述恒定值；

在所述负载从所述反向第一个负载点减小到所述空载以及从所述空载增加到所述正向第一个负载点的阶段，控制所述第一直流电源电压保持所述恒定值；

在所述负载从所述正向第一个负载点增加到所述正向满载的阶段，控制所述第一直流电源电压从所述恒定值增加到所述最大值。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用所述占空比跳变对所述副边开关电路脉冲信号进行调整，以及采用所述柔变电源组合模式对所述第一直流电源电压进行调整，包括：

在所述负载从正向满载减小到正向第一个负载点的阶段，控制所述第一直流电源电压从最大值减小到恒定值，并控制副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第一谐振频率周期的一半；

在所述负载从所述正向第一个负载点减小到空载以及从所述空载增加到反向第一个负载点的阶段，控制所述第一直流电源电压保持所述恒定值，并控制所述副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为第二谐振频率周期的一半；

在所述负载从所述反向第一个负载点增加到所述反向满载的阶段，控制所述第一直流电源电压从所述恒定值减小到最小值，并控制所述副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为所述第二谐振频率周期的一半；第一谐振频率大于第二谐振频率。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述采用所述占空比跳变对所述副边开关电路脉冲信号进行调整，以及采用所述柔变电源组合模式对所述第一直流电源电压进行调整，包括：

在所述负载从所述反向满载减小到所述反向第一个负载点的阶段，控制所述第一直流电源电压从所述最小值增加到所述恒定值，并控制所述副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为所述第二谐振频率周期的一半；

在所述负载从所述反向第一个负载点减小到所述空载以及从所述空载增加到所述正向第一个负载点的阶段，控制所述第一直流电源电压保持所述恒定值，并控制所述副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为所述第一谐振频率周期的一半；

在所述负载从所述正向第一个负载点增加到所述正向满载的阶段，控制所述第一直流电源电压从所述恒定值增加到所述最大值，并控制所述副边开关电路脉冲信号的脉冲宽度为所述第一谐振频率周期的一半。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述双向LLC谐振变换器的工作条件，包括：

所述双向LLC谐振变换器的工作频率小于所述双向LLC谐振变换器的第一谐振频率；所述副边开关电路的驱动信号和原边开关电路的驱动信号同时开通；所述原边开关电路的占空比不小于所述副边开关电路的占空比；所述原边开关电路的占空比固定为50%，包含死区时间。

9.一种双向LLC谐振变换器控制装置，其特征在于，所述装置包括：

调节模块，用于在负载全范围变化的情况下，对双向LLC谐振变换器的副边开关电路脉冲信号和/或所述双向LLC谐振变换器的第一直流电源电压进行调整，以调节所述双向LLC谐振变换器的工作频率；

所述调节模块包括：

第一调整单元，用于采用占空比跳变模式对所述副边开关电路脉冲信号进行调整；

第二调整单元，用于采用柔变电源模式控制对所述第一直流电源电压进行调整；

第三调整单元，用于采用所述占空比跳变对所述副边开关电路脉冲信号进行调整，以及采用所述柔变电源组合模式对所述第一直流电源电压进行调整。