CN103560663A - 功率因数校正装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种功率因数校正装置及方法，其中装置包括功率因数校正主电路和滑模变结构控制器；滑模变结构控制器包括信号采集模块、带宽调节模块和磁滞比较器；带宽调节模块，接收功率因数校正主电路的输入电压和缓冲电容电压，输出带宽，输出的带宽随输入电压的变化而变化，以改变功率因数校正主电路的开关管频率；信号采集模块，采集功率因数校正主电路输出信号的反馈电压；磁滞比较器，根据信号采集模块采集的反馈电压与一给定的参考电压的比较结果产生滑模信号轨迹，将该滑模信号轨迹与带宽进行比较，产生周期控制信号，通过该控制信号调节功率因数校正主电路的占空比，以改变功率因数校正主电路的输出电压。

Description

功率因数校正装置及方法

技术领域

本发明涉及开关电源领域，尤其涉及一种功率因数校正装置及方法。

背景技术

近年来，性能优越的开关电源已经取代线性电源，成为电子系统中主要动力设备。在典型的开关电源中，交流电网经过整流桥后一般直接并联大电容，以获得波形较为平直的直流电压。这种传统的整流器虽然可以获得比较平直的直流电压，但它是一种非线性元件和储能元件的组合，只在输入交流电压的峰值部分才有输入电流，因此，输入电流发生严重畸变，呈现脉冲状。这种脉冲状的输入电流含有大量的谐波，严重污染了电网。为了减少开关电源输入谐波电流对电网产生的谐波污染，保证电网供电质量，提高电网可靠性；同时也提高输入端功率因数，以达到有效利用电能的目的，必须限制开关电源输入端的电流谐波含量。

传统的功率校正技术（PFC）由电感和电容构成。在二极管整流桥后添加一个滤波电感和滤波电容结合的无源网络使得输入电流满足谐波限制要求，虽然能使电路的功率因数提高到0.7-0.8，电流谐波含量降到40%以下，但滤波电感和滤波电容的值较大，因此体积较大，重量较重。也有人提出两级PFC变换器结构中由两个相互独立的变换器前级PFC级和后级DC/DC级分别实现输入电流整形和输出电压的快速调节。两级PFC方案具有优良的性能，如输入电流的总谐波失真度低，功率因数高；但是两级PFC方案因为具有至少两个开关管和两套控制电路，增加了成本和复杂度。

近年来提高功率因数的方法都需要在单级PFC电路的基础上加入外围电路予以实现，但是传统的控制策略包含以下几点不足：1)在电路运行的整个过程中，PID控制难以维持较高的动态特性；2)PWM和PFM控制器的调制复杂；3)PFC级和DC/DC级在运行过程中会相互影响，但两个相对独立的控制器之前没有建立连接，动态性能无法在短时间内得到改善。

发明内容

本发明针对现有技术中存在的上述缺陷，提供一种结构较为简单、动态性能好的功率因数校正装置及方法。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

提供一种功率因数校正装置，包括功率因数校正主电路和滑模变结构控制器；

所述滑模变结构控制器包括信号采集模块、带宽调节模块和磁滞比较器；

所述带宽调节模块，接收所述功率因数校正主电路的输入电压和缓冲电容电压，输出带宽，输出的带宽随输入电压的变化而变化，以改变所述功率因数校正主电路的开关管频率；

所述信号采集模块，采集所述功率因数校正主电路输出信号的反馈电压；

所述磁滞比较器，根据所述信号采集模块采集的反馈电压与一给定的参考电压的比较结果产生滑模信号轨迹，将该滑模信号轨迹与带宽进行比较，产生周期控制信号，通过该控制信号调节所述功率因数校正主电路的占空比，以改变功率因数校正主电路的输出电压。

本发明所述的装置中，所述功率因数校正主电路为单级隔离型功率因数校正变换器。

本发明所述的装置中，所述功率因数校正主电路包括级联的PFC变换器和DC-DC变换器，两者之间通过变压器连接；其中PFC变换器为Boost变换器，DC-DC变换器为Buck变换器。

本发明所述的装置中，若滑模信号轨迹为S，带宽为k，则所述磁滞比较器产生的周期控制信号为：当S<-k时,驱动PFC变换器的开关管断开，所述DC-DC变换器的输出电压降低；当-k<S<k时，控制开关管保持前一时刻状态不变；当S>k带宽时，驱动PFC变换器的开关管闭合，所述DC-DC变换器的输出电压升高。

本发明所述的装置中，该装置还包括软启动模块，与所述PFC变换器的开关管的驱动电路以及磁滞比较模块连接。

本发明解决其技术问题所采用的另一技术方案是：

提供一种功率因数校正方法，包括以下步骤：

根据功率因数校正主电路的输入电压和缓冲电容电压，输出带宽，输出的带宽随输入电压的变化而变化，以改变PFC变换器的开关管频率；

采集功率因数校正主电路输出信号的反馈电压；

根据采集的反馈电压与一给定的参考电压的比较结果产生滑模信号轨迹，将该滑模信号轨迹与带宽进行比较，产生周期控制信号；

通过该控制信号调节功率因数校正主电路的占空比，以改变功率因数校正主电路的输出电压。

本发明所述的方法中，若滑模信号轨迹为S，带宽为k，所述通过该控制信号调节所述PFC变换器的占空比具体为：

当S<-k时,驱动功率因数校正主电路的开关管断开，输出电压降低；

当-k<S<k时，控制开关管保持前一时刻状态不变；

当S>k带宽时，驱动开关管闭合，输出电压升高。

本发明产生的有益效果是：本发明的输出电压的调节不受开关管频率的影响，只和DC/DC级的输入电压及开关管的占空比有关，滑模变结构控制器通过调节开关管占空比，将输出电压偏差稳定在滑模线上，稳定滑模信号轨迹，实现稳定输出电压的快速调节。另外通过调节滑模控制器的磁滞带宽，对开关管频率进行调整，实现功率因数校正功能。在滑模面的滑动模态区内，滑动运动是渐进稳定的，具有良好的动态品质，从而提高系统动态性能。采用滑模变结构控制器具有稳态性好，鲁棒性强，暂态响应速度快的优点。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明实施例功率因数校正装置的结构框图；

图2是本发明实施例功率因数校正装置的拓扑结构图；

图3是本发明实施例带宽调节模块的电路图；

图4是本发明实施例磁滞比较器与PFC变换器、DC-DC变换器的电路图；

图5是本发明实施例的滑模信号轨迹示意图；

图6是本发明实施例控制电路与启动电路切换过程波形示意图；

图7是本发明实施例额定负载稳态工作时，使用本方法的系统输出电压、输入电流、整流电流、磁滞带宽、缓冲电容电压波形；

图8是本发明实施例负载切换至200%负载时，使用本方法的系统输入电流、输出电压、电感电流波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明实施例的功率因数校正装置包括功率因数校正主电路10和滑模变结构控制器20。本发明的一个实施例中，如图1所示，功率因数校正主电路10包括PFC变换器11和DC-DC变换器13；PFC变换器11和DC-DC变换器13之间通过变压器12连接；

滑模变结构控制器20包括信号采集模块21、带宽调节模块22和磁滞比较器23；

带宽调节模块22，接收PFC变换器30的输入电压和缓冲电容电压，输出带宽，输出的带宽随输入电压的变化而变化，以改变PFC变换器11的开关管频率。

信号采集模块21，采集DC-DC变换器13输出信号的反馈电压；

磁滞比较器23，根据信号采集模块21采集的反馈电压与一给定的参考电压的比较结果产生滑模信号轨迹，将该滑模信号轨迹与带宽进行比较，产生周期控制信号，通过该控制信号调节PFC变换器11的占空比，以改变DC-DC变换器13的输出电压。

功率因数校正主电路10可以为多种结构，如单独的Boost电路或单独的Buck电路，以及这两种电路的组合。本发明的一个较佳实施例中，采用单级的功率校正电路，由Boost变换器和Buck变换器级联而成，且输入输出实现电器隔离。电路拓扑如图2所示，PFC变换器11和DC-DC变换器13共用一个开关管，缓冲电容C_s作为PFC级的输出DC/DC级的能量来源实现了缓冲两级能量。PFC变换器11由第一电感L₁、开关管S₁、缓冲电容C_s、第一二极管D₁和第二二极管D₂等构成。交流电源经整流后得到的输入V_in依次串接第一电感L₁、第一二极管D₁及开关管S₁到地，第一电感L₁和第一二极管D₁的公共端与地之间连接第二二极管D₂及缓冲电容C_s，开关管S₁的栅极作为其控制端，第二二极管D₂和缓冲电容C_s的公共端为PFC模块输出端，该输出端与第一二极管D₁和开关管S₁的公共端之间串联变压器的原边。开关管S₁的控制端由控制电路输出端通过开关管驱动电路控制。DC/DC变压器20为Buck电路，Buck电路由第三二极管D₃、第四二极管D₄、第二电感L₂、滤波电容C₀和负载R_L等构成。

PFC变换器为升压变换器，DC/DC变换器为降压变换器，PFC变换器的输出作为DC/DC变换器的输入，通过变压器进行连接，变压器副边依次串接第三二极管D₃、第二电感L₂及负载R_L到地，第三二极管D₃和第二电感L₂的公共端与地之间连接第四二极管D₄，第二电感L₂和负载R_L的公共端与地之间连接滤波电容C₀，且该公共端为供电电压V₀输出端，该输出端与信号采集模块相连接，信号采集模块的输出为反馈电压βV₀。取自反馈电压βV₀与参考电压V_ref进行比较，经过滑模变结构控制器的处理获得周期控制信号μ，当控制信号μ为1时，开关管S₁闭合，使主电路的输出V₀减小，同时主电路的输出反馈电压βV₀减小；当控制信号μ为0时，开关管S₁断开，使主电路的输出V₀增大，同时主电路的输出反馈电压βV₀增大。最终使整个系统的输出反馈电压βV₀等于参考电压V_ref，以达到控制的目的。

本发明较佳实施例中，如图4所示，磁滞比较器23包括顺次连接的第一运算放大器U₁、施密特触发器U₂。反馈电压βV₀与参考电压V_ref进行比较的第一运算放大器U₁输出端输出滑模信号轨迹，该输出端连接施密特触发器U₂输入端，将信号轨迹与滑模带宽进行比较。磁滞比较器的输出端与主电路的开关管驱动电路连接。

如图3所示，带宽调节模块22包括顺次连接的第一乘法器U_1-1、第三运算放大器U₃、第四运算放大器U₄、第五运算放大器U₅、第六运算放大器U₆、第二乘法器U_1-2、第七运算放大器U₇、第八运算放大器U₈、第九运算放大器U₉、第十运算放大器U₁₀，带宽调节模块的输出端与所述磁滞比较模块的磁滞比较器供电电源端连接。

本发明的实施例中，当单级隔离型功率因数校正变换器工作在稳定状态时，如果缓冲电容取值足够大，缓冲电容上的电压近似为恒定电压。后级DC/DC级Buck变换器工作在电流连续模式，因此，输出电压对频率的变换不敏感，由此可得，输出电压可以表示为

$V_o=\frac{d{V}_{\mathrm{Cs}}}{N}---\left(1\right)$

其中，V_o为输出电压，V_Cs为缓冲电容电压，N为变压器的变比。式（2）所示为Buck变换器状态空间方程，

$\left[\begin{array}{c}\&CenterDot;\\ x_1\\ \&CenterDot;\\ x_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ -\frac{1}{L_2{C}_s}& -\frac{1}{R_L{C}_s}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ -\frac{\mathrm{\&beta;}{V}_{\mathrm{Cs}}}{N{L}_2{C}_s}\end{array}\right]u+\left[\begin{array}{c}0\\ \frac{V_{\mathrm{ref}}}{L_2{C}_s}\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中，V_ref为采集输出信号的参考电压，βV_o为采集到的输出电压，采集到的输出电压和参考电压的偏差x₁为输出误差，x₂为输出误差的变化率，u=0或1即为开关两种状态。

任何一个控制系统都有稳定状态的控制方程，在滑模控制系统中，当系统进入稳定状态时，控制方程将会稳定在滑模面S=0上。

S＝αx₁+x₂      (3)

式中α为滑模控制系数，决定了系统的动态性能。滑模面将整个平面分为两个不同的区域，当信号轨迹在平面中不同区域时，系统会根据不同的控制函数，使信号轨迹最终稳定在滑模面上。信号轨迹S反映了输出电压的动态偏差，决定了单级隔离型功率因数校正变换器的开关状态。如下式所示。

$u=\left\{\begin{array}{cc}1=\text{'}\mathrm{ON}\text{'}& \mathrm{whenS}>0\\ 0=\text{'}\mathrm{OFF}\text{'}& \mathrm{whenS}<0\end{array}\right.---\left(4\right)$

此外，对式（3）进行整理得，

$\mathrm{\&alpha;}{x}_1+{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_1=0\&RightArrow;x_1\left(t\right)=x_1\left(t_0\right)e^{-\mathrm{\&alpha;}(t-t_0)}---\left(5\right)$

式中t₀为任意时刻，x₁(t₀)为在任意时刻的输出电压偏差。滑模系数影响着系统的一阶动态响应，即

$\mathrm{\&tau;}=\frac{1}{\mathrm{\&alpha;}}---\left(6\right)$

为了保证快速高效的动态响应性能，通常滑模系数选取为

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{1}{R_L{C}_o}---\left(7\right)$

由此，再根据x₁=V_ref-βV_o,

可以得到滑模控制器的控制方程为：

S＝k₁(V_ref-βV_o)+k₂i_c      (8)

式中k₁＝1/R_LC_o，k₂＝-β/C_o，V_ref-βV_o为输出电压偏差，i_c为输出电容电流，等效为输出电压偏差的变化率，通过k₁，k₂参数进行信号放大完成控制器的信号轨迹。但在工程实践中，依然存在一个问题，电容的单位通常为uF，它的倒数数量级过大，在实践中会带来极大的误差。因此，对电容数量级通过信号缩小的方式来进行修正。如下式所示。

$S=\frac{C_o}{\mathrm{\&beta;}}\mathrm{\&alpha;x}1+\frac{C_o}{\mathrm{\&beta;}}x2---\left(9\right)$

由式（7）和（9）可以得到，

$S=\frac{1}{\mathrm{\&beta;}{R}_L}(V_{\mathrm{ref}}-\mathrm{\&beta;}{V}_o)-i_c---\left(10\right)$

如图2所示，Boost变换器输入电感电流和流过二极管后缓冲储能电容充电电流的波形，1/f_s为开关周期，d/f_s是开关导通时间，d'/f_s为二极管D₂流过电流的时间。当Boost变换器工作在电感电流断续模式时，可以得到，

$d\&prime;=\frac{V_i}{V_{\mathrm{Cs}}-V_i}d<(1-d)---\left(11\right)$

同时可以得到，Boost变换器的输入平均电流为

$\stackrel{\&OverBar;}{i_i}=\frac{d^2}{2f_s{L}_1}\frac{1}{1-V_i/V_{\mathrm{Cs}}}{V}_i---\left(12\right)$

式中，

为在一个开关周期内的平均值，d为占空比，L1为电感，公式中的V_i即输入电压V_in。通过上式，不难发现，如果将频率调整为下式，

那么平均输入电流将变为下式，

在理想情况下，进行多个开关周期后，信号轨迹最终会稳定在滑模面上。但实际情况并非如此，信号轨迹在滑模面附近以极高的频率抖振，不断逼近滑模面，却无法稳定在滑模面上。如果抖振脱离了控制，系统的开关频率将会无法控制。为了对抖振问题加以限制，同时对频率进行控制，不妨将滑模控制的原则重新定义：

$u=\left\{\begin{array}{cc}1=\text{'}\mathrm{ON}\text{'}& \mathrm{whenS}>k\\ 0=\text{'}\mathrm{OFF}\text{'}& \mathrm{whenS}<-k\end{array}\right.---\left(15\right)$

式中k为一个任意小的实数，S＝k和S＝-k为信号轨迹提供了一个控制抖振的区间，通过磁滞比较的方式将频率限定。因此，磁滞比较器产生的周期控制信号为：当滑模信号轨迹S<带宽k时,磁滞比较器输出低电平，驱动PFC变换器的开关断开，DC-DC变换器的输出电压降低；反之，当滑模信号轨迹S>带宽k时，驱动PFC变换器的开关闭合，输出电压升高。

为了对变换器的开关频率加以控制，需要建立带宽k，开关频率f_s之间的关系，图5所示为信号轨迹在进入滑模控制器后与带宽之间的关系。图中f^-和f⁺为信号轨迹在u＝0和u＝1时假设的信号移动速度。因此，可以得到：

$\mathrm{\&Delta;}{t}_1=\frac{2k}{\&dtri;S*f^{-}},\mathrm{\&Delta;}{t}_2=\frac{-2k}{\&dtri;S*f^{+}}---\left(16\right)$

式中Δt₁为信号轨迹在开关断开时以速度f^-从x移动到y的时间，同理，Δt₂为信号轨迹在开关管闭合时以速度f⁺从y移动到z的时间。代入（16）可以得到，

$\&dtri;S*f={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^n\frac{\&PartialD;S}{\&PartialD;x_i}\frac{d{x}_i}{\mathrm{dt}}=\frac{\mathrm{dS}}{\mathrm{dt}}=\stackrel{\&CenterDot;}{S}---\left(17\right)$

式中

$f=\left\{\begin{array}{ccc}{f}^{-}& \mathrm{for}& u=0\\ f^{+}& \mathrm{for}& u=1\end{array}\right.---\left(18\right)$

可以得到

$\mathrm{\&Delta;}{t}_1=\frac{2k}{{\stackrel{\&CenterDot;}{S}}_{u=0}},{\mathrm{\&Delta;t}}_2=\frac{-2k}{{\stackrel{\&CenterDot;}{S}}_{u=0}}---\left(19\right)$

$\mathrm{\&Delta;}{t}_1+\mathrm{\&Delta;}{t}_2=\frac{-2k\frac{V_{\mathrm{Cs}}}{N}}{{\left[(\frac{C_o}{\mathrm{\&beta;}}\mathrm{\&alpha;}-\frac{1}{\mathrm{\&beta;}{R}_L}{x}_2)\right]}^2{L}_2+\left[(\frac{C_o}{\mathrm{\&beta;}}-\frac{1}{\mathrm{\&beta;}{R}_L}{x}_2)\right](2V_o-\frac{V_{\mathrm{Cs}}}{N})+\frac{V_o(V_o-\frac{V_{\mathrm{cs}}}{N})}{L_2}}---\left(20\right)$

$f_s=\frac{1}{\mathrm{\&Delta;}{t}_1+\mathrm{\&Delta;}{t}_2}=\frac{{\left[(\frac{C_o}{\mathrm{\&beta;}}\mathrm{\&alpha;}-\frac{1}{\mathrm{\&beta;}{R}_L}{x}_2)\right]}^2{L}_2+\left[(\frac{C_o}{\mathrm{\&beta;}}-\frac{1}{\mathrm{\&beta;}{R}_l}{x}_2)\right](2V_o-\frac{V_{\mathrm{Cs}}}{N})+\frac{V_o(V_o-\frac{V_{\mathrm{Cs}}}{N})}{L_2}}{-2k\frac{V_{\mathrm{Cs}}}{N}}---\left(21\right)$

将式(7)代入式(21)中可得：

$f_s=\frac{V_o(1-\frac{V_o}{V_{\mathrm{Cs}}/N})}{2k{L}_2}---\left(22\right)$

$k=\frac{V_o(1-\frac{V_o}{V_{\mathrm{Cs}}/N})}{2f_{\mathrm{sd}}{L}_2}---\left(23\right)$

式中，f_sd为所期望稳定状态时的开关管频率，V_o为输出电压，V_Cs为DC/DC级的输入电压。因此，为了实现功率因数校正，基于式（13），（23）可得到调制后的带宽如下式所示

$k=\frac{{\mathrm{NV}}_o(1-\frac{{\mathrm{NV}}_o}{V_{\mathrm{Cs}}})}{2N^2{f}_{\mathrm{sd}}{L}_2}(1-\frac{V_i}{V_{\mathrm{Cs}}})---\left(24\right)$

在本发明的一个实施例中，该装置还包括软启动模块，与PFC变换器的开关管的驱动电路连接。驱动开关信号为逻辑与门的输出端，输入端分别为启动信号与滑模开关控制信号。启动前期，由于输出电压始终低于参考电压，因而滑模开关控制信号始终保持为高电平，启动信号起主导作用，占空比从0逐级递增至1，实现电路软启动功能；在启动结束后，启动信号占空比为1，滑模开关控制信号即为驱动开关信号，滑模变结构控制器进入正常运行状态，实现输出电压调节与功率因数校正。稳定运行过程中，带宽随着输入电流的变化同频变化，缓冲电容上的电压在电路进入稳定状态后稳定在一个固定值附近（根据下文的仿真该固定值为300V），结合式（14）可知，带宽的周期性变化使输入电流完全跟踪输入电压。

本发明实施例的功率因数校正方法，基于上述装置，主要包括以下步骤：

根据PFC变换器的输入电压和缓冲电容电压，输出带宽，输出的带宽随输入电压的变化而变化，以改变PFC变换器的开关管频率；

采集DC-DC变换器输出信号的反馈电压；

根据信号采集模块采集的反馈电压与一给定的参考电压产生滑模信号轨迹，将该滑模信号轨迹与带宽进行比较，产生周期控制信号；

通过该控制信号调节PFC变换器的占空比，以改变DC-DC变换器的输出电压。

本发明的一个实施例中，若滑模信号轨迹为S，带宽为k，通过该控制信号调节PFC变换器的占空比具体为：

当S<-k时,驱动PFC变换器的开关管断开，DC-DC变换器的输出电压降低；

当-k<S<k时，控制开关管保持前一时刻状态不变；

当S>k带宽时，驱动PFC变换器的开关管闭合，DC-DC变换器的输出电压升高。

将基于SMC（滑模控制Sliding Mode Control）的单级单开关隔离型功率因数校正电路在Saber中进行仿真验证，额定负载稳态工作时，变换器输出电压，输入电流，磁滞带宽波形如图7所示。

仿真具体设计参数如表1所示：

表1：仿真具体设计参数

本发明的实施例中，信号采集模块可通过线性光耦HCNR200结合TL431来实现输出电压的采集。

带宽调节模块主要是实现频率的调整即功率因数校正，式（24）中己经得到滑模带宽与主电路之间的关系，这一模块通过搭建模拟电路，选用乘法器MPY634和运放实现磁滞带宽的调节，MPY634接成除法器的形式，将己知参数代入带宽表达式，并变形为MPY634除法器的形式可以得到式（25），式中为防止采集输入电压与缓冲电容上电压大于芯片管脚承受的最大电压，同时将采集电压衰减一定倍数。

$k=0.56+\frac{1}{10}\frac{10\&times;(0.144\&times;(0+\frac{10\&times;(\frac{V_i}{11}-0)}{\frac{V_{\mathrm{Cs}}}{16}})-0.035V_i-2.1)-0}{\frac{V_{\mathrm{Cs}}}{16}-0}---\left(25\right)$

磁滞比较模块即通过信号轨迹与磁滞带宽的比较，选用施密特触发器，产生驱动信号。

如图7所示，为额定负载稳态工作时，使用本方法的系统输出电压、输入电流、整流电流、磁滞带宽、缓冲电容电压波形。其证明了在带宽变换时可以得到稳定的输出电压即设定值12V，输入电流中谐波成分较少，实现了功率因数校正的功能。

如图8所示，为负载切换至200%负载时，使用本方法的系统输入电流、输出电压、电感电流波形。其证明变换器动态响应迅速，0.4ms达到新的稳定状态，变换器动态性能明显改善。

如图7所示，输出电压在带宽变化时几乎保持不变。在仿真中，理想输出电压设定为12V，现已几乎达到，同时控制电压精度误差在0.12V(<1%)。图7还显示了PFC变换器中输入电流i_ac和i_in的波形。额定负载运行时，开关频率通过变带宽方式进行调制，为30-79kHz,输入电流中无谐波成分，THD值为1.123%，PF值为0.99。

下表2中列出了负载变化时的THD值和PF值，可以看出变换器各项性能良好。此外，变换器在负载变化时的动态性能也进行了仿真分析。额定负载和200%负载时输出电压及电感电流波形如图8所示。仿真实验中，设定负载电阻值为2.4Ω，10ms时将电路切换至200%负载状态。从图8中可以看到，变换器动态响应迅速，0.4ms达到新的稳定状态。

表2：负载变化时的THD值和PF值

Load	Vo	THD	PF
				200%	12.056V	0.860%	0.99
130%	12.103V	1.239%	0.99
				100%	12.282V	1.123%	0.99
50%	13.112V	1.334%	0.99

本发明实施例以单级单开关功率因数校正电路为依托，研究滑模变结构控制方式在单级隔离型功率因数校正电路中的应用。变换器可由工作在DCM（DCM：电流断续模式）的Boost电路和工作在CCM（CCM：电流连续模式）的Buck电路级联而成。滑模变结构控制器通过调节开关占空比，稳定滑模信号轨迹实现稳定输出电压的快速调节，同时，由于工作在CCM模式的DC/DC变换器对频率不敏感，所以工作在DCM模式的PFC变换器通过调节滑模控制器的磁滞带宽，改变开关频率，实现功率因数校正。依靠单个滑模变结构控制器实现DC/DC变换、功率因数校正双重功能，降低设计的复杂度，提高动态性能。基于SMC（滑模控制Sliding Mode Control）的单级隔离型PFC变换器性能已经通过仿真进行了验证。

应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (7)

1.一种功率因数校正装置，其特征在于，包括功率因数校正主电路和滑模变结构控制器；

所述滑模变结构控制器包括信号采集模块、带宽调节模块和磁滞比较器；

所述带宽调节模块，接收所述功率因数校正主电路的输入电压和缓冲电容电压，输出带宽，输出的带宽随输入电压的变化而变化，以改变所述功率因数校正主电路的开关管频率；

所述信号采集模块，采集所述功率因数校正主电路输出信号的反馈电压；

所述磁滞比较器，根据所述信号采集模块采集的反馈电压与一给定的参考电压的比较结果产生滑模信号轨迹，将该滑模信号轨迹与带宽进行比较，产生周期控制信号，通过该控制信号调节所述功率因数校正主电路的占空比，以改变功率因数校正主电路的输出电压。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述功率因数校正主电路为单级隔离型功率因数校正变换器。

3.根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述功率因数校正主电路包括级联的PFC变换器和DC-DC变换器，两者之间通过变压器连接；其中PFC变换器为Boost变换器，DC-DC变换器为Buck变换器。

4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，若滑模信号轨迹为S，带宽为k，则所述磁滞比较器产生的周期控制信号为：当S<-k时,驱动PFC变换器的开关管断开，所述DC-DC变换器的输出电压降低；当-k<S<k时，控制开关管保持前一时刻状态不变；当S>k带宽时，驱动PFC变换器的开关管闭合，所述DC-DC变换器的输出电压升高。

5.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，该装置还包括软启动模块，与所述PFC变换器的开关管的驱动电路以及磁滞比较模块连接。

6.一种功率因数校正方法，其特征在于，包括以下步骤：

根据功率因数校正主电路的输入电压和缓冲电容电压，输出带宽，输出的带宽随输入电压的变化而变化，以改变PFC变换器的开关管频率；

采集功率因数校正主电路输出信号的反馈电压；

根据采集的反馈电压与一给定的参考电压的比较结果产生滑模信号轨迹，将该滑模信号轨迹与带宽进行比较，产生周期控制信号；

通过该控制信号调节功率因数校正主电路的占空比，以改变功率因数校正主电路的输出电压。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，若滑模信号轨迹为S，带宽为k，所述通过该控制信号调节所述PFC变换器的占空比具体为：

当S<-k时,驱动功率因数校正主电路的开关管断开，输出电压降低；

当-k<S<k时，控制开关管保持前一时刻状态不变；

当S>k带宽时，驱动开关管闭合，输出电压升高。

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