CN109980931B - 用于消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及负载供电技术领域，特别是一种用于消除非反向Buck‑Boost变换器运行死区的方法，步骤一：进行两模式控制方法实验，找出实际电路运行时Buck模式和Boost模式能实现的极限占空比

和

；步骤二：进行理论分析并实验测试校正，以找出变换器高功率运行时单自由度的Buck‑Boost模式中和Buck模式的切换点电压增益等效的工作点；步骤三：对单自由度的Buck‑Boost模式的运行过程进行设计。采用上述方法后，本发明考虑变换器不同工作模式中通态压降对变换器电压增益的影响，使变换器在整个宽输入范围内能维持输出电压的稳定和良好的输出纹波效果。另外；可减小变换器中最大电感电流数值，以提高变换器的运行功率等级及整体功率传输效率。

Description

用于消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法

技术领域

本发明涉及负载供电技术领域，特别是一种用于消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法。

背景技术

非反向Buck-Boost变换器被广泛用于可再生能源发电系统、储能系统以及作为直流分布式发电系统的基本功率传输模块等。为了提高功率传输效率，非同步控制被广泛使用。非同步控制一般包括Buck模式、Boost模式和切换模式。然而由于开关管占空比死区时间的影响、驱动电路和开关管的开通和关断延迟的影响等，在接近Buck模式和Boost模式之间的切换区间时，就会产生运行死区。运行死区导致变换器的直流电压增益函数不连续，当变换器运行至接近Buck模式和Boost模式之间的边界时，会产生控制脉冲占空比的持续跳跃，同时会存在直通模式，导致变换器输出电压有较大的纹波和较高的谐波含量，高功率运行时会导致输出电压的振荡，以及系统的不稳定。

目前已经有采取一些措施来消除运行死区，譬如说“滞环窗口控制”的方法通过运行模式边界的移位，避免在同一点进行频繁的模式切换；引入Buck-Boost模式作为过渡模式来替换运行死区。但是均没有考虑变换器的通态电阻产生的通态压降对电压增益曲线的影响，变换器的同一工作点在不同输出功率下的电压增益会发生偏移。故上述方法在各模式切换点的两侧，变换器的实际电压增益存在偏差并不相等，仍会导致高功率运行时输出电压的振荡。

中国发明专利CN 103944382 A公开了一种消除Buck型变换器电流死区的电流型控制方法，在Buck型变换器的基础上，在输出节点增加一个开关管，称为次开关Q2，原有的开关称为主开关Q1；Q2的作用是在输入电压低于输出电压的时间范围内将输出端短路，从而使电感电流连续变化，具体为：电路交流输入端连接由四个二极管组成的整流桥，整流桥后并联一个由两个电阻串联组成的分压结构。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是提供一种彻底消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法。

为解决上述技术问题，本发明的用于消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法，包括以下步骤，

步骤一：进行两模式控制方法实验，找出实际电路运行时Buck模式和Boost模式能实现的极限占空比d_1max和d_2min；然后设置Buck模式占空比小于d_1max的工作点d₁"_max作为第一个切换点，同时设置Boost模式占空比大于d_2min的工作点d₂"_min作为第二个切换点；

步骤二：进行理论分析并实验测试校正，以找出变换器高功率运行时单自由度的Buck-Boost模式中和Buck模式的切换点电压增益等效的工作点，以及单自由度的Buck-Boost模式中和Boost模式的切换点电压增益等效的工作点；

步骤三：找到在实际电路中与两个模式切换点电压增益相等的单自由度Buck-Boost模式中两个工作点后，对单自由度的Buck-Boost模式的运行过程进行设计。

优选的，所述步骤二中进行理论分析并实验测试校正，以找出变换器高功率运行时模式切换点对应的等效电压增益点时，变换器的实际电压增益的影响因素包括输出功率和通态电阻。

优选的，所述步骤二中通态压降影响时的Buck模式、直通模式和Boost模式下输出电压V_o和输入电压V_g的关系分别为：

通态压降影响时Buck-Boost模式下输出电压V_o和输入电压V_g的关系为：

其中，P_o为输出功率；R为变换器的通态电阻，D₁是Buck模式主控管即开关管Q1的占空比，D₂是Boost模式主控管即开关管Q4的占空比，V_{o_BuckBoost1}为实际电路Buck-Boost模式中V_o＞V_g的区间对应的输出；V_{o_BuckBoost2}为实际电路Buck-Boost模式中V_o＜V_g的区间对应的输出。

优选的，所述步骤2中在接近Buck模式切换点时的输入电压范围内取多个测试点用V″_Buck表示，在接近Boost模式切换点时的输入电压范围内取多个测试点用V″_Boost表示，实验测试校正找出在实际电路中能使下面两式等式两边对应的实际输出相等的d"_Bk和d"_Bt，对应关系如下：

(V″_Boost-P_oR/V″_Boost)/(1-d″_2min)＝(V″_Boostd″_1max-P_oR/V″_Boost)/(1-d″_Bt)；

V″_Buckd″_1max-P_oR/V_o＝(V″_Buckd″_Bk-P_oR/V_o)/(1-d″_2min)。

优选的，所述步骤三中设计单自由度的Buck-Boost模式的运行方式如下：随着输入电压的增大，当从纯Boost模式的切换点d_Boost＝d″_2min切入时，切入的单自由度Buck-Boost模式的初始占空比为d_Buck＝d″_1max，d_Boost＝d″_Bt，然后保持d_Buck＝d″_1max不变，自由调节d_Boost(会随着输入电压的增大逐渐减小)；

当d_Boost减小至d″_2min时，保持d_Boost＝d″_2min不变，开始自由调节d_Buck；当d_Buck减小至d″_Bk时，切入纯Buck模式，为保证切换点两侧的电压增益相等，切入纯Buck模式的初始占空比为d_Buck＝d″_1max；然后随着输入电压的增大，纯Buck模式的占空比逐渐减小；

当宽范围的输入电压从最大值开始减小时，各模式将沿上述流程的逆方向切换。

优选的，各运行模式中输出电压V_o和输入电压V_g的关系如下式所示：

其中，P_o为输出功率；R为变换器的通态电阻，D₁是Buck模式主控管即开关管Q1的占空比，D₂是Boost模式主控管即开关管Q4的占空比。

优选的，所述步骤三后还包括步骤四，具体如下：

步骤四：进行电压增益曲线验证，在变换器在高功率运行时，考虑平均电感电流在开关管通态电阻和电感等效电阻等产生的通态压降，可得到考虑通态压降影响时各模式下输出电压V_o和输入电压V_g的关系如下式所示：

优选的，所述步骤四后还包括步骤五，具体如下：

步骤五：进行效率验证，变换器的单自由度Buck-Boost模式介于Boost模式和Buck模式之间，通过控制实际电路的参数特性，通过减小变换器的Boost模式和单自由度Buck-Boost模式的区间长度，减小变换器中最大电感电流数值，来提高变换器的运行功率等级及整体功率传输效率。

采用上述方法后，本发明考虑变换器不同工作模式中通态压降对变换器电压增益的影响，通过首先使用理论分析结合实验校正的方法设置模式切换点以保证切换点两侧变换器的实际电压增益相等，然后设计单自由度的Buck-Boost模式替换直通模式以保证变换器运行在所设计模式中的稳定输出，从而使变换器在整个宽输入范围内能维持输出电压的稳定和良好的输出纹波效果。本发明的优点还包括：通过控制参数设计，减小变换器的Boost模式和单自由度Buck-Boost模式的区间长度，可减小变换器中最大电感电流数值，以提高变换器的运行功率等级及整体功率传输效率。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1为本发明实施例的控制策略运行方式示意图；

图2为本发明实施例的非反向Buck-Boost变换器拓扑结构；

图3为本发明实施例理想运行状态下传统两模式控制时的电压增益曲线图；

图4为本发明实施例实际电路中带运行死区的状态下的传统两模式控制时的电压增益曲线图；

图5为本发明实施例实际电路在所设计控制方案的电压增益曲线图；

图6为本发明实施输出功率由100W增到700W时变换器在各工作模式的效率曲线图。

具体实施方式

本发明的基本思路是考虑在变换器实际电路中，各模式的直流电压增益，由开关管占空比、变换器输出功率和通态电阻等共同影响，首先使用理论分析结合实验校正的方法设置模式切换点以保证切换点两侧变换器的实际电压增益相等；然后设计单自由度的Buck-Boost模式替换直通模式以保证变换器运行在所设计的工作模式时输出的稳定，从而使变换器在整个宽输入范围内能维持输出电压的稳定和良好的输出纹波效果。另通过参数设计适当调整方案中各工作模式的区间长度，减小变换器中最大电感电流数值，可提高变换器的运行功率等级及整体功率传输效率。

本发明的用于消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法，包括以下步骤，

步骤一、首先进行两模式控制方法实验，找出实际电路运行时Buck模式和Boost模式能实现的极限占空比d_1max和d_2min，如图1所示。然后设置Buck模式占空比稍小于d_1max的工作点d″_1max作为第一个切换点，同时设置Boost模式占空比稍大于d_2min的工作点d″_2min作为第二个切换点。

步骤二、进行理论分析并实验测试校正，以找出变换器运行时单自由度的Buck-Boost模式中和Buck模式的切换点电压增益等效的工作点，以及单自由度的Buck-Boost模式中和Boost模式的切换点电压增益等效的工作点。实验校正前可先由

估算出对应的d_Bk和d_Bt。即单自由度的Buck-Boost模式中占空比为(d_Buck＝d_Bk，d_Boost＝d″_2min)时的电压增益和Buck模式中占空比为d″_1max时变换器的电压增益相等；单自由度的Buck-Boost模式中占空比为(d_Buck＝d″_1max，d_Boost＝d_Bt)时变换器的电压增益和Boost模式中占空比为d″_2min时变换器的电压增益相等。

然而变换器的实际电压增益受输出功率和通态电阻等影响。由图2中Buck-Boost模式等效电路，可得到考虑通态压降影响时Buck-Boost模式下输出电压V_o和输入电压V_g的关系如下：

式中，D1是附图2中Buck模式主控管即开关管Q1的占空比，D2是附图2中Boost模式主控管即开关管Q4的占空比；V_{o_BuckBoost1}-实际电路Buck-Boost模式中V_o＞V_g的区间对应的输出；V_{o_BuckBoost2}-实际电路Buck-Boost模式中V_o＜V_g的区间对应的输出。故上述通过理论估算得到的d_Bk和d_Bt是有误差的，只能作为参考值，需通过实际电路的实验测试校正，才能找出实际电路中要切换的模式之间的等效电压增益点。

在接近Buck模式切换点时的输入电压范围内取多个测试点用V″_Buck表示，在接近Boost模式切换点时的输入电压范围内取多个测试点用V″_Boost表示，实验测试验证实际电路工作于上述两类测试点时，下面两式等式两边对应的实际电路输出是否相等：

(V″_Boost-P_oR/V″_Boost)/(1-d″_2min)＝(V″_Boostd″_1max-P_oR/V″_Boost)/(1-d_Bt)；

V″_Buckd″_1max-P_oR/V_o＝(V″_Buckd_Bk-P_oR/V_o)/(1-d″_2min)

测试后会发现，在实际电路中上面两式等式两边对应的输出并不相等。即通过理论估算得到的d_Bk和d_Bt是有误差的，只能作为参考值。需要考虑实际电路中输出功率和通态电阻等对电压增益的影响，通过实际电路的实验测试校正，才能找出在实际电路中能使下面式等式两边对应的实际输出相等的d″_Bk和d″_Bt。(V″_Boost-P_oR/V″_Boost)/(1-d″_2min)＝(V″_Boostd″_1max-P_oR/V″_Boost)/(1-d″_Bt)；V″_Buckd″_1max-P_oR/V_o＝(V″_Buckd″_Bk-P_oR/V_o)/(1-d″_2min)

这样才能精确定位单自由度的Buck-Boost模式中和Buck模式的切换点实际电压增益等效的工作点，以及和Boost模式的切换点实际电压增益等效的工作点。测试后会发现d″_Bk＞d_Bk，同时d″_Bt＞d_Bt。即在实际电路测试中，当变换器工作于接近Buck模式切换点时的输入电压范围时，单自由度的Buck-Boost模式中占空比为(d_Buck＝d″_Bk，d_Boost＝d″_2min)时的电路输出和Buck模式中占空比为d″_1max时变换器的电路输出相等；当变换器工作于接近Boost模式切换点时的输入电压范围时，单自由度的Buck-Boost模式中占空比为(d_Buck＝d″_1max，d_Boost＝d″_Bt)时的电路输出和Boost模式中占空比为d″_2min时变换器的电路输出相等。因此上述两个单自由度的Buck-Boost模式中占空比对应的工作点，即为实际电路中两个模式切换点的等效电压增益点。

步骤三、找到在实际电路中与两个模式切换点电压增益相等的单自由度Buck-Boost模式中两个工作点后，就可以对单自由度的Buck-Boost模式的运行过程进行设计。首先设计变换器的运行方式如下，当宽范围的输入电压从最小值开始增加时，变换器会先运行在纯Boost模式，然后通过Boost模式切换点进入单自由度的Buck-Boost模式，最后再通过Buck模式的切换点进入纯Buck模式，具体切换过程如图1所示。图1中D_Q1指的是图2电路中Q₁(Buck模式主控管)的占空比，D_Q4指的是图2电路中Q₄(Boost模式主控管)的占空比。

设计单自由度的Buck-Boost模式的运行方式如下：随着输入电压的增大，当从纯Boost模式的切换点(d_Boost＝d″_2min)切入时，为保证切换点两侧的电压增益相等，切入的单自由度Buck-Boost模式的初始占空比为(d_Buck＝d″_1max，d_Boost＝d″_Bt)，然后保持d_Buck＝d″_1max不变，自由调节d_Boost(会随着输入电压的增大逐渐减小)。

当d_Boost减小至d″_2min时，保持d_Boost＝d″_2min不变，开始自由调节d_Buck(会随着输入电压的增大逐渐减小)；当d_Buck减小至d″_Bk时，切入纯Buck模式，为保证切换点两侧的电压增益相等，切入纯Buck模式的初始占空比为(d_Buck＝d″_1max)。然后随着输入电压的增大，纯Buck模式的占空比逐渐减小。

因为已实验验证当变换器运行于接近Boost模式切换点时，Boost模式中占空比为(d_Boost＝d″_2min)时变换器的电路输出等于单自由度Buck-Boost模式中占空比为(d_Buck＝d″_1max，d_Boost＝d″_Bt)时的电路输出；当变换器运行于接近Buck模式切换点时，Buck模式中占空比为(d_Buck＝d″_1max)时的电路输出等于单自由度Buck-Boost模式中占空比为(d_Buck＝d″_Bk，d_Boost＝d″_2min)时的电路输出，所以在两个模式切换点变换器的实际电压增益是连续的，即实际电路中上述三个模式之间可以实现平滑切换。同时上述设计的单自由度Buck-Boost模式运行方式，保证了变换器在该运行区间时输出电压的稳定。从而使变换器在整个宽输入电压范围运行时，有连续的直流电压增益、稳定的输出和良好的输出纹波效果。当宽范围的输入电压从最大值开始减小时，各模式将沿上述流程的逆方向切换。

步骤四、进行电压增益曲线验证。考虑变换器在高功率运行时，较大的平均电感电流在开关管通态电阻和电感等效电阻等产生的通态压降已不能忽略，由传统两模式控制中变换器的等效电路，可得到考虑通态压降影响时各模式下输出电压V_o和输入电压V_g的关系如下式所示：

式中，P_o为输出功率；R为变换器的通态电阻，R＝2R_s+R_L，其中R_s为开关管通态电阻；R_L为电感等效电阻。故变换器实际电路中，各模式的直流电压增益，由开关管占空比、变换器输出功率和通态电阻等共同影响。按本文所搭建的1kW实验样机参数，R_s＝7.2mΩ、R_L＝19.94mΩ、20V≤V_s≤56V、V_o＝38V，在使用传统两模式控制时d_2min＝0.05、d_1max＝0.91，取变换器电压增益M＝V_o/V_g。可得在不同输出功率下变换器理想运行状态下的电压增益曲线和实际电路中带运行死区时的电压增益曲线分别如下图3和图4所示。

考虑通态压降影响时，变换器运行在本文所提出控制策略下，各运行模式中输出电压V_o和输入电压V_g的关系如下式所示：

按本文所搭建的1kW实验样机中参数，在经过估算并实验校正后取d″_1max＝0.9，d″_Bk＝0.835，d″_Bt＝0.213，d″_2min＝0.1，取变换器电压增益M＝V_o/V_g，可得到使用所提出的控制策略时，变换器在不同输出功率下不同工作模式时的电压增益曲线如下5所示。即在实际非反向Buck-Boost电路中使用本文所提出的控制策略时，能把图4中存在两个电压增益跃变点和直通模式的变换器电压增益曲线转换为图5中平滑连续的电压增益曲线，证明了所提出控制策略的有效性。由图5得本文所提出的控制策略，能保证变换器的电压增益M在整个宽输入电压范围的平滑连续，使变换器在整个宽输入电压范围内都能维持输出电压的稳定和良好的输出纹波效果。

步骤五、进行效率验证。输出功率由100W增加到700W时，变换器运行在各模式时的功率传输效率曲线如下图6所示。由图可得变换器工作在Boost模式时(电源V_g≤43.6V时)，由于变换器内部较大的平均电感电流导致的损耗，变换器的功率传输效率最低；变换器工作在Buck模式时(电源V_g≥52.7V时)，由于变换器内部的平均电感电流较小，损耗较小，此时变换器的功率传输效率最高。而变换器工作在本文设计的单自由度Buck-Boost模式时的功率传输效率，介于其他两模式之间。因此可以根据实际电路的参数特性，通过控制参数的设计，适当的减小变换器的Boost模式和单自由度Buck-Boost模式的区间长度，减小变换器中最大电感电流数值，来提高变换器的运行功率等级及整体功率传输效率。例如图6所示，当变换器的工作区间在V_g≥40V时，输出功率为700W时，变换器在整个宽输入电压范围的效率均在92.2％以上。

虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是本领域熟练技术人员应当理解，这些仅是举例说明，可以对本实施方式作出多种变更或修改，而不背离本发明的原理和实质，本发明的保护范围仅由所附权利要求书限定。

Claims (7)

1.一种用于消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法，其特征在于，包括以下步骤，

步骤一：进行两模式控制方法实验，找出实际电路运行时Buck模式和Boost模式能实现的极限占空比d_1max和d_2min；然后设置Buck模式占空比小于d_1max的工作点d"_1max作为第一个切换点，同时设置Boost模式占空比大于d_2min的工作点d"_2min作为第二个切换点；

步骤二：进行理论分析并实验测试校正，以找出变换器高功率运行时单自由度的Buck-Boost模式中和Buck模式的切换点电压增益等效的工作点，以及单自由度的Buck-Boost模式中和Boost模式的切换点电压增益等效的工作点；所述步骤二中进行理论分析并实验测试校正，以找出变换器高功率运行时模式切换点对应的等效电压增益点时，变换器的实际电压增益的影响因素包括输出功率和通态电阻；

步骤三：找到在实际电路中与两个模式切换点电压增益相等的单自由度Buck-Boost模式中两个工作点后，对单自由度的Buck-Boost模式的运行过程进行设计。

2.按照权利要求1所述的用于消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法，其特征在于：

所述步骤二中通态压降影响时的Buck模式、直通模式和Boost模式下输出电压V_o和输入电压V_g的关系分别为：

通态压降影响时Buck-Boost模式下输出电压V_o和输入电压V_g的关系为：

其中，P_o为输出功率；R为变换器的通态电阻，D₁是Buck模式主控管即开关管Q1的占空比，D₂是Boost模式主控管即开关管Q4的占空比，V_{o_BuckBoost1}为实际电路Buck-Boost模式中V_o＞V_g的区间对应的输出；V_{o_BuckBoost2}为实际电路Buck-Boost模式中V_o＜V_g的区间对应的输出。

3.按照权利要求1所述的用于消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法，其特征在于，所述步骤二中在接近Buck模式切换点时的输入电压范围内取多个

测试点用V"_Buck表示，在接近Boost模式切换点时的输入电压范围内取多个测试点

用V"_Boost表示，实验测试校正找出在实际电路中能使下面两式等式两边对应的实际输出相等的d"_Bk和d"_Bt，对应关系如下：

(V"_Boost-P_oR/V"_Boost)/(1-d"_2min)＝(V"_Boostd"_1max-P_oR/V"_Boost)/(1-d"_Bt)；

V"_Buckd"_1max-P_oR/V_o＝(V"_Buckd"_Bk-P_oR/V_o)/(1-d"_2min)；

其中，P_o为输出功率；R为变换器的通态电阻，V_o为输出电压。

4.按照权利要求1所述的用于消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法，其特征在于，所述步骤三中设计单自由度的Buck-Boost模式的运行方式如下：随着输入电压的增大，当从纯Boost模式的切换点d_Boost＝d"_2min切入时，切入的单自由度Buck-Boost模式的初始占空比为d_Buck＝d"_1max，d_Boost＝d"_Bt，然后保持d_Buck＝d"_1max不变，自由调节d_Boost；

当d_Boost减小至d"_2min时，保持d_Boost＝d"_2min不变，开始自由调节d_Buck；当d_Buck减小至d"_Bk时，切入纯Buck模式，为保证切换点两侧的电压增益相等，切入纯Buck模式的初始占空比为d_Buck＝d"_1max；然后随着输入电压的增大，纯Buck模式的占空比逐渐减小；

当宽范围的输入电压从最大值开始减小时，各模式将沿上述流程的逆方向切换。

5.按照权利要求1-4中任一项所述的用于消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法，其特征在于，

各运行模式中输出电压V_o和输入电压V_g的关系如下式所示：

其中，P_o为输出功率；R为变换器的通态电阻，D₁是Buck模式主控管即开关管Q1的占空比，D₂是Boost模式主控管即开关管Q4的占空比。

6.按照权利要求1所述的用于消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法，其特征在于，所述步骤三后还包括步骤四，具体如下：

步骤四：进行电压增益曲线验证，在变换器在高功率运行时，考虑平均电感电流在开关管通态电阻和电感等效电阻等产生的通态压降，可得到考虑通态压降影响时各模式下输出电压V_o和输入电压V_g的关系如下式所示：

式中，P_o为输出功率；R为变换器的通态电阻，R＝2R_s+R_L，其中R_s为开关管通态电阻；R_L为电感等效电阻。

7.按照权利要求6所述的用于消除非反向Buck-Boost变换器运行死区的方法，其特征在于，所述步骤四后还包括步骤五，具体如下：

步骤五：进行效率验证，变换器的单自由度Buck-Boost模式介于Boost模式和Buck模式之间，通过控制实际电路的参数特性，通过减小变换器的Boost模式和单自由度Buck-Boost模式的区间长度，减小变换器中最大电感电流数值，来提高变换器的运行功率等级及整体功率传输效率。

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