CN110421237B - 一种基于llc的双丝脉冲mig焊电源系统及控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统及控制方法，所述系统包括三相交流输入电网、主机电源模块、从机电源模块、人机界面模块和电弧负载；所述电弧负载包括主机电弧负载和从机电弧负载；所述主机电源模块与三相交流输入电网和主机电弧负载连接；所述从机电源模块均与三相交流输入电网和从机电弧负载连接；所述人机界面模块与主机电源模块和从机电源模块连接，所述主机电源模块和从机电源模块结构相同，均由N个子系统并联组成。所述控制方法包括同步相位、交替相位和独立相位的双丝脉冲相位控制。该系统结合了双丝脉冲MIG焊熔敷效率高以及LLC谐振变换器电能转换效率高的优点，可以实现三种相位脉冲波形输出任意切换。
Description
技术领域
本发明涉及焊接技术领域，特别涉及双丝脉冲高效焊接技术领域，具体涉及一种基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统及控制方法。
背景技术
自改革开放以来，我国工业进入快速发展时期，在汽车、铁路、造船及石油化工业，焊接技术起到了不可替代的作用。传统单丝焊接技术效率低、能源损耗严重，焊缝容易出现咬边和驼峰等焊接缺陷。为了顺应时代发展，一种效率更高、焊接质量更好的焊接技术应运而生。双丝脉冲MIG焊是高效化焊接工艺创新方式之一，是在单丝焊的基础上发展而来，由两套单丝焊系统组成，主从电弧在同一个熔池上燃烧，与单丝脉冲MIG焊相比，不仅提高了总的热输入和焊接速度，还能改变焊接的热分布及提高焊件的焊接质量，从而实现高效化和高质量焊接。目前，双丝脉冲MIG焊接技术广泛应用在各种生产场合，为我国的工业发展贡献着巨大力量。
现有的双丝脉冲MIG焊虽然能提高焊接效率，但采用传统的硬开关或者移相全桥软开关控制技术，电能转换效率低，能源损耗严重，其存在如下问题：
1、硬开关电路功率器件开通和关断的过程中电压和电流会有一部分重叠在一起，造成开关损耗，导致效率低，带来电磁污染，因此每个功率器件都需要外接缓冲吸收电路，导致电路繁杂。
2、移相全桥软开关电路在开关管开通阶段使用移相控制，让电流滞后电压，可以实现功率开关管零电压开通，但存在轻载时滞后桥臂难以实现软开关；且副边整流二极管不能实现零电流关断，造成开关损耗，存在反向恢复问题并导致振铃电压尖峰难以处理，恶化整机可靠性，因此副边整流二极管需要外接缓冲吸收电路；当重载时，副边占空比丢失更加严重，使得电源能量没有得到充分的利用，并使得电压振铃进一步加剧。
LLC谐振变换器具有原边MOSFET功率开关管零电压开通，同时能实现副边整流二极管的零电流关断和低耐压要求，副边整流二极管零电流关断克服反向恢复损耗，产生的电磁干扰小，容易解决传导和辐射问题，而且其掉电维持时间特性比较好，损耗低，转换效率更高。
当LLC谐振变换器工作频率范围在f m<f s≤f r时，不仅可以实现原边MOSFET功率开关管的零电压开通，而且可以实现副边整流二极管的零电流关断，原边和副边功率器件开关损耗明显降低，电能转换效率提高，电磁干扰也较小，因此，保证工作频率在f m<f s≤f r这一范围内，就能充分实现功率器件的软开关，从而达到节能的效果。
LLC谐振变换器采用的功率开关管为MOSFET场效应管，因受到半导体功率器件容量的限制和高频变压器磁性材料的制约，单个子系统的输出电流较小，不足以满足高效化焊接要求的大电流，需要通过若干个子系统并联实现大电流输出，每个子系统均分所需输出的大电流。如果让并联的每个子系统都工作于f m<f s≤f r这一频率范围内，每个子系统满载输出，将能充分发挥LLC谐振变换器的高效率和小电磁干扰的优势。
为了进一步提高焊接熔敷率，改善焊接质量，提高电能转换效率，践行绿色环保的理念，一种基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统是一种行之有效的方法，该系统结合了双丝脉冲MIG焊熔敷效率高以及LLC谐振变换器电能转换效率高的优点，有效提高焊接熔敷率，改善焊接质量，节约能源。
发明内容
为了克服现有焊接电源系统的缺点，本发明提供一种基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统及控制方法。
本发明至少通过如下技术方案之一实现。
一种基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统，包括三相交流输入电网、主机电源模块、从机电源模块、人机界面模块和电弧负载；所述电弧负载包括主机电弧负载和从机电弧负载；所述主机电源模块和从机电源模块均与三相交流输入电网连接；所述主机电源模块和从机电源模块分别与连接主机电弧负载和从机电弧负载连接；所述人机界面模块通过CAN总线与主机电源模块和从机电源模块连接，实现主机电源模块和从机电源模块焊接参数设定、双丝脉冲相位控制、焊接过程控制以及焊接参数的实时显示；
所述人机界面模块与主机电源模块和从机电源模块连接，实现主机电源模块和从机电源模块焊接参数设定、双丝脉冲相位控制、焊接过程控制以及焊接参数的实时显示。
所述主机电源模块和从机电源模块结构相同，均由N个子系统并联组成；
所述子系统包括主电路、高频驱动模块、DSP控制模块、故障保护模块和电压电流检测模块，所述DSP控制模块均与故障保护模块、高频驱动模块和电压电流检测模块相连接，所述故障保护模块与主电路的输入端连接，所述电压电流检测模块与主电路的输出端连接；
进一步的，所述故障保护模块包括过压检测模块、欠压检测模块、过流检测模块、过温检测模块和门电路；过压检测模块和欠压检测模块均与三相交流输入电网连接，过流检测模块与功率变压器连接，过温检测模块与散热器连接，过压检测模块、欠压检测模块、过流检测模块和过温检测模块均与门电路连接。
所述主电路包括输入整流滤波模块、逆变模块、LLC谐振模块、功率变压器和输出整流滤波模块，其中，各模块依次连接；所述输入整流滤波模块与三相交流输入电网连接，所述输出整流滤波模块与电弧负载连接；
所述逆变模块主要由四只功率开关管组成，分别为第一功率开关管V1、第二功率开关管V2、第三功率开关管V3及第四功率开关管V4，所述第一功率开关管D极与输入整流滤波模块连接，S极与第三功率开关管D极连接，G极与高频驱动模块连接；所述第二功率开关管D极与输入整流滤波模块连接，S极与第四功率开关管D极连接，G极与高频驱动模块连接；所述第三功率开关管D极与第一功率开关管S极连接，S极与输入整流滤波模块连接，G极与高频驱动模块连接；所述第四功率开关管D极与第二功率开关管S极连接，S极与输入整流滤波模块连接，G极与高频驱动模块连接；
所述LLC谐振模块主要由谐振电感Lr、励磁电感Lm以及谐振电容Cr组成；所述谐振电容Cr一端与第一功率开关管S极连接，其另一端与谐振电感Lr连接，所述励磁电感Lm与功率变压器并联连接，一端与谐振电感Lr连接，其另一端与第四功率开关管D极连接；所述谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr和等效负载构成谐振腔；所述等效负载主要由功率变压器、输出整流滤波模块和电弧负载构成；
所述输出整流滤波模块包括第一整流二极管D1、第二整流二极管D2和第二电容C2；所述第一整流二极管D1和第二整流二极管D2的负极相互连接后与第二电容C2正极连接，所述第一整流二极管D1的正极与功率变压器连接，所述第二整流二极管D2的正极与功率变压器另一端连接，所述第二电容C2负极与地连接。
所述DSP控制模块与人机界面模块连接，所述人机界面模块包括ARM芯片、控制器、驱动器和LCD屏，其中，所述驱动器一端与ARM芯片连接，其另一端与LCD屏连接；所述控制器一端与ARM芯片连接，其另一端与LCD屏连接。
所述DSP控制模块根据脉冲时序实现脉冲基值输出和脉冲峰值输出的开关切换。主机电源模块或从机电源模块脉冲峰值输出时，其内部第1–n (2≤n≤N) 子系统同时工作，输出脉冲峰值电压和脉冲峰值电流；主机电源模块或从机电源模块脉冲基值输出时，其内部第一子系统工作，输出脉冲基值电压和脉冲基值电流。因为焊接过程中，脉冲基值阶段，所需焊接电压较小，而脉冲峰值阶段，所需焊接电压较大，因此，不能保证脉冲峰值输出和脉冲基值输出时所有子系统的LLC谐振模块都工作于最佳谐振点f s=f r，因此，脉冲峰值输出时，使所有子系统的LLC谐振模块工作频率处于f m<f s<f r范围内，脉冲基值输出时，主机电源模块的第一子系统和从机电源模块的第一子系统的LLC谐振模块工作于最佳谐振点f s=f r，原边功率开关管V1、V2、V3和V4可以实现零电压开通、副边第一整流二极管D1和第二整流二极管D2可以实现零电流关断，原边和副边的功率器件都实现软开关，电能转换效率高，电磁干扰也最小。
进一步的，所述高频驱动模块原边采用图腾柱式推动结构，对DSP控制模块发送过来的驱动信号实现快速切换并加大功率，副边采用稳压管，对驱动信号进行箝位，避免驱动电压幅值过高损坏器件。
进一步的，逆变模块和LLC谐振模块在脉冲峰值输出时，工作频率为f m<f s<f r，其中f m为最小谐振频率，f s为工作频率，f r为最佳谐振频率，工作在八个不同的阶段，基值输出时，工作频率为f s=f r，工作在六个不同的工作阶段：
脉冲峰值输出时，工作频率为f m<f s<f r：
所述LLC谐振模块在第一工作阶段即工作时间在t 0-t 1时，在该阶段初始时刻，电流流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联体二极管，将第一功率开关管V1及第四功率开关管V4两端电压箝位为零，为第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的零电压开通创造条件，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4零电压开通，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为负，所述功率变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；
所述LLC谐振模块在第二工作阶段即工作时间在t 1-t 2时，在该阶段初始时刻，流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联体二极管电流已经降为零，谐振电流经过零点变为正，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4已经实现零电压开通，电流流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，且极性保持上正下负，所述第
一整流二极管D1保持开通，第二整流二极管D2保持关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升，由负变为正；
所述LLC谐振模块在第三工作阶段即工作时间在t 2-t 3时，在该阶段初始时刻，谐振电流和励磁电流相等，流经功率变压器原边的电流为零，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4保持导通，谐振腔内所有电流形成环流，不传递能量到副边，所述第一整流二极管D1实现零电流关断，无反向恢复问题，由于整流二极管全部处于关断状态，功率变压器副边输出电压失去对励磁电感Lm的箝位作用，因此励磁电感Lm参与到谐振过程，此时谐振电流和励磁电流一直相等；
所述LLC谐振模块在第四工作阶段即工作时间在t 3-t 4时，在该阶段初始时刻，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4关断，此时所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3也保持关断，由于回路中电感的存在，电流不能突变，因此，谐振电流给第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的寄生电容充电，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的寄生电容放电，当充放电过程完成之后，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联二极管导通续流，为第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的零电压开通创造条件；功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为正，所述功率变压器副边电压转换为下正上负，所述第二整流二极管D2开通，第一整流二极管D1关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降；
所述LLC谐振模块在第五工作阶段即工作时间在t 4-t 5时，在该阶段初始时刻，电流流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联体二极管，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3零电压开通，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为正，所述功率变压器副边电压下正上负，所述第一整流二极管D1保持关断，第二整流二极管D2保持开通，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降；
所述LLC谐振模块在第六工作阶段即工作时间在t 5-t 6时，在该阶段初始时刻，流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联体二极管电流已经降为零，谐振电流经过零点变为负，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3已经实现零电压开通，电流流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，且极性保持下正上负，所述第一整流二极管D1保持关断，第二整流二极管D2保持开通，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降，由正变为负；
所述LLC谐振模块在第七工作阶段即工作时间在t 6-t 7时，在该阶段初始时刻，谐振电流和励磁电流相等，流经功率变压器原边的电流为零，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3保持导通，谐振腔内所有电流形成环流，不传递能量到副边，所述第二整流二极管D2实现零电流关断，无反向恢复问题，由于整流二极管全部处于关断状态，副边输出电压失去对励磁电感Lm的箝位作用，因此励磁电感Lm参与到谐振过程，此时谐振电流和励磁电流一直相等；
所述LLC谐振模块在第八工作阶段即工作时间在t 7-t 8时，在该阶段初始时刻，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3关断，此时所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4也保持关断，由于回路中电感的存在，电流不能突变，因此，谐振电流给第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的寄生电容充电，第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的寄生电容放电，当充放电过程完成之后，第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联二极管导通续流；功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为负，所述变压
器副边电压转换为上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；
基值输出时，工作频率为f s=f r：
所述LLC谐振模块在第一工作阶段在t 0-t 1时，在该阶段初始时刻，电流流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联体二极管，将第一功率开关管V1及第四功率开关管V4两端电压箝位为零，为第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的零电压开通创造条件，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4零电压开通，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为负，所述功率变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；
所述LLC谐振模块在第二工作阶段t 1-t 2时，在该阶段初始时刻，流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联体二极管电流已经降为零，谐振电流经过零点变为正，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4已经实现零电压开通，电流流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，且极性保持上正下负，所述第一整流二极管D1保持开通，第二整流二极管D2保持关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升，由负变为正，在t 2时刻谐振电流和励磁电流相等；
所述LLC谐振模块在第三工作阶段t 2-t 3时，在该阶段初始时刻，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4关断，此时所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3也保持关断，由于回路中电感的存在，电流不能突变，因此，谐振电流给第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的寄生电容充电，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的寄生电容放电，当充放电过程完成之后，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联二极管导通续流；功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为正，所述功率变压器副边电压转换为下正上负，所述第二整流二极管D2开通，第一整流二极管D1关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降；
所述LLC谐振模块在第四工作阶段(t 3-t 4)时，在该阶段初始时刻，电流流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联体二极管，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3零电压开通，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为正，所述功率变压器副边电压下正上负，所述第一整流二极管D1保持关断，第二整流二极管D2保持开通，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降；
所述LLC谐振模块在第五工作阶段(t 4-t 5)时，在该阶段初始时刻，流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联体二极管电流已经降为零，谐振电流经过零点变为负，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3已经实现零电压开通，电流流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，且极性保持下正上负，所述第一整流二极管D1保持关断，第二整流二极管D2保持开通，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降，由正变为负，在t 5时刻谐振电流和励磁电流相等；
所述LLC谐振模块在第六工作阶段(t 5-t 6)时，在该阶段初始时刻，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3关断，此时所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4也保持关断，由于回路中电感的存在，电流不能突
变，因此，谐振电流给第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的寄生电容充电，第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的寄生电容放电，当充放电过程完成之后，第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联二极管导通续流；功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为负，所述功率变压器副边电压转换为上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升。
进一步的，所述主机电源模块或者从机电源模块输出基值电流时，所述主机电源模块或者从机电源模块中第一子系统工作，工作于最佳谐振点f s=f r，所述主机电源模块或者从机电源模块输出峰值电流时，所述主机电源模块或者从机电源模块中第1–n (2≤n≤N) 子系统工作，并联均流输出峰值电流，工作于f m<f s<f r范围内。
进一步的，在脉冲峰值电流输出时，第1–n子系统谐振电流进行交错相位调节，增大功率输出的同时减轻电网负担。
进一步的，通过改变脉冲峰值输出时同时改变工作的子系统数目，从而能够较大范围调节峰值电流，并且使LLC谐振模块谐振频率始终在f m<f s<f r范围内。
进一步的，所述人机界面模块采用ARM芯片STM32F103ZET6；所述DSP控制模块采用TMS320F28035数字信号处理器，该数字信号处理器具有脉冲频率调制(Pulse frequencymodulation, PFM)单元，采用PFM控制，实现对LLC谐振腔增益的控制，从而实现恒流输出控制。
一种用于所述的基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统的控制方法，包括同步相位、交替相位和独立相位的双丝脉冲相位控制；
同步相位的控制过程包括：主机电源模块和从机电源模块都引弧成功后，主机电源模块和从机电源模块同时进入脉冲基值阶段，主机电源模块中的第一子系统和从机电源模块中的第一子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T1，T1时间到则主机电源模块和从机电源模块同时进入峰值阶段工作，主机电源模块和从机电源模块中第1–n (2≤n≤N) 子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T2，T2时间到则主机电源模块和从机电源模块同时进入脉冲基值阶段工作，如此往复；
交替相位的控制过程包括：主机电源模块和从机电源模块都引弧成功后，进入主机电源模块的脉冲峰值阶段和从机电源模块的脉冲基值阶段，主机电源模块第1–n (2≤n≤N) 子系统工作，从机电源模块中的第一子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T1，T1时间到则切换到主机电源模块的脉冲基值阶段和从机电源模块的脉冲基值阶段工作，主机电源模块中第一子系统和从机电源模块中第一子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T2，T2时间到则切换到主机电源模块的脉冲基值阶段和从机电源模块的的脉冲峰值阶段工作，主机电源模块中第一子系统工作，从机电源模块中第1–n (2≤n≤N)子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T3，T3时间到则切换到主机电源模块的脉冲基值阶段和从机电源模块的脉冲基值阶段工作，主机电源模块中的第一子系统和从机电源模块中的第一子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T4，T4时间到则切换到主机电源模块的脉冲峰值阶段和从机电源模块的脉冲基值阶段工作，如此往复。
独立相位的控制过程包括：主机电源模块引弧成功后，在脉冲峰值阶段和脉冲基值阶段中进行切换；从机电源模块引弧成功后，在脉冲峰值阶段和脉冲基值阶段中进行切换，主机电源模块和从机电源模块之间没有相位关系。
进一步的，所述的控制方法还包括通过人机界面模块与DSP控制模块的交互通信，实现对主机电源模块和从机电源模块的协同控制，具体的控制过程包括：
人机界面模块检测焊枪开关是否闭合，若焊枪开关闭合则发送引弧指令，开启气阀提前送气，慢送丝引弧，DSP控制模块初始化并和人机界面模块通过CAN通信，DSP控制模块检测是否收到人机界面模块发送过来的引弧指令，若收到引弧指令则执行引弧控制，否则继续等待人机界面模块下一次指令；DSP控制模块收到来自人机界面模块的引弧指令后，进入引弧控制阶段，此时主机电源模块和从机电源模块中所有子系统同时工作输出峰值电流，DSP控制模块判断是否发生故障，如果发生故障则发送故障信号给人机界面模块，如果未发生故障则检测电流是否超过阈值，若未超过阈值，则继续执行引弧控制，若超过阈值，判断引弧成功，发送引弧成功指令给人机界面模块，人机界面模块判断是否收到DSP控制模块的故障信号，若收到故障信号则关闭所有输出并停止送丝送气，若未收到故障信号则判断是否收到引弧成功指令，如果收到引弧成功指令则发送脉冲循环指令，如果未收到引弧成功指令则继续慢送丝引弧，DSP控制模块检测是否收到人机界面模块脉冲循环指令，若收到脉冲循环指令则进入脉冲基值、脉冲峰值输出切换时序控制，以及脉冲基值阶段恒流和脉冲峰值阶段并联均流恒流控制；
DSP控制模块根据人机界面模块发送的脉冲循环指令实现对脉冲基值阶段、脉冲峰值阶段电流输出的开关切换，主机电源模块或从机电源模块脉冲峰值输出时，其内部第1–n (2≤n≤N) 子系统同时工作，输出脉冲峰值电压和脉冲峰值电流；主机电源模块或从机电源模块脉冲基值输出时，其内部的第一子系统工作，输出脉冲基值电压和脉冲基值电流；脉冲基值输出时，主机电源模块和从机电源模块中第一子系统的LLC谐振模块工作于谐振频率最佳工作点f s=f r，脉冲峰值输出时，主机电源和从机电源中第1–n (2≤n≤N) 子系统并联均流输出，当设定的峰值电流不同时，每一个子系统所分担的电流不同，电压也会发生波动，只要保证设定的峰值电流小于或者等于基值电流的N倍，就能实现原边功率开关管V1、V2、V3及V4零电压开通，副边第一整流二极管D1及第二整流二极管D2零电流关断，此时电能转换效率依然高于硬开关或者移相全桥软开关；
在焊接过程中，DSP控制模块不断检测是否发生故障，如果发生故障则
发送故障信号给人机界面模块，如果未发生故障则判断是否收到收弧指令，若收到收弧指令则执行收弧控制，若未收到收弧指令则继续脉冲循环；人机界面模块不断检测是否收到故障信号，若收到故障信号则关闭所有输出并停止送丝送气，若未收到故障信号则判断焊枪开关是否闭合，如果焊枪开关闭合则继续与DSP控制模块通信检测故障信号，如果焊枪开关断开，人机界面模块向DSP控制模块发送收弧指令，并停止送丝，DSP控制模块执行收弧控制后人机界面模块停止送气进入待机状态。
与现有技术相比，本发明具有如下优点和效果：
本发明在脉冲基值阶段，维持电弧燃烧而不熄灭，在脉冲峰值阶段，熔滴长大，在电磁力、重力、等离子流力以及表面张力的作用下，熔滴脱离焊丝进入熔池。由于输出电流为脉冲波形，可以对熔池产生搅拌作用，促使熔池流动，得到细小而均匀的焊缝组织。
本发明采用并联式电路结构，可以根据实际需要，选择不同数量的子系统工作，实现较大范围的峰值电流可调，结构简单，控制灵活，体积小，可以节省大量空间，并且采用LLC谐振模块，电能转换效率高、电磁干扰小。
本发明能够实现双丝脉冲MIG焊脉冲基值输出时，LLC谐振变换器工作于谐振频率最佳工作点f s=f r，脉冲峰值输出时，工作于谐振频率范围f m<f s<f r，实现原边功率开关管V1、V2、V3及V4零电压开通，副边第一整流二极管D1及第二整流二极管D2零电流关断，原边和副边的功率器件都实现软开关，从而减少开关损耗，提高了电源效率。
本发明采用基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统，结合了双丝脉冲MIG焊熔敷效率高，LLC电能转换效率高，焊接效率明显提高，有效地控制了焊接过程热输入，高效节能。
附图说明
图1是本发明一种基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统的结构原理图；
图2是本发明的子系统原理图；
图3是本发明的子系统主电路原理图；
图4是本发明的f m<f s<f r工作波形图；
图5是本发明的f s=f r工作波形图；
图6是本发明的高频驱动模块电路原理图；
图7是本发明的故障保护模块电路原理图；
图8a是本发明的电压检测电路原理图；
图8b是本发明的电流检测电路原理图；
图9a是本发明的同步相位脉冲波形原理图；
图9b是本发明的交替相位脉冲波形原理图；
图9c是本发明的独立相位脉冲波形原理图；
图10a是本发明的人机界面控制的流程图；
图10b是本发明的同步相位控制的流程图；
图10c是本发明的交替相位控制的流程图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。
如图1所示，一种基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统，包括三相交流输入电网、主机电源模块、从机电源模块、人机界面模块和电弧负载；所述电弧负载包括主机电弧负载和从机电弧负载；主机电源模块、从机电源模块和人机界面模块通过CAN总线相互连接。所述主机电源模块一端与三相交流输入电网连接，其另一端与主机电弧负载连接；所述从机电源模块一端与三相交流输入电网连接，其另一端与从机电弧负载连接；
所述主机电源模块和从机电源模块结构相同，均由N个子系统并联组成；
所述人机界面模块包括ARM芯片、控制器、驱动器和LCD屏，其中，所述驱动器一端与ARM芯片连接，其另一端与LCD屏连接；所述控制器一端与ARM芯片连接，其另一端与LCD屏连接，所述人机界面模块与DSP控制模块连接，所述ARM芯片采用STM32F103ZET6，作为人机界面的控制核心，实现人机交互，焊接参数的设定、实时显示，焊接过程控制以及脉冲相位的协调控制，提高系统功能的多样性。人机界面模块的控制器采样用RA8835液晶显示控制器。
如图2所示，所述子系统包括主电路、高频驱动模块、DSP控制模块、故障保护模块和电压电流检测模块；
所述DSP控制模块采用TMS320F28035数字信号处理器，该数字信号处理器内嵌事件管理器，其中，事件管理器具有脉冲频率调制单元，DSP控制模块根据人机界面模块发送的脉冲时序实现对脉冲基值、脉冲峰值输出的开关切换；
所述故障保护模块的输出端和电压电流检测模块的输出端与DSP控制模块的输入端相连接；
所述高频驱动模块的输入端与DSP控制模块的输出端连接；
所述电压电流检测模块与DSP控制模块连接；
所述故障保护模块的输入端与三相交流输入电网连接；
所述主电路的输出整流滤波模块的输出端与电压电流检测模块的输入端连接。
所述DSP控制模块通过CAN总线与人机界面模块连接。
如图3所示，所述主电路包括输入整流滤波模块、逆变模块、LLC谐振模块、功率变压器和输出整流滤波模块，其中，输入整流滤波模块、逆变模块、LLC谐振模块、功率变压器和输出整流滤波模块依次连接；所述输入整流滤波模块的输入端与三相交流输入电网连接；所述输出整流滤波模块的输出端与电弧负载连接；
所述逆变模块主要由四个功率开关管组成，所述四个功率开关管均为MOSFET管，图中Driver1为第一功率开关管V1驱动信号，Driver2为第二功率开关管V2驱动信号，Driver3为第三功率开关管V3驱动信号，Driver4为第四功率开关管V4驱动信号；所述第一功率开关管D极与输入整流滤波模块连接，S极与第三功率开关管D极连接，G极与高频驱动模块连接；所述第二功率开关管D极与输入整流滤波模块连接，S极与第四功率开关管D极连接，G极与高频驱动模块连接；所述第三功率开关管D极与第一功率开关管S极连接，S极与输入整流滤波模块连接，G极与高频驱动模块连接；所述第四功率开关管D极与第二功率开关管S极连接，S极与输入整流滤波模块连接，G极与高频驱动模块连接；
所述四个功率开关管由高频驱动模块提供脉冲频率调制(Pulse frequencymodulation, PFM)信号控制开通或关断，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4，同时开通或者关断，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3，同时开通或者关断，且V1与 V4和V2与 V3交替开通和关断，为了避免直通而损坏功率开关管，同一桥臂的两个功率开关管V1与V3之间和V2与V4之间存在死区时间。
所述LLC谐振模块包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr，所述谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr和等效负载一起组成谐振腔；所述谐振电容一端与第一功率开关管S极连接，其另一端与谐振电感连接，所述励磁电感与功率变压器并联连接，一端与谐振电感连接，其另一端与第四功率开关管D极连接；所述谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr和等效负载构成谐振腔。
所述输出整流滤波模块包括第一整流二极管D1、第二整流二极管D2和第二电容C2。所述第一整流二极管D1和第二整流二极管D2的负极相互连接后与第二电容C2正极连接，所述第一整流二极管D1的正极与功率变压器连接，所述第二整流二极管D2的正极与功率变压器另一端连接，所述第二电容C2负极与地连接。
如图4所示，V gs1、V gs2、V gs3、V gs4分别为第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管的高频驱动信号，I D1、I D2分别为第一整流二极管、第二整流二极管的电流，所述LLC谐振模块工作频率在f m<f s<f r内时，工作在以下八个不同的阶段：
所述LLC谐振模块在第一工作阶段(t 0-t 1)时，在该阶段初始时刻，电流流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联体二极管，将第一功率开关管V1及第四功率开关管V4两端电压箝位为零，为第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的零电压开通创造条件，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4零电压开通，功率变压器原边电流等于谐振电流I Lr减去励磁电流I Lm，励磁电流为负，所述功率变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；
所述LLC谐振模块在第二工作阶段(t 1-t 2)时，在该阶段初始时刻，流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联体二极管电流已经降为零，谐振电流经过零点变为正，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4已经实现零电压开通，电流流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4，功率变压器原边电流等于谐振电流I Lr减去励磁电流I Lm，且极性保持上正下负，所述第一整流二极管D1保持开通，第二整流二极管D2保持关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流I Lm线性上升，由负变为正；
所述LLC谐振模块在第三工作阶段(t 2-t 3)时，在该阶段初始时刻，谐振电流I Lr和励磁电流I Lm相等，流经功率变压器原边的电流为零，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4保持导通，谐振腔内所有电流形成环流，不传递能量到副边，所述第一整流二极管D1实现零电流关断，无反向恢复问题，由于整流二极管全部处于关断状态，副边输出电压失去了对励磁电感Lm的箝位作用，因此励磁电感Lm参与到谐振过程，此时谐振电流I Lr和励磁电流I Lm一直相等；
所述LLC谐振模块在第四工作阶段(t 3-t 4)时，在该阶段初始时刻，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4关断，此时所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3也保持关断，由于回路中电感的存在，电流不能突变，因此，谐振电流I Lr给第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的寄生电容充电，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的寄生电容放电，当充放电过程完成之后，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联二极管导通续流，为第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的零电压开通创造了条件。功率变压器原边电流等于谐振电流I Lr减去励磁电流I Lm，励磁电流I Lm为正，所述功率变压器副边电压转换为下正上负，所述第二整流二极管D2开通，第一整流二极管D1关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降；
所述LLC谐振模块在第五工作阶段(t 4-t 5)时，在该阶段初始时刻，电流流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联体二极管，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3零电压开通，功率变压器原边电流等于谐振电流I Lr减去励磁电流I Lm，励磁电流I Lm为正，所述功率变压器副边电压下正上负，所述第一整流二极管D1保持关断，第二整流二极管D2保持开通，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流I Lm线性下降；
所述LLC谐振模块在第六工作阶段(t 5-t 6)时，在该阶段初始时刻，流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联体二极管电流已经降为零，谐振电流I Lr经过零点变为负，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3已经实现零电压开通，电流流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3，功率变压器原边电流等于谐振电流I Lr减去励磁电流I Lm，且极性保持下正上负，所述第一整流二极管D1保持关断，第二整流二极管D2保持开通，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流I Lm线性下降，由正变为负；
所述LLC谐振模块在第七工作阶段(t 6-t 7)时，在该阶段初始时刻，谐振电流I Lr和励磁电流I Lm相等，流经功率变压器原边的电流为零，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3保持导通，谐振腔内所有电流形成环流，不传递能量到副边，所述第二整流二极管D2实现零电流关断，无反向恢复问题，由于整流二极管全部处于关断状态，副边输出电压失去了对励磁电感Lm的箝位作用，因此励磁电感Lm参与到谐振过程，此时谐振电流I Lr和励磁电流I Lm一直相等；
所述LLC谐振模块在第八工作阶段(t 7-t 8)时，在该阶段初始时刻，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3关断，此时所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4也保持关断，由于回路中电感的存在，电流不能突变，因此，谐振电流I Lr给第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的寄生电容充电，第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的寄生电容放电，当充放电过程完成之后，第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联二极管导通续流，为第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的零电压开通创造了条件。功率变压器原边电流等于谐振电流I Lr减去励磁电流I Lm，励磁电流I Lm为负，所述功率变压器副边电压转换为上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；
如图5所示，所述LLC谐振模块工作于谐振频率最佳工作点f s=f r时，工作在六个不同的阶段：
所述LLC谐振模块在第一工作阶段(t 0-t 1)时，在该阶段初始时刻，电流流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联体二极管，将第一功率开关管V1及第四功率开关管V4两端电压箝位为零，为第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的零电压开通创造条件，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4零电压开通，功率变压器原边电流等于谐振电流I Lr减去励磁电流I Lm，励磁电流I Lm为负，所述功率变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流I Lm线性上升；
所述LLC谐振模块在第二工作阶段(t 1-t 2)时，在该阶段初始时刻，流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联体二极管电流已经降为零，谐振电流经过零点变为正，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4已经实现零电压开通，电流流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，且极性保持上正下负，所述第一整流二极管D1保持开通，第二整流二极管D2保持关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流I Lm线性上升，由负变为正，在t 2时刻谐振电流I Lr和励磁电流I Lm相等；
所述LLC谐振模块在第三工作阶段(t 2-t 3)时，在该阶段初始时刻，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4关断，此时所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3也保持关断，由于回路中电感的存在，电流不能突变，因此，谐振电流给第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的寄生电容充电，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的寄生电容放电，当充放电过程完成之后，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联二极管导通续流，为第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的零电压开通创造了条件。功率变压器原边电流等于谐振电流I Lr减去励磁电流I Lm，励磁电流I Lm为正，所述功率变压器副边电压转换为下正上负，所述第二整流二极管D2开通，第一整流二极管D1关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流I Lm线性下降；
所述LLC谐振模块在第四工作阶段(t 3-t 4)时，在该阶段初始时刻，电流流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联体二极管，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3零电压开通，功率变压器原边电流等于谐振电流I Lr减去励磁电流I Lm，励磁电流I Lm为正，所述功率变压器副边电压下正上负，所述第一整流二极管D1保持关断，第二整流二极管D2保持开通，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流I Lm线性下降；
所述LLC谐振模块在第五工作阶段(t 4-t 5)时，在该阶段初始时刻，流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联体二极管电流已经降为零，谐振电流I Lr经过零点变为负，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3已经实现零电压开通，电流流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3，功率变压器原边电流等于谐振电流I Lr减去励磁电流I Lm，且极性保持下正上负，所述第一整流二极管D1保持关断，第二整流二极管D2保持开通，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流I Lm线性下降，由正变为负，在t 5时刻谐振电流I Lr和励磁电流I Lm相等；
所述LLC谐振模块在第六工作阶段(t 5-t 6)时，在该阶段初始时刻，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3关断，此时所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4也保持关断，由于回路中电感的存在，电流不能突变，因此，谐振电流I Lr给第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的寄生电容充电，第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的寄生电容放电，当充放电过程完成之后，第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联二极管导通续流，为第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的零电压开通创造了条件。功率变压器原边电流等于谐振电流I Lr减去励磁电流I Lm，励磁电流I Lm为负，所述功率变压器副边电压转换为上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流I Lm线性上升；
如图6所示，本发明的MOSFET全桥LLC高频驱动模块原理图，高频驱动模块起到隔离和功率放大的作用。驱动电路原边采用了高速MOSFET N1b～N4b组成的图腾柱式驱动结构，能对DSP控制模块发送过来的驱动脉冲（PFM_1和PFM_2）实现快速切换并加大驱动功率。驱动电路副边采用了稳压管（D9b～D10b、D16b～D17b、D23b～D24b、D30b～D31b）对驱动脉冲进行稳压钳位，以避免经过驱动变压器T1b和驱动变压器T2b转换得到的驱动脉冲幅值过高损坏变换器原边变换电路高压MOSFET V1～V4；电容C7b～C10b对高压MOSFET V1～V4进行加速驱动，以尽量消除开通时刻MOSFET米勒效应带来的开通延时不利影响；D13b与V1b、D20b与V2b、D27b与V3b、D34b与V4b组成的快速放电回路能在驱动脉冲关断时加速脉冲后沿关断，消除关断时刻MOSFET米勒效应引起的二次开通。
如图7所示，本发明的故障保护模块原理图，故障保护模块包括相互连接的过压检测模块、欠压检测模块、过流检测模块、过温检测模块和门电路。过压检测模块和欠压检测模块均与三相交流输入电网连接，过流检测模块与功率变压器连接，过温检测模块与散热器连接，过压检测模块、欠压检测模块、过流检测模块和过温检测模块均与门电路连接。过压检测模块和欠压检测模块将三相交流输入电网经工频变压器降压后，用桥式整流电路整流为直流电压信号后供给电阻分压电路，分别调节桥式电路电阻（R39、R26和R38、R24）的大小，就可以改变过压和欠压的阀值，即可起到过压和欠压保护作用。过温检测模块通过检测散热器上的温度继电器的断开来实现过温保护，得到断开信号给比较器U6A的反相输入端，U6A作为比较器进行电压比较。其同相端为给定参考电压，当散热器的温度低于温度继电器阀值温度时，温度继电器闭合，比较器U6A反相输入端为低电平，比较器U6A输出高电平；当散热器的温度高于温度继电器阀值温度时，温度继电器断开，比较器U6A反相输入端为高电平，比较器U6A输出低电平，此信号可引起DSP控制模块的故障保护中断。过流检测模块检测初级电流信号经滤波后给比较器U6B的反相输入端，比较器U6B作为比较器其同相输入端为给定参考电流，当检测到的初级电流大于给定参考电流时，比较器U6B输出低电平，此信号可引起DSP控制模块的故障保护中断。图中与门U13(CD4073B)的输出经光电耦合器U14(TLP521-1)后与DSP控制模块的外部中断引脚相连接，当与门U13输出端输出的过压、欠压、过温和过流检测信号出现过压、欠压、过温和过流故障时，与门输出低电平，经U14光耦后输出低电平，作为DSP的故障保护中断的触发信号给DSP的引脚，进入故障保护中断服务子程序，实现故障保护；
如图8a和图8b所示，分别是本发明的电压检测电路原理图和电流检测电路原理图，精密电阻采样得到电压信号，由电压跟随器N2B进行隔离缓冲，再经由电阻R9和电阻R10分压，稳压管V3进行稳压后，得到小于等于3.3V的电压信号；输出电流经过分流器采样，转换为+GND和-GND之间的差分电压信号，经过电容C13和电容C14滤波后，通过调节电阻R12-R18的大小，将差分电压信号由差分放大器TLC4501进行放大到合适的倍数，再由电压跟随器N2D对信号进行隔离和缓冲，再经电阻R22和电阻R23进行分压，稳压管V2保护，得到小于等于3.3V的电压信号。采样得到的电压信号和电流信号经由软件实现A/D转换，转换为数字信号，送入DSP控制模块，构成闭环控制，实现不同阶段恒流输出；
如图9a、9b和9c所示，本发明的主机电源模块和从机电源模块的电流脉冲周期相位原理图。同步相位时，主机电源和从机电源的脉冲电流在一个周期内有2个阶段：基值阶段T1和峰值阶段T2；交替相位时，主机电源和从机电源的脉冲电流在一个周期内有4个阶段：主机峰值从机基值阶段T1，主机基值从机基值阶段T2，主机基值从机峰值阶段T3，主机基值从机基值阶段T4；独立相位时，判断到引弧成功之后主机电源模块和从机电源模块分别进入基值阶段和峰值阶段自由切换，主机和从机之间相位角度没有严格的关系。基值阶段主机第一子系统和从机第一子系统工作于最佳谐振点f s =f r，输出基值电压和基值电流，峰值阶段主机和从机中第1–n (2≤n≤N) 子系统工作于频率范围f m<f s<f r，只要保证设定的电流小于或等于基值电流的N倍，就可以实现原边功率开关管零电压开通，副边整流二极管零电流关断，整个系统效率高，功率损耗小；
如图10a、10b和10c所示，分别为本发明的人机界面、同步、交替相位控制法流程图。不同相位采用不同阶段控制方法，其控制具体如下：
同步相位：主机电源模块和从机电源模块都引弧成功后主机和从机同时进入脉冲基值阶段，主机电源模块中第一子系统和从机电源模块中第一子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T1，T1时间到则切换到主机和从机峰值阶段工作，主机电源模块和从机电源模块中第1–n (2≤n≤N) 子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T2，T2时间到则切换到主机和从机基值阶段工作，如此往复。
交替相位：主机电源模块和从机电源模块都引弧成功后进入主机脉冲峰值阶段和从机脉冲基值阶段，主机电源模块第1–n (2≤n≤N) 子系统工作，从机电源模块中第一子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T1，T1时间到则切换到主机基值阶段和从机基值阶段工作，主机电源模块中第一子系统和从机电源模块中第一子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T2，T2时间到则切换到主机基值阶段和从机峰值阶段工作，主机电源模块中第一子系统工作，从机电源模块中第1–n (2≤n≤N) 子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T3，T3时间到则切换到主机基值阶段和从机基值阶段工作，主机电源模块中第一子系统和从机电源模块中第一子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T4，T4时间到则切换到主机脉冲峰值阶段和从机脉冲基值阶段工作，如此往复。
独立相位：主机电源模块引弧成功后进入脉冲峰值阶段和脉冲基值阶段切换，从机电源模块引弧成功后进入脉冲峰值阶段和脉冲基值阶段切换，主机和从机之间没有严格的相位关系。
该系统通过人机界面模块与DSP控制模块的交互通信，实现对主机电源模块和从机电源模块的协同控制，控制方法如下：
人机界面模块检测焊枪开关是否闭合，若焊枪开关闭合则发送引弧指令，开启气阀提前送气，慢送丝引弧，DSP控制模块初始化并和人机界面模块通过CAN通信，DSP控制模块检测是否收到人机界面模块发送过来的引弧指令，若收到引弧指令则执行引弧控制，否则继续等待人机界面模块下一次指令；
DSP控制模块收到来自人机界面模块的引弧指令后，进入引弧控制阶段，此时主机电源模块和从机电源模块中所有子系统同时工作输出峰值电流，DSP控制模块判断是否发生故障，如果发生故障则发送故障信号给人机界面模块，如果未发生故障则检测电流是否超过一定阈值，若未超过阈值，则继续执行引弧控制，若超过一定阈值，判断引弧成功，发送引弧成功指令给人机界面模块，人机界面模块判断是否收到DSP控制模块的故障信号，若收到故障信号则关闭所有输出并停止送丝送气，若未收到故障信号则判断是否收到引弧成功指令，如果收到引弧成功指令则发送脉冲循环指令，如果未收到引弧成功指令则继续慢送丝引弧，DSP控制模块检测是否收到人机界面模块脉冲循环指令，若收到脉冲循环指令则进入脉冲基值、脉冲峰值输出切换时序控制，以及脉冲基值阶段恒流和脉冲峰值阶段并联均流恒流控制；
DSP控制模块根据人机界面模块发送的脉冲循环指令实现对脉冲基值阶段、脉冲峰值阶段电流输出的开关切换，主机电源模块或从机电源模块脉冲峰值输出时，其内部第1–n (2≤n≤N) 子系统同时工作，输出脉冲峰值电压和脉冲峰值电流；主机电源模块或从机电源模块脉冲基值输出时，其内部第一子系统工作，输出脉冲基值电压和脉冲基值电流。脉冲基值输出时，主机电源模块和从机电源模块中一个子系统LLC谐振模块工作于谐振频率最佳工作点f s=f r，脉冲峰值输出时，主机电源和从机电源中第1–n (2≤n≤N) 子系统并联均流输出，当设定的峰值电流不同时，每一个子系统所分担的电流不同，电压也会发生波动，只要保证设定的峰值电流小于或者等于基值电流的N倍，就可以实现原边MOSFET功率开关管零电压开通、副边整流二极管零电流关断，此时系统电能转换效率依然高于硬开关或者移相全桥软开关；
在焊接过程中，DSP控制模块不断检测是否发生故障，如果发生故障则发送故障信号给人机界面模块，如果未发生故障则判断是否收到收弧指令，若收到收弧指令则执行收弧控制，若未收到收弧指令则继续脉冲循环；人机界面模块不断检测是否收到故障信号，若收到故障信号则关闭所有输出并停止送丝送气，若未收到故障信号则判断焊枪开关是否闭合，如果焊枪开关闭合则继续与DSP控制模块通信检测故障信号，如果焊枪开关断开，人机界面模块向DSP控制模块发送收弧指令，并停止送丝，DSP控制模块执行收弧控制后人机界面模块停止送气进入待机状态。图中的A和B表示流程图的转折标记。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
Claims (7)
1.一种基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统，其特征在于，包括三相交流输入电网、主机电源模块、从机电源模块、人机界面模块和电弧负载；所述电弧负载包括主机电弧负载和从机电弧负载；所述主机电源模块和从机电源模块均与三相交流输入电网连接；所述主机电源模块和从机电源模块分别与连接主机电弧负载和从机电弧负载连接；所述人机界面模块通过CAN总线与主机电源模块和从机电源模块连接，实现主机电源模块和从机电源模块焊接参数设定、双丝脉冲相位控制、焊接过程控制以及焊接参数的实时显示；
所述主机电源模块和从机电源模块结构相同，主要由N个子系统并联组成；所述子系统包括主电路、高频驱动模块、DSP控制模块、故障保护模块和电压电流检测模块；所述DSP控制模块均与故障保护模块、高频驱动模块和电压电流检测模块相连接，所述故障保护模块与主电路的输入端连接，所述电压电流检测模块与主电路的输出端连接；
所述主机电源模块或者从机电源模块输出基值电流时，所述主机电源模块或者从机电源模块中第一子系统工作，工作于最佳谐振点f s=f r，所述主机电源模块或者从机电源模块输出峰值电流时，所述主机电源模块或者从机电源模块中第1–n子系统工作，2≤n≤N，并联均流输出峰值电流，工作于f m<f s<f r范围内；
在脉冲峰值输出时，第1–n子系统谐振电流进行交错相位调节，增大功率输出的同时减轻电网负担；
所述主电路包括输入整流滤波模块、逆变模块、LLC谐振模块、功率变压器和输出整流滤波模块，各模块依次顺序连接，其中，所述输入整流滤波模块一端与三相交流输入电网连接，其另一端与逆变模块连接；所述逆变模块与LLC谐振模块连接；所述功率变压器一端与LLC谐振模块连接，其另一端与输出整流滤波模块连接；所述输出整流滤波模块与电弧负载连接；
所述DSP控制模块与人机界面模块连接，所述人机界面模块包括ARM芯片、控制器、驱动器和LCD屏，其中，所述驱动器一端与ARM芯片连接，其另一端与LCD屏连接；所述控制器一端与ARM芯片连接，其另一端与LCD屏连接。
2.根据权利要求1所述的基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统，其特征在于，所述故障保护模块包括过压检测模块、欠压检测模块、过流检测模块、过温检测模块和门电路；过压检测模块和欠压检测模块均与三相交流输入电网连接，过流检测模块与功率变压器连接，过温检测模块与散热器连接，过压检测模块、欠压检测模块、过流检测模块和过温检测模块均与门电路连接；
所述逆变模块主要由四只功率开关管组成，分别为第一功率开关管V1、第二功率开关管V2、第三功率开关管V3及第四功率开关管V4，所述第一功率开关管的D极与输入整流滤波模块连接，第一功率开关管的S极与第三功率开关管的D极连接，第一功率开关管的G极与高频驱动模块连接；所述第二功率开关管的D极与输入整流滤波模块连接，第二功率开关管的S极与第四功率开关管的D极连接，第二功率开关管的G极与高频驱动模块连接；所述第三功率开关管的D极与第一功率开关管S极连接，第三功率开关管的S极与输入整流滤波模块连接，第三功率开关管的G极与高频驱动模块连接；所述第四功率开关管的D极与第二功率开关管S极连接，第四功率开关管的S极与输入整流滤波模块连接，第四功率开关管的G极与高频驱动模块连接；所述LLC谐振模块主要由谐振电感Lr、励磁电感Lm以及谐振电容Cr组成；所述谐振电容Cr一端与第一功率开关管S极连接，其另一端与谐振电感Lr连接，所述励磁电感Lm与功率变压器并联连接，一端与谐振电感Lr连接，其另一端与第四功率开关管D极连接；所述谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr和等效负载构成谐振腔；所述等效负载主要由功率变压器、输出整流滤波模块和电弧负载构成；
所述输出整流滤波模块包括第一整流二极管D1、第二整流二极管D2和第二电容C2；所述第一整流二极管D1和第二整流二极管D2的负极相互连接后与第二电容C2正极连接，所述第一整流二极管D1的正极与功率变压器连接，所述第二整流二极管D2的正极与功率变压器另一端连接，所述第二电容C2负极与地连接。
3.根据权利要求1所述的基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统，其特征在于，逆变模块和LLC谐振模块在脉冲峰值输出时，工作频率为f m<f s<f r，其中f m为最小谐振频率，f s为工作频率，f r为最佳谐振频率，工作在八个不同的阶段，基值输出时，工作频率为f s=f r，工作在六个不同的工作阶段：
脉冲峰值输出时，工作频率为f m<f s<f r：
所述LLC谐振模块在第一工作阶段即工作时间在t 0-t 1时，在该阶段初始时刻，电流流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联体二极管，将第一功率开关管V1及第四功率开关管V4两端电压箝位为零，为第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的零电压开通创造条件，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4零电压开通，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为负，所述功率变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；
所述LLC谐振模块在第二工作阶段即工作时间在t 1-t 2时，在该阶段初始时刻，流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联体二极管电流已经降为零，谐振电流经过零点变为正，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4已经实现零电压开通，电流流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，且极性保持上正下负，所述第一整流二极管D1保持开通，第二整流二极管D2保持关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升，由负变为正；
所述LLC谐振模块在第三工作阶段即工作时间在t 2-t 3时，在该阶段初始时刻，谐振电流和励磁电流相等，流经功率变压器原边的电流为零，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4保持导通，谐振腔内所有电流形成环流，不传递能量到副边，所述第一整流二极管D1实现零电流关断，无反向恢复问题，由于整流二极管全部处于关断状态，功率变压器副边输出电压失去对励磁电感Lm的箝位作用，因此励磁电感Lm参与到谐振过程，此时谐振电流和励磁电流一直相等；
所述LLC谐振模块在第四工作阶段即工作时间在t 3-t 4时，在该阶段初始时刻，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4关断，此时所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3也保持关断，由于回路中电感的存在，电流不能突变，因此，谐振电流给第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的寄生电容充电，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的寄生电容放电，当充放电过程完成之后，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联二极管导通续流，为第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的零电压开通创造条件；功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为正，所述功率变压器副边电压转换为下正上负，所述第二整流二极管D2开通，第一整流二极管D1关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降；
所述LLC谐振模块在第五工作阶段即工作时间在t 4-t 5时，在该阶段初始时刻，电流流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联体二极管，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3零电压开通，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为正，所述功率变压器副边电压下正上负，所述第一整流二极管D1保持关断，第二整流二极管D2保持开通，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降；
所述LLC谐振模块在第六工作阶段即工作时间在t 5-t 6时，在该阶段初始时刻，流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联体二极管电流已经降为零，谐振电流经过零点变为负，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3已经实现零电压开通，电流流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，且极性保持下正上负，所述第一整流二极管D1保持关断，第二整流二极管D2保持开通，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降，由正变为负；
所述LLC谐振模块在第七工作阶段即工作时间在t 6-t 7时，在该阶段初始时刻，谐振电流和励磁电流相等，流经功率变压器原边的电流为零，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3保持导通，谐振腔内所有电流形成环流，不传递能量到副边，所述第二整流二极管D2实现零电流关断，无反向恢复问题，由于整流二极管全部处于关断状态，副边输出电压失去对励磁电感Lm的箝位作用，因此励磁电感Lm参与到谐振过程，此时谐振电流和励磁电流一直相等；
所述LLC谐振模块在第八工作阶段即工作时间在t 7-t 8时，在该阶段初始时刻，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3关断，此时所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4也保持关断，由于回路中电感的存在，电流不能突变，因此，谐振电流给第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的寄生电容充电，第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的寄生电容放电，当充放电过程完成之后，第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联二极管导通续流；功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为负，所述变压器副边电压转换为上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；
基值输出时，工作频率为f s=f r：
所述LLC谐振模块在第一工作阶段在t 0-t 1时，在该阶段初始时刻，电流流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联体二极管，将第一功率开关管V1及第四功率开关管V4两端电压箝位为零，为第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的零电压开通创造条件，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4零电压开通，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为负，所述功率变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；
所述LLC谐振模块在第二工作阶段t 1-t 2时，在该阶段初始时刻，流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联体二极管电流已经降为零，谐振电流经过零点变为正，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4已经实现零电压开通，电流流经第一功率开关管V1及第四功率开关管V4，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，且极性保持上正下负，所述第一整流二极管D1保持开通，第二整流二极管D2保持关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升，由负变为正，在t 2时刻谐振电流和励磁电流相等；
所述LLC谐振模块在第三工作阶段t 2-t 3时，在该阶段初始时刻，所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4关断，此时所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3也保持关断，由于回路中电感的存在，电流不能突变，因此，谐振电流给第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的寄生电容充电，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的寄生电容放电，当充放电过程完成之后，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联二极管导通续流；功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为正，所述功率变压器副边电压转换为下正上负，所述第二整流二极管D2开通，第一整流二极管D1关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降；
所述LLC谐振模块在第四工作阶段t 3-t 4时，在该阶段初始时刻，电流流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联体二极管，第二功率开关管V2及第三功率开关管V3零电压开通，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为正，所述功率变压器副边电压下正上负，所述第一整流二极管D1保持关断，第二整流二极管D2保持开通，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降；
所述LLC谐振模块在第五工作阶段t 4-t 5时，在该阶段初始时刻，流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的反并联体二极管电流已经降为零，谐振电流经过零点变为负，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3已经实现零电压开通，电流流经第二功率开关管V2及第三功率开关管V3，功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，且极性保持下正上负，所述第一整流二极管D1保持关断，第二整流二极管D2保持开通，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性下降，由正变为负，在t 5时刻谐振电流和励磁电流相等；
所述LLC谐振模块在第六工作阶段t 5-t 6时，在该阶段初始时刻，所述第二功率开关管V2及第三功率开关管V3关断，此时所述第一功率开关管V1及第四功率开关管V4也保持关断，由于回路中电感的存在，电流不能突变，因此，谐振电流给第二功率开关管V2及第三功率开关管V3的寄生电容充电，第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的寄生电容放电，当充放电过程完成之后，第一功率开关管V1及第四功率开关管V4的反并联二极管导通续流；功率变压器原边电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流为负，所述功率变压器副边电压转换为上正下负，所述第一整流二极管D1开通，第二整流二极管D2关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升。
4.根据权利要求1所述的基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统，其特征在于，通过改变脉冲峰值输出时同时改变工作的子系统数目，从而实现较大范围调节峰值电流，并且使LLC谐振模块谐振频率始终在f m<f s<f r范围内。
5.根据权利要求1所述的基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统，其特征在于，所述人机界面模块采用ARM芯片STM32F103ZET6；
所述DSP控制模块采用TMS320F28035数字信号处理器，该数字信号处理器具有脉冲频率调制(Pulse frequency modulation, PFM)单元，采用PFM控制，实现对LLC谐振腔增益的控制，从而实现恒流输出控制。
6.一种用于权利要求1所述的基于LLC的双丝脉冲MIG焊电源系统的控制方法，其特征在于，包括同步相位、交替相位和独立相位的双丝脉冲相位控制；
同步相位的控制过程包括：主机电源模块和从机电源模块都引弧成功后，主机电源模块和从机电源模块同时进入脉冲基值阶段，主机电源模块中的第一子系统和从机电源模块中的第一子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T1，T1时间到则主机电源模块和从机电源模块同时进入峰值阶段工作，主机电源模块和从机电源模块中第1–n 子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T2，T2时间到则主机电源模块和从机电源模块同时进入脉冲基值阶段工作，如此往复；
交替相位的控制过程包括：主机电源模块和从机电源模块都引弧成功后，进入主机电源模块的脉冲峰值阶段和从机电源模块的脉冲基值阶段，主机电源模块第1–n 子系统工作，从机电源模块中的第一子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T1，T1时间到则切换到主机电源模块的脉冲基值阶段和从机电源模块的脉冲基值阶段工作，主机电源模块中第一子系统和从机电源模块中第一子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T2，T2时间到则切换到主机电源模块的脉冲基值阶段和从机电源模块的的脉冲峰值阶段工作，主机电源模块中第一子系统工作，从机电源模块中第1–n子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T3，T3时间到则切换到主机电源模块的脉冲基值阶段和从机电源模块的脉冲基值阶段工作，主机电源模块中的第一子系统和从机电源模块中的第一子系统工作，启动定时器计时，计算这一阶段的时间T4，T4时间到则切换到主机电源模块的脉冲峰值阶段和从机电源模块的脉冲基值阶段工作，如此往复。
独立相位的控制过程包括：主机电源模块引弧成功后，在脉冲峰值阶段和脉冲基值阶段中进行切换；从机电源模块引弧成功后，在脉冲峰值阶段和脉冲基值阶段中进行切换，主机电源模块和从机电源模块之间没有相位关系。
7.根据权利要求6所述的的控制方法，其特征在于，所述的控制方法还包括通过人机界面模块与DSP控制模块的交互通信，实现对主机电源模块和从机电源模块的协同控制，具体的控制过程包括：
人机界面模块检测焊枪开关是否闭合，若焊枪开关闭合则发送引弧指令，开启气阀提前送气，慢送丝引弧，DSP控制模块初始化并和人机界面模块通过CAN通信，DSP控制模块检测是否收到人机界面模块发送过来的引弧指令，若收到引弧指令则执行引弧控制，否则继续等待人机界面模块下一次指令；DSP控制模块收到来自人机界面模块的引弧指令后，进入引弧控制阶段，此时主机电源模块和从机电源模块中所有子系统同时工作输出峰值电流，DSP控制模块判断是否发生故障，如果发生故障则发送故障信号给人机界面模块，如果未发生故障则检测电流是否超过阈值，若未超过阈值，则继续执行引弧控制，若超过阈值，判断引弧成功，发送引弧成功指令给人机界面模块，人机界面模块判断是否收到DSP控制模块的故障信号，若收到故障信号则关闭所有输出并停止送丝送气，若未收到故障信号则判断是否收到引弧成功指令，如果收到引弧成功指令则发送脉冲循环指令，如果未收到引弧成功指令则继续慢送丝引弧，DSP控制模块检测是否收到人机界面模块脉冲循环指令，若收到脉冲循环指令则进入脉冲基值、脉冲峰值输出切换时序控制，以及脉冲基值阶段恒流和脉冲峰值阶段并联均流恒流控制；
DSP控制模块根据人机界面模块发送的脉冲循环指令实现对脉冲基值阶段、脉冲峰值阶段电流输出的开关切换，主机电源模块或从机电源模块脉冲峰值输出时，其内部第1–n子系统同时工作，输出脉冲峰值电压和脉冲峰值电流；主机电源模块或从机电源模块脉冲基值输出时，其内部的第一子系统工作，输出脉冲基值电压和脉冲基值电流；脉冲基值输出时，主机电源模块和从机电源模块中第一子系统的LLC谐振模块工作于谐振频率最佳工作点f s=f r，脉冲峰值输出时，主机电源和从机电源中第1–n 子系统并联均流输出，当设定的峰值电流不同时，每一个子系统所分担的电流不同，电压也会发生波动，只要保证设定的峰值电流小于或者等于基值电流的N倍，就实现功率变压器原边MOSFET功率开关管零电压开通、功率变压器副边整流二极管零电流关断，此时电能转换效率依然高于硬开关或者移相全桥软开关；
在焊接过程中，DSP控制模块不断检测是否发生故障，如果发生故障则发送故障信号给人机界面模块，如果未发生故障则判断是否收到收弧指令，若收到收弧指令则执行收弧控制，若未收到收弧指令则继续脉冲循环；人机界面模块不断检测是否收到故障信号，若收到故障信号则关闭所有输出并停止送丝送气，若未收到故障信号则判断焊枪开关是否闭合，如果焊枪开关闭合则继续与DSP控制模块通信检测故障信号，如果焊枪开关断开，人机界面模块向DSP控制模块发送收弧指令，并停止送丝，DSP控制模块执行收弧控制后人机界面模块停止送气进入待机状态。
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