CN106076642A - 静电除尘高频高压电源系统及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种静电除尘高频高压电源系统及控制方法，主要控制步骤为：静电除尘高频高压电源的LCC谐振电流和二次输出电压值依次通过信号采集电路、调理电路、A\D转换电路后，将数字电压信号传递给DSP控制电路。DSP芯片结合主电路传递来的电流、电压实际值与系统的预设值进行比较，发出PWM控制信号给数字逻辑单元和IGBT驱动电路，PWM信号通过处理和放大，最终用于控制全桥逆变器。本发明涉及的控制方法将变频控制策略与移相控制策略进行有效结合，并利用双闭环的控制结构对系统不同阶段的扰动进行分级控制，改善了系统的动态特性，对复杂工况有着较强的适应性，并缩窄了开关的频率变化，有效降低关断损耗、显著提高了系统的整体效率。

Description

静电除尘高频高压电源系统及控制方法

技术领域

本发明涉及一种静电除尘高频高压电源系统，尤其涉及一种静电除尘高频高压电源系统的控制方法，属于环保设备技术领域。

技术背景

近些年，雾霾严重、PM2.5浓度值超标等环境问题严重影响着人们健康的同时也束缚了工业化的进一步发展。造成这一系列现象的主要原因是工业生产过程中未经处理便排放到空气中的烟(粉)尘，因此治理工业粉尘污染越来越受到人们的重视。

高频高压静电除尘器以其除尘效率高、电网污染小等诸多优势，成为静电除器发展的主流趋势。高频高压静电除尘电源是高频高压静电除尘器的核心部分，对静电除尘的除尘效率和运行稳定性具有重要影响。目前，绝大部分高频电源仍采用单闭环的PID控制器和变频控制策略。

因为实际的电源系统为滞后系统，工作环境复杂，具有非线性、多变性及复杂性的特点，很难精准地得到数学模型，使得传统PID控制器的控制参数难以选定，不能实时根据火化率的变化对电源进行有效调节；变频控制具有过程简单且损耗分布均匀等优点，但开关频率范围变化大、关断损耗大、磁性元件优化复杂等缺点影响了电源系统的整体效率。

申请号为201410220497.8的专利文献公开了一种静电除尘电源分数阶PID控制方法，所公开的方法是采用基波近似法计算出高频静电除尘电源的传递函数，而忽略了高次谐波和外部环境干扰对高频静电除尘电源的重要影响，使得系统的建模不准确，严重影响了电源系统的控制响应效果。

因此，一种具有良好动、静态性能，可以实现PID参数在线自整定功能的控制器；以及一种能够缩窄开关频率变化、降低关断损耗、提高系统整体效率的控制方法值得被深入研究。

发明内容

本发明的目的在于提供一种静电除尘高频高压电源系统及控制方法，较现有技术而言，具有更好的动、静态性能，对复杂工况有着较强的适应性，能提高系统的整体效率和控制响应速度。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：

一种静电除尘高频高压电源系统，包括主电路10、控制电路22；

所述主电路10包括三相电抗器2、三相整流桥3、滤波电容4、全桥逆变器5、LCC谐振变换器6、高频大功率变压器7、全桥整流器8、静电除尘器负载等效电路9；所述三相电抗器2的三个输出端分别与三相整流桥3的每个桥臂中点相连接，滤波电容4并联在三相整流桥3的两个输出端，全桥逆变器5的两个输入端与滤波电容4并联，LCC谐振变换器6的输入端与全桥逆变器5的输出端并联，LCC谐振变换器6的输出端与高频大功率变压器7一次侧相并联，高频大功率变压器7二次侧与全桥整流器8的输入端相并联，全桥整流器8的输出端与静电除尘器负载等效电路9并联；

所述控制电路22包括电流采集电路11、电压采集电路12、调理电路15、AD转换电路16、DSP控制电路19、IGBT驱动电路20、数字逻辑单元21；主电路的LCC谐振电流和二次输出电压分别通过电流采集电路11和电压采集电路12采集并转化为电压信号后传递给调理电路15进行滤波、隔离和调理，调理后的电压模拟量通过AD转换电路16转化成数字量后传递给DSP控制电路19，DSP控制电路19发出PWM波信号通过数字逻辑单元21和IGBT驱动电路20的处理和放大，对全桥逆变器5进行控制。

一种静电除尘高频高压电源系统的控制方法，采用一种双闭环、双控制策略的控制结构：内环使用LCC谐振电流i作为PID控制器29的输入信号，PID控制器29输出采用变频控制策略，控制全桥逆变器24滞后桥臂上两个IGBT S3、S4开通和关断的频率，达到快速调节LCC谐振电流频率的目的；外环使用二次输出电压U作为模糊PID控制器30的输入信号，模糊PID控制器30输出采用移相控制策略，通过调节全桥逆变器24超前桥臂上两个IGBT S1、S2的占空比来改变系统的二次输出电压值U，使静电除尘器达到最佳火化率。

本发明的目的还可以通过以下技术措施进一步实现：

前述静电除尘高频高压电源系统的控制方法，其中内环控制采用PID控制器，由比例K_p、积分K_i、微分K_d环节和被控对象组成，控制器输入量为LCC谐振电流频率的实际值与预设值的偏差e₁，输出量为开关频率u₁，用于控制全桥逆变器24上S3、S4的开关频率；系统的PID控制方程为：

$u\left(t\right)=K_p\[e\left(t\right)+\frac{1}{T_I}{\∫}_0^{t}e\left(t\right)dt+\frac{T_{D}de\left(t\right)}{dt}\]$

式中，K_p为比例系数，T₁为积分时间常数，T_D为微分时间常数，e为偏差值，u为控制器输出量；比例环节即为按比例反映除尘电源系统谐振电流频率实际值与预设值之间的差值；积分环节主要是为了消除经比例环节调节后还剩余的差量即静差，使得最终除尘电源系统谐振电流频率尽可能地接近预设值；微分环节是反应差值的变化率，通过该环节的调节可以使得调节时间加快，加速除尘电源系统稳定时间；PID控制器的参数为：比例参数K_p＝0.7；积分参数K_i＝0.33；微分参数K_d＝0.01。

前述静电除尘高频高压电源系统的控制方法，其中外环控制采用模糊PID控制器；模糊PID自整定是找出PID三个参数与误差e和误差变化ec之间的模糊关系，在运行中通过不断检测e和ec，根据模糊控制原理来对三个参数进行在线修改，以满足不同e和ec时对控制参数的不同要求，而使被控对象有良好的动、静态性能；

控制器输入量为二次输出电压实际值与预设值的误差e₂和误差变化ec₂，输出量为占空比u₂，用于调节全桥逆变器24上S1、S2的占空比；

设计方法包括以下步骤：

(1)输入量偏差e₂、偏差变化ec₂的模糊化；

首先要对输入量进行模糊化处理，e₂，ec₂，Δk_p,Δk_i,Δk_d的语言值均为:{NB,NM,NS,0,PS,PM,PB},隶属度函数采用灵敏性强的三角函数，为增强系统的鲁棒性，提高隶属度函数的分辨率，在0值附近的函数形状取得更陡；

e₂的基本论域为：[-70000,70000]；

ec₂的基本论域为[-250，250]；

Δk_p基本论域为[-0.6,0.6]；

Δk_i基本论域为[-0.006,0.006]；

Δk_d基本论域为[-0.002,0.002]；

以上各变量的模糊量分别为：E₂,EC₂,ΔK_i,ΔK_d，其论域均为：[-3，-2-1,0,1，2，3]；

输出导通占空比u₂的基本论域[0，0.5],论域为[0,1]；

输入e₂、ec₂、u₂的量化因子为：k_e＝3/70000，k_ec＝3/250，k_u＝2；

(2)参数整定规则的确定及建立模糊控制规则表；所述参数整定规则的确定包括：

成比例的反映控制系统的偏差信号e的比例环节；用于消除静差，提高系统的无差度，对误差进行积分和对系统控制有一定的滞后作用的积分环节；能反映偏差信号的变化趋势，并能在偏差信号值变得太大之前加入一个修正信号，加快系统的响应速度，减少超调时间，增强系统稳定性的微分环节；

其中参数整定规则是根据除尘电源系统典型输出响应曲线的四个阶段来制定的：

1)A₀A₁阶段，E＞0,EC＜0，输出电压小于且趋向参考电压；

2)A₁A₂阶段，E＜0,EC＜0,输出电压大于且偏离参考电压；

3)A₂A₃阶段，E＜0.EC＞0,输出电压大于且趋向参考电压；

4)A₃A₄阶段，E＞0,EC＞0,输出电压小于且偏离参考电压；

分别制定4个阶段相应的模糊规则；

1)A₀A₁阶段，当输出电压在A₀点附近时，需要大的导通占空比对电容充电，从而增大输出电压；为提高系统响应速度，需增大导通占空比的PID比例控制系数K_p、积分控制系数K_i，减小微分控制系数K_d，即ΔK_p＞0,ΔK_i＞0,ΔK_d＜0；当输出电压快趋近参考电压A₁点时，需要考虑减小超调，所以需要减小K_p、K_i，增大K_d，即ΔK_p＜0,ΔK_i＜0,ΔK_d＞0；所以在A₀A₁阶段，ΔK_p、ΔK_i呈减小的趋势,ΔK_d呈现增大的趋势；

2)A₁A₂阶段，整个阶段需要小的导通占空比对电容放电，以减小输出电压，为提高响应速度，需要增大K_p、K_d，减小K_i，即ΔK_p＞0,ΔK_i＜0,ΔK_d＞0；

3)A₂A₃阶段，当输出电压在A₂点附近时，需要小的导通占空比对电容放电，从而减小输出电压；需要增大K_p,减小K_i和K_d，即ΔK_p＞0,ΔK_i＜0,ΔK_d＜0,加快响应速度；当输出电压接近A₃点时需要考虑减小超调，所以需要减小K_p，增大K_i和K_d，即ΔK_p＜0,ΔK_i＞0,ΔK_d＞0；所以在A₂A₃阶段，ΔK_p呈减小的趋势，ΔK_i、ΔK_d呈现增大的趋势；

4)A₃A₄阶段，在整个阶段都需要大的导通占空比对电容充电，从而增大输出电压，为提高响应速度和减少超调，需要增大K_p、K_i和K_d，即ΔK_p＞0,ΔK_i＞0,ΔK_d＞0；

(3)模糊推理和去模糊化

根据模糊规则，对输入偏差e和偏差变化ec经过推理可以得出相应的输出变量；首先求出输出变量的隶属度，对应ΔK_p的第一条模糊规则的隶属度为：

μ(ΔK_p)＝μ_NB(e)∧μ_NB(ec)

这里“∧”为取小符号，μ为隶属度函数；

以此类推可以求得输出变量ΔK_p在不同偏差和偏差变化下的所有模糊规则调整的隶属度；在某一采样时刻，根据偏差和偏差率的测量值可以求得此时ΔK_p的值为：

${\mathrm{\ΔK}}_p=\frac{\underset{j=1}{\overset{49}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\μ}}_{pj}\left({\mathrm{\ΔK}}_p\right)*{\mathrm{\ΔK}}_{pj}}{\underset{j=1}{\overset{49}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\μ}}_{pj}\left({\mathrm{\ΔK}}_p\right)}$

式中，μ_pj(ΔK_p)其中(j＝1,2,…,49)是由当前e和ec的测量值经过量化后所对应的ΔK_p的隶属度；ΔK_i、ΔK_d同理；所得到的模糊量乘以比例因子，得到PID参数整定的算式为：

K_p＝K_p0+ΔK_p

K_i＝K_i0+ΔK_i

K_d＝K_d0+ΔK_d

式中，K_p0、K_i0、K_d0是K_p、K_i、K_d的初始值，ΔK_p、ΔK_i、ΔK_d是模糊控制器的输出，即PID的参数修正量；

在每个运行周期，外环模糊PID控制器以内环PID控制器输出的频率值为准，通过调节逆变全桥超前桥臂上两个IGBT S1、S2的占空比u₂来改变系统输出电压值，使其达到最佳火化率。

前述静电除尘高频高压电源系统，其中的PID控制器和模糊PID控制器由型号为TMS320F28335的DSP芯片实现，AD芯片采用ADS7869；驱动模块为CONCEPT公司的2SD315AI-33。

本发明的优点和显著效果在于：

通过双闭环模糊PID控制，使系统具有更好的动、静态性能，对复杂工况有着较强的适应性，能提高系统的整体效率和控制响应速度。系统加入外环模糊PID控制器后可以确保二次输出电压实际值与预设值相等，通过精准的调节输出电压达到最佳火花率的目的。较单闭环系统而言，不仅得到更快的控制响应速度，也实现到了更高的控制精度。

附图说明

图1为本发明的电源系统总体结构图；

图2为本发明的双闭环控制流程图；

图3为本发明的双控制器结构图；

图4为本发明的模糊PID控制器设计方法流程图；

图5为本发明的典型输出相应曲线图；

图6为本发明的模糊控制规则表。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明：

如图1所示，一种静电除尘高频高压电源系统的主电路10包括：三相电抗器2、三相整流桥3、滤波电容4、全桥逆变器5、LCC谐振变换器6、高频大功率变压器7、全桥整流器8、静电除尘器负载等效电路9。其中，三相电抗器2的三个输出端分别与三相整流桥3的每个桥臂中点相连接，滤波电容4并联在三相整流桥3的两个输出端，全桥逆变器5的两个输入端与滤波电容4并联，LCC谐振变换器6的输入端与全桥逆变器5的输出端并联，LCC谐振变换器6的输出端与高频大功率变压器7一次侧相并联，高频大功率变压器7二次侧与全桥整流器8的输入端相并联，全桥整流器8的输出端与静电除尘器负载等效电路9并联。电路工作方式为：三相工频交流电1通过三相电抗器2平波后，输入给三相整流桥3进行整流，整流后的母线直流电压经过滤波电容4滤波后，传输到全桥逆变器5进行逆变，逆变后的高频交流电经过LCC谐振变换器6后，输入到高频大功率变压器7一次侧进行升压，抬升过的电压由二次侧传输到全桥整流器8进行整流，整流后的高频高压直流电用于向静电除尘器负载等效电路9提供能量。

如图1所示，静电除尘高频高压电源系统的控制电路22由电流采集电路11、电压采集电路12、调理电路15、AD转换电路16、DSP控制电路19、数字逻辑单元21、IGBT驱动电路20构成。其中，LCC谐振电流和二次输出电压分别通过电流采集电路11和电压采集电路12的采集并转化为相应的电压信号后，传递给调理电路15进行滤波、隔离和调理，调理后的电压模拟量通过AD转换电路16转化成数字量后传递给DSP控制电路19，DSP控制电路19发出PWM波信号通过数字逻辑单元21和IGBT驱动电路20的处理和放大，最终用于控制全桥逆变器5。

如图2所示，静电除尘高频高压电源系统的新型控制方法采用一种双闭环、双控制策略的控制结构：内环使用LCC谐振电流i作为PID控制器29的输入信号，PID控制器29输出采用变频控制31策略，控制逆变全桥24滞后桥臂上两个IGBT(S3、S4)开通和关断的频率，达到快速调节LCC谐振电流频率的目的；外环使用二次输出电压U作为模糊PID控制器30的输入信号，模糊PID控制器30输出采用移相控制32策略的特征，通过调节逆变全桥24超前桥臂上两个IGBT(S1、S2)的占空比来改变系统的二次输出电压值U，使静电除尘器达到最佳火化率。

如图3所示，静电除尘高频高压电源系统的内环控制主要采用PID控制器Ⅰ33，主要由比例K_p、积分K_i、微分K_d环节和被控对象组成，控制器输入量为LCC谐振电流频率的实际值与预设值的偏差e₁，输出量为开关频率u₁，用于控制逆变全桥24上S3、S4的开关频率。系统的PID控制方程为：

$u\left(t\right)=K_p\[e\left(t\right)+\frac{1}{T_I}{\∫}_0^{t}e\left(t\right)dt+\frac{T_{D}de\left(t\right)}{dt}\]$

式中，K_p为比例系数，T₁为积分时间常数，T_D为微分时间常数，e为偏差值，u为控制器输出量。比例环节即为按比例反映除尘电源系统谐振电流频率实际值与预设值之间的差值；积分环节主要是为了消除经比例环节调节后还剩余的差量即静差，使得最终除尘电源系统谐振电流频率尽可能地接近预设值；微分环节是反应差值的变化率，通过该环节的调节可以使得调节时间加快，加速除尘电源系统稳定时间。因此对PID控制器中的参数进行多次试凑并仿真，最终得到PID控制器的参数为：比例参数K_p＝0.7；积分参数K_i＝0.33；微分参数K_d＝0.01。考虑到实际情况同时还需要设置PWM波频率的上限，预设谐振电流为160A。

系统加入内环PID控制器后可以确保一次电流实际频率与预设频率相等，达到快速调节一次电流的目的。本系统较单闭环系统而言，有更快的控制响应速度，但可能有一定误差，需要外环控制器进一步细调。

如图3所示，静电除尘高频高压电源系统的外环控制主要采用模糊PID控制器Ⅱ34。模糊PID自整定是找出PID三个参数与误差e和误差变化ec之间的模糊关系，在运行中通过不断检测e和ec，根据模糊控制原理来对三个参数进行在线修改，以满足不同e和ec时对控制参数的不同要求，而使被控对象有良好的动、静态性能。

控制器输入量为二次输出电压实际值与预设值的误差e₂和误差变化ec₂，输出量为占空比u₂，用于调节逆变全桥24上S1、S2的占空比。

如图4所示，设计方法包括以下步骤：

(1)输入量偏差e₂、偏差变化ec₂的模糊化；

(2)参数整定规则的确定及建立模糊控制规则表；

(3)模糊推理和去模糊化；

(1)首先要对输入量进行模糊化处理，e₂，ec₂，Δk_p,Δk_i,Δk_d的语言值均为:{NB,NM,NS,0,PS,PM,PB},隶属度函数采用灵敏性强的三角函数，为增强系统的鲁棒性，提高隶属度函数的分辨率，在0值附近的函数形状取得更陡；

e₂的基本论域为：[-70000,70000]；

ec₂的基本论域为[-250，250]；

Δk_p基本论域为[-0.6,0.6]；

Δk_i基本论域为[-0.006,0.006]；

Δk_d基本论域为[-0.002,0.002]；

以上各变量的模糊量分别为：E₂,EC₂,,ΔK_i,ΔK_d，其论域均为：[-3，-2-1,0,1，2，3]；

输出导通占空比u₂的基本论域[0，0.5],论域为[0,1]；

输入e₂、ec₂、u₂的量化因子为：k_e＝3/70000，k_ec＝3/250，k_u＝2；

(2)所述参数整定规则的确定包括：

成比例的反映控制系统的偏差信号e的比例环节；用于消除静差，提高系统的无差度，对误差进行积分和对系统控制有一定的滞后作用的积分环节；能反映偏差信号的变化趋势，并能在偏差信号值变得太大之前加入一个修正信号，加快系统的响应速度，减少超调时间，增强系统稳定性的微分环节。

如图5所示，参数整定规则是根据除尘电源系统典型输出响应曲线的四个阶段来制定的：

1)A₀A₁阶段，E＞0,EC＜0，输出电压小于且趋向参考电压。

2)A₁A₂阶段，E＜0,EC＜0,输出电压大于且偏离参考电压。

3)A₂A₃阶段，E＜0.EC＞0,输出电压大于且趋向参考电压。

4)A₃A₄阶段，E＞0,EC＞0,输出电压小于且偏离参考电压。

分别制定4个阶段相应的模糊规则；

1)A₀A₁阶段，当输出电压在A₀点附近时，需要大的导通占空比对电容充电，从而增大输出电压。为提高系统响应速度，需增大导通占空比的PID比例控制系数K_p、积分控制系数K_i，减小微分控制系数K_d，即ΔK_p＞0,ΔK_i＞0,ΔK_d＜0；当输出电压快趋近参考电压A₁点时，需要考虑减小超调，所以需要减小K_p、K_i，增大K_d，即ΔK_p＜0,ΔK_i＜0,ΔK_d＞0。所以在A₀A₁阶段，ΔK_p、ΔK_i呈减小的趋势,ΔK_d呈现增大的趋势。

2)A₁A₂阶段，整个阶段需要小的导通占空比对电容放电，以减小输出电压。为提高响应速度，需要增大K_p、K_d，减小K_i，即ΔK_p＞0,ΔK_i＜0,ΔK_d＞0；

3)A₂A₃阶段，当输出电压在A₂点附近时，需要小的导通占空比对电容放电，从而减小输出电压。需要增大K_p,减小K_i和K_d，即ΔK_p＞0,ΔK_i＜0,ΔK_d＜0,加快响应速度；当输出电压接近A₃点时需要考虑减小超调，所以需要减小K_p，增大K_i和K_d，即ΔK_p＜0,ΔK_i＞0,ΔK_d＞0。所以在A₂A₃阶段，ΔK_p呈减小的趋势，ΔK_i、ΔK_d呈现增大的趋势；

4)A₃A₄阶段，在整个阶段都需要大的导通占空比对电容充电，从而增大输出电压，为提高响应速度和减少超调，需要增大K_p、K_i和K_d，即ΔK_p＞0,ΔK_i＞0,ΔK_d＞0；

(3)模糊推理和去模糊化中，

根据模糊规则，对输入偏差e和偏差变化ec经过推理可以得出相应的输出变量。首先求出输出变量的隶属度，例如图6，对应ΔK_p的第一条模糊规则的隶属度为：

μ(ΔK_p)＝μ_NB(e)∧μ_NB(ec)

这里“∧”为取小符号，μ为隶属度函数。

以此类推可以求得输出变量ΔK_p在不同偏差和偏差变化下的所有模糊规则调整的隶属度。在某一采样时刻，根据偏差和偏差率的测量值可以求得此时ΔK_p的值为：

${\mathrm{\ΔK}}_p=\frac{\underset{j=1}{\overset{49}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\μ}}_{pj}\left({\mathrm{\ΔK}}_p\right)*{\mathrm{\ΔK}}_{pj}}{\underset{j=1}{\overset{49}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\μ}}_{pj}\left({\mathrm{\ΔK}}_p\right)}$

式中，μ_pj(ΔK_p)其中(j＝1,2,…,49)是由当前e和ec的测量值经过量化后所对应的ΔK_p的隶属度。ΔK_i、ΔK_d同理。所得到的模糊量乘以比例因子，得到PID参数整定的算式为：

K_p＝K_p0+ΔK_p

K_i＝K_i0+ΔK_i

K_d＝K_d0+ΔK_d

式中，K_p0、K_i0、K_d0是K_p、K_i、K_d的初始值，他们通过常规方法得到。ΔK_p、ΔK_i、ΔK_d是模糊控制器的输出，即PID的参数修正量。

在每个运行周期，外环模糊PID控制器以内环PID控制器输出的频率值为准，通过调节逆变全桥超前桥臂上两个IGBT(S1、S2)的占空比u₂来改变系统输出电压值，使其达到最佳火化率。

系统加入外环模糊PID控制器后可以确保二次输出电压实际值与预设值相等，通过精准的调节输出电压达到最佳火花率的目的。较单闭环系统而言，不仅得到更快的控制响应速度，也实现到了更高的控制精度。

静电除尘高频高压电源系统的PID控制器和模糊PID控制器由型号为TMS320F28335的DSP芯片实现，AD芯片采用ADS7869。为保证IGBT工作正常，选用瑞士CONCEPT公司的2SD315AI-33驱动模块。

除上述事实例外，本发明还可以有其他实施方式，凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案，均落在本发明要求的保护范围内。

Claims (5)

1.一种静电除尘高频高压电源系统，其特征在于，包括主电路(10)、控制电路(22)；所述主电路(10)包括三相电抗器(2)、三相整流桥(3)、滤波电容(4)、全桥逆变器(5)、LCC谐振变换器(6)、高频大功率变压器(7)、全桥整流器(8)、静电除尘器负载等效电路(9)；所述三相电抗器(2)的三个输出端分别与三相整流桥(3)的每个桥臂中点相连接，滤波电容(4)并联在三相整流桥(3)的两个输出端，全桥逆变器(5)的两个输入端与滤波电容(4)并联，LCC谐振变换器(6)的输入端与全桥逆变器(5)的输出端并联，LCC谐振变换器(6)的输出端与高频大功率变压器(7)一次侧相并联，高频大功率变压器(7)二次侧与全桥整流器(8)的输入端相并联，全桥整流器(8)的输出端与静电除尘器负载等效电路(9)并联；所述控制电路(22)包括电流采集电路(11)、电压采集电路(12)、调理电路(15)、AD转换电路(16)、DSP控制电路(19)、IGBT驱动电路(20)、数字逻辑单元(21)；主电路的LCC谐振电流和二次输出电压分别通过电流采集电路(11)和电压采集电路(12)采集并转化为电压信号后传递给调理电路(15)进行滤波、隔离和调理，调理后的电压模拟量通过AD转换电路(16)转化成数字量后传递给DSP控制电路(19)，DSP控制电路(19)发出PWM波信号通过数字逻辑单元(21)和IGBT驱动电路(20)的处理和放大，对全桥逆变器(5)进行控制。

2.一种如权利要求1所述静电除尘高频高压电源系统的控制方法，其特征在于，系统控制方法采用双闭环、双控制策略的控制结构：内环使用LCC谐振电流i作为PID控制器(29)的输入信号，PID控制器(29)输出采用变频控制(31)策略，控制全桥逆变器(24)滞后桥臂上两个IGBT S3、S4开通和关断的频率，达到快速调节LCC谐振电流频率的目的；外环使用二次输出电压U作为模糊PID控制器(30)的输入信号，模糊PID控制器(30)输出采用移相控制(32)策略的特征，通过调节全桥逆变器(24)超前桥臂上两个IGBT S1、S2的占空比来改变系统的二次输出电压值U，使静电除尘器达到最佳火化率。

3.如权利要求2所述静电除尘高频高压电源系统的控制方法，其特征在于，所述内环控制采用PID控制器，由比例K_p、积分K_i、微分K_d环节和被控对象组成，控制器输入量为LCC谐振电流频率的实际值与预设值的偏差e₁，输出量为开关频率u₁，用于控制全桥逆变器24上S3、S4的开关频率；系统的PID控制方程为：

$u\left(t\right)=K_p\[e\left(t\right)+\frac{1}{T_I}{\∫}_0^{t}e\left(t\right)dt+\frac{T_{D}de\left(t\right)}{dt}\]$

式中，K_p为比例系数，T₁为积分时间常数，T_D为微分时间常数，e为偏差值，u为控制器输出量；比例环节即为按比例反映除尘电源系统谐振电流频率实际值与预设值之间的差值；积分环节主要是为了消除经比例环节调节后还剩余的差量即静差，使得最终除尘电源系统谐振电流频率尽可能地接近预设值；微分环节是反应差值的变化率，通过该环节的调节可以使得调节时间加快，加速除尘电源系统稳定时间；PID控制器的参数为：比例参数K_p＝0.7；积分参数K_i＝0.33；微分参数K_d＝0.01。

4.如权利要求2所述静电除尘高频高压电源系统的控制方法，其特征在于，所述外环控制采用模糊PID控制器；模糊PID自整定是找出PID三个参数与误差e和误差变化ec之间的模糊关系，在运行中通过不断检测e和ec，根据模糊控制原理来对三个参数进行在线修改，以满足不同e和ec时对控制参数的不同要求，而使被控对象有良好的动、静态性能；

控制器输入量为二次输出电压实际值与预设值的误差e₂和误差变化ec₂，输出量为占空比u₂，用于调节全桥逆变器24上S1、S2的占空比；

设计方法包括以下步骤：

(1)输入量偏差e₂、偏差变化ec₂的模糊化；

首先要对输入量进行模糊化处理，e₂，ec₂，Δk_p,Δk_i,Δk_d的语言值均为:{NB,NM,NS,0,PS,PM,PB},隶属度函数采用灵敏性强的三角函数，为增强系统的鲁棒性，提高隶属度函数的分辨率，在0值附近的函数形状取得更陡；

e₂的基本论域为：[-70000,70000]；

ec₂的基本论域为[-250，250]；

Δk_p基本论域为[-0.6,0.6]；

Δk_i基本论域为[-0.006,0.006]；

Δk_d基本论域为[-0.002,0.002]；

以上各变量的模糊量分别为：E₂,EC₂,ΔK_i,ΔK_d，其论域均为：[-3，-2-1,0,1，2，3]；

输出导通占空比u₂的基本论域[0，0.5],论域为[0,1]；

输入e₂、ec₂、u₂的量化因子为：k_e＝3/70000，k_ec＝3/250，k_u＝2；

(2)参数整定规则的确定及建立模糊控制规则表；所述参数整定规则的确定包括：

成比例的反映控制系统的偏差信号e的比例环节；用于消除静差，提高系统的无差度，对误差进行积分和对系统控制有一定的滞后作用的积分环节；能反映偏差信号的变化趋势，并能在偏差信号值变得太大之前加入一个修正信号，加快系统的响应速度，减少超调时间，增强系统稳定性的微分环节；

其中参数整定规则是根据除尘电源系统典型输出响应曲线的四个阶段来制定的：

1)A₀A₁阶段，E＞0,EC＜0，输出电压小于且趋向参考电压；

2)A₁A₂阶段，E＜0,EC＜0,输出电压大于且偏离参考电压；

3)A₂A₃阶段，E＜0.EC＞0,输出电压大于且趋向参考电压；

4)A₃A₄阶段，E＞0,EC＞0,输出电压小于且偏离参考电压；

分别制定4个阶段相应的模糊规则；

1)A₀A₁阶段，当输出电压在A₀点附近时，需要大的导通占空比对电容充电，从而增大输出电压；为提高系统响应速度，需增大导通占空比的PID比例控制系数K_p、积分控制系数K_i，减小微分控制系数K_d，即ΔK_p＞0,ΔK_i＞0,ΔK_d＜0；当输出电压快趋近参考电压A₁点时，需要考虑减小超调，所以需要减小K_p、K_i，增大K_d，即ΔK_p＜0,ΔK_i＜0,ΔK_d＞0；所以在A₀A₁阶段，ΔK_p、ΔK_i呈减小的趋势,ΔK_d呈现增大的趋势；

2)A₁A₂阶段，整个阶段需要小的导通占空比对电容放电，以减小输出电压，为提高响应速度，需要增大K_p、K_d，减小K_i，即ΔK_p＞0,ΔK_i＜0,ΔK_d＞0；

3)A₂A₃阶段，当输出电压在A₂点附近时，需要小的导通占空比对电容放电，从而减小输出电压；需要增大K_p,减小K_i和K_d，即ΔK_p＞0,ΔK_i＜0,ΔK_d＜0,加快响应速度；当输出电压接近A₃点时需要考虑减小超调，所以需要减小K_p，增大K_i和K_d，即ΔK_p＜0,ΔK_i＞0,ΔK_d＞0；所以在A₂A₃阶段，ΔK_p呈减小的趋势，ΔK_i、ΔK_d呈现增大的趋势；

4)A₃A₄阶段，在整个阶段都需要大的导通占空比对电容充电，从而增大输出电压，为提高响应速度和减少超调，需要增大K_p、K_i和K_d，即ΔK_p＞0,ΔK_i＞0,ΔK_d＞0；

(3)模糊推理和去模糊化

根据模糊规则，对输入偏差e和偏差变化ec经过推理可以得出相应的输出变量；首先求出输出变量的隶属度，对应ΔK_p的第一条模糊规则的隶属度为：

μ(ΔK_p)＝μ_NB(e)∧μ_NB(ec)

这里“∧”为取小符号，μ为隶属度函数；

以此类推可以求得输出变量ΔK_p在不同偏差和偏差变化下的所有模糊规则调整的隶属度；在某一采样时刻，根据偏差和偏差率的测量值可以求得此时ΔK_p的值为：

${\mathrm{\ΔK}}_p=\frac{\underset{j=1}{\overset{49}{\Σ}}{\mathrm{\μ}}_{pj}\left({\mathrm{\ΔK}}_p\right)*{\mathrm{\ΔK}}_{pj}}{\underset{j=1}{\overset{49}{\Σ}}{\mathrm{\μ}}_{pj}\left({\mathrm{\ΔK}}_p\right)}$

式中，μ_pj(ΔK_p)其中(j＝1,2,…,49)是由当前e和ec的测量值经过量化后所对应的ΔK_p的隶属度；ΔK_i、ΔK_d同理；所得到的模糊量乘以比例因子，得到PID参数整定的算式为：

K_p＝K_p0+ΔK_p

K_i＝K_i0+ΔK_i

K_d＝K_d0+ΔK_d

式中，K_p0、K_i0、K_d0是K_p、K_i、K_d的初始值，ΔK_p、ΔK_i、ΔK_d是模糊控制器的输出，即PID的参数修正量；

在每个运行周期，外环模糊PID控制器以内环PID控制器输出的频率值为准，通过调节逆变全桥超前桥臂上两个IGBT S1、S2的占空比u₂来改变系统输出电压值，使其达到最佳火化率。

5.如权利要求1所述静电除尘高频高压电源系统，其特征在于，所述PID控制器和模糊PID控制器由型号为TMS320F28335的DSP芯片实现，AD芯片采用ADS7869；驱动模块为CONCEPT公司的2SD315AI-33。