CN104259005B - 静电除尘用高频高压电源控制器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种静电除尘用高频高压电源控制器及控制方法，包括电压调理电路、滑模控制器、模糊控制器、数字逻辑单元、驱动电路；高频高压电源主电路的电压互感器采集来的电压输入电压调理电路，经调理后输入滑模控制器和模糊控制器，模糊控制器对滑模控制器的滑模面参数进行整定调节，滑模控制器的输出信号经过数字逻辑单元得到驱动开关的PWM信号，PWM信号经过驱动电路驱动高频高压电源主电路的逆变电路。本发明将模糊滑模控制应用于静电除尘用高频高压电源，利用滑模控制对系统参数变化和对外界扰动有很强的鲁棒性的特点，提高了基准电压变化和负载扰动时的系统稳定性。

Description

静电除尘用高频高压电源控制器及控制方法

技术领域

本发明涉及一种静电除尘用高频高压电源，尤其涉及一种高频高压电源的控制器及控制方法，属于环保设备技术领域。

背景技术

随着国内工业迅猛发展，环境问题伴随而来，近年来空气污染尤为刺痛人们的神经，连日的雾霾天气为我们敲响警钟，新的大气排放标准的制定给除尘工业带来了新的要求与机遇。高频高压静电除尘电源在除尘工业中的越来越广泛的应用也使得对其性能要求越来越高。

目前，国内高压静电除尘设备控制方式主要为传统的PID控制。在实际使用中发现由于电源控制系统为滞后系统，且工作时环境复杂，具有非线性、多变性及复杂性等特点，很难得到精准的数学模型。使得传统的PID控制器面临控制参数难以选定的问题。基于变结构系统理论的滑模控制表现出对系统参数变化和负载扰动的不敏感和鲁棒性，而模糊控制不仅能够柔化控制信号并且减轻或者避免了一般滑模信号的抖动现象，模糊控制还具备自适应和自学习能力，能够很好的实现滑模面参数的整定。因此，采用模糊滑模控制器对高频高压电源进行控制十分必要。

发明内容

本发明的目的在于提供一种静电除尘用高频高压电源控制器及控制方法，对高频高压静电除尘电源非线性环控制，以实现全范围负载零电压关断(ZVS)，具有快速的动态响应，对输出电压具有良好的跟踪性，使得高频电源能够适应各种工况，尤其负载突变的情况下输出电压过渡时间短，过冲小，拥有良好的鲁棒性。

本发明的目的通过以下技术方案予以实现：

一种静电除尘用高频高压电源控制器，包括电压调理电路1、滑模控制器2、模糊控制器3、数字逻辑单元4、驱动电路5，所述滑模控制器2、模糊控制器3构成模糊滑模控制器；高频高压电源主电路的电压互感器采集来的电压输入电压调理电路1，经调理后输入滑模控制器2和模糊控制器3，模糊控制器3对滑模控制器2的滑模面参数进行整定调节，滑模控制器2的输出信号经过数字逻辑单元4得到驱动开关的PWM信号，PWM信号经过驱动电路5驱动高频高压电源主电路的逆变电路。

本发明的目的还可以通过以下技术措施来进一步实现：

前述静电除尘用高频高压电源控制器，其中滑模控制器2根据滑模面构建，首先根据检测调理好的电源输出电压u₀、输出参考电压u_ref和谐振电容两端电压u_cp，构建滑模面，所构建的滑模面为：

其中k_c，k_d是微分系数，k_p是比例系数，k_i是积分系数，根据到达条件得到控制条件 和分别为输出电压u₀和谐振电容两端电压u_cp的均值；

所述滑模控制器2包括加减法环节、加法环节、第一低通滤波环节、第二低通滤波环节、绝对值环节、积分环节、微分环节、比例微分环节、比较器、时钟和触发器；所述加减法环节的减法输入是电源输出电压的参考电压u_ref，所述第一低通滤波环节的输入端是电源输出电压u_o，电源输出电压u_o经过第一低通滤波环节滤波后的信号分别输入到比例微分环节和加减法环节的正输入端，经过所述比例微分环节微分运算后的信号输入到加法环节；电源输出电压u_o经过第一低通滤波环节后输入加减法环节与参考电压u_ref进行加减运算的信号，经过积分环节后输入加法环节；所述绝对值环节的输入为谐振网络的电容两端电压u_cp，所述电容两端电压u_cp分别经过第二低通滤波环节滤波和微分环节进行微分后输入加法环节；所述加法环节的输出信号即为滑模输出信号，该滑模输出信号为模拟信号，将滑模输出信号在比较器处与零电位进行比较获得一组数字信号，该数字信号与时钟信号输入触发器，触发器输出一组高低电平变化的数字信号。

前述静电除尘用高频高压电源控制器，其中模糊控制器3对滑模控制器2的滑模面参数进行整定调节的方法如下：

模糊控制选定输入语言变量为给定输出电压u_ref与实际输出电压u_o之差e和输出电压偏差变化率e_c，取滑模面参数σk_p、σk_i、σk_d和σk_c为输出语言变量，根据输出电压检测值和输出电压实际值的正偏差和负偏差，偏差e和偏差率e_c的大小划分为{负大，负中，负小，零，正小，正中，正大}7个模糊子集，记作{NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}，将偏差e和偏差率e_c分别量化到(-3，3)的区域内，同时将模糊控制器的输出σk_p、σk_i、σk_d和σk_c的模糊子集划分为{负大，负中，负小，零，正小，正中，正大}七个模糊子集，记作{NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}，分别将其量化到(-0.25，0.25)、(-0.06，0.06)、(-3，3)、(-1，1)；输入量e和e_c的隶属度函数为高斯型，输出的隶属函数均为三角型，滑模面参数整定算法如下：

k_p＝k_p′+σk_p，k_i＝k_i′+σk_i，k_d＝k_d′+σk_d，k_c＝k_c′+σk_c

其中k_p′、k_i′、k_d′、k_c′为未进行整定前的滑模面参数。

前述静电除尘用高频高压电源控制器，其中模糊控制器3对滑模控制器2的滑模面参数进行整定调节所用的模糊规则为：

If e is A and e_c is B；

THEN σk_p is C，σk_i is D，σk_d is E，σk_c is F。

前述静电除尘用高频高压电源控制器，其中模糊控制器3基于DSP。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明将具有良好动态特性效果的模糊滑模控制应用于静电除尘用高频高压电源，利用滑模控制对系统参数变化和对外界扰动有很强的鲁棒性的特点，提高了基准电压变化和负载扰动时的系统稳定性。利用模糊控制的自适应自学习能力减轻或消除了滑模控制的抖动问题，实现了更好的滑模控制。本发明提高了系统的动态响应速度，对非线性负载具有良好的适应性，使得电源适用于多种工况。

附图说明

图1是静电除尘用高频高压电源系统的整体结构图；

图2是滑模控制器设计流程框图；

图3(A)是LCC谐振网络等效电路，图3(B)是低通滤波器等效电路；

图4是滑模控制器结构示意图；

图5是模糊滑模控制流程框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。

如图1所示，电源系统包括两部分主回路和控制回路，其中主回路由三相桥式整流6、全桥逆变电路7、LCC谐振网络8、高频变压器9、高压整流电路10和除尘器等效网络11组成。三相市电输入后由三相桥式电路6进行整流之后在全桥逆变电路7环节实现逆变，逆变输出后通过LCC谐振网络，在高频变压器9处升压，最后通过高压整流电路10进行整流输出至除尘器。控制回路由电压调理电路1、滑模变结构控制器2、模糊控制器3、数字逻辑单元4、驱动电路5组成。主回路部分流程如下：三相电源输入三相桥式整流电路，整流后输入全桥逆变电路进行逆变，通过谐振网络后于高频变压器升压，变压器输出经过高压整流电路，整流后加载与除尘器上工作。该控制回路流程如下：将电压互感器采集来的电压输入电压调理电路1，调理后输入滑模变结构控制器2和模糊控制器3，模糊控制器3对滑模控制器2参数进行调节，滑模控制器2输出经过数字逻辑单元4得到驱动开关的PWM信号，该信号经过驱动电路5驱动逆变电路。

结合图2的设计流程设计模糊滑模控制器。

S1：建立系统的状态空间模型，首先对图1所示的LCC谐振网络的分析可以得到其等效电路如图3所示，图1中的除尘器等效网络对谐振网络的负载效应可以用一个直流电源i_f来表示。整流网络可以用开关s来表示，当u_cp＞0时s相当于接于位置1，当u_cp＜0时，s相当于接于位置2。谐振网络输入是开关网络的输出，可以用一个电压源u_ab表示。图2给出了谐振网络的等效电路和低通滤波器的等效电路。根据图2所示的等效电路，可以得到系统的状态空间模型：

其中i_Ls，u_cs，u_cp是谐振状态变量分别是电感电流，串联电容电压和并联电容电压。i_f，u₀是除尘器输出的状态变量即电感电流和电源输出电压。控制输入u是一个离散变量u＝1时是通电模式，u＝0时是断电模式。

S2：建立系统的平均大信号动态模型，基于谐振状态变量i_Ls，u_cs，u_cp的近似正弦特性，假设上述状态变量为幅值、相位时变的纯正弦信号，表达式为：其中α与β分别为电压u_cs和电压u_cp的相位差，V_cs与V_cp为电压的峰值，他们都是随着时间t缓慢变化的变量。ω₀为谐振频率。考虑到输出滤波器的时标要远大于谐振网络的时标，并且忽略滤波器状态变量的纹波，则i_f，u₀就可以用相对准确的近似值表示，同样的可以用和来分别表示i_Ls和u_cs的均值，和可以分别表示α和β的均值。上述均值可以通过首先将近似正弦信号代入系统的状态空间数学模型，用非线性元件的基波分量代替这些元件，然后通过谐波平衡sinω_rt和cosω_rt线性组合的系数得到。从而得到平均大信号动态模型如下：

S3：选择合适的滑模面，设计出滑模面首先计算出输出电压u₀的相对系数，可以容易得到输出电压的最高阶数是4，可以得到开环电压的动态表达式为：

其中，a₄＝n·C₀·L_f·C_eq；a₃＝n·C_eq·L_f a₂＝n·C_eq；a₁＝C_eq；

为了找到合适的滑模面，这里强制输出电压遵循一个四阶线性动态响应。从而可得到理想的闭环动态输出电压：

在滑动模型中由于不变条件的存在，使得变换器动态都在滑模面s附近运动。基于这个特点，可以找到理想的动态滑模面。将上述两式作差可以得到不变性条件的表达式：

按如下选择合适的滑动系数

b₄＝a₄

b₃＝a₃

b₁＝a₁+k_p

b₀＝k_i

a₁＝k_c

b₂＝a₂+k_d

将不变性表达式进行积分就可得到滑模面s的表达式：

最后用到达条件得到控制条件

使用模糊控制对上述滑模面进行参数整定，选定输入语言变量为给定输出电压u_ref与实际输出电压u_o之差e和输出电压偏差变化率e_c，取滑模面参数σk_p、σk_i、σk_d和σk_c为输出语言变量，滑模面的参数整定是找出输出电压偏差e以及输出电压偏差变化率e_c与滑模面参数σk_p、σk_i、σk_d和σk_c之间的模糊关系，根据模糊控制原理对上述四个参数进行修改。根据输出电压检测值和输出电压实际值的偏差(包括正偏差和负偏差)，e和e_c的大小划分为{负大，负中，负小，零，正小，正中，正大}7个模糊子集，记作{NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}，将偏差e和偏差率e_c分别量化到(-3，3)的区域内，同时将模糊控制器的输出σk_p、σk_i、σk_d和σk_c的模糊子集划分为{负大，负中，负小，零，正小，正中，正大}七个模糊子集，记作{NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}，分别将其量化到(-0.25，0.25)、(-0.06，0.06)、(-3，3)、(-1，1)。输入量e和e_c的隶属度函数为高斯型，输出的隶属函数均为三角型。滑模面参数整定算法如下：

k_p＝k_p′+σk_p

k_i＝k_i′+σk_i

k_d＝k_d′+σk_d

k_c＝k_c+σk_c

在线运行过程中，控制系统通过对模糊逻辑规则的结果处理、查表和运算完成对滑模面参数的整定。所用的模糊规则为：

If e is A and e_c is B

THEN σk_p is C，σk_i is D，σk_dis E，σk_c is F

S4：设计模糊滑模控制器，由S3步骤所设计的滑模面可以设计出相应的控制器，如图4所示滑模控制器包括加减法环节、加法环节、低通滤波环节、绝对值环节、积分环节、微分环节、比较器、时钟和触发器。加减法环节的减法输入是电源输出电压的参考电压u_ref，低通滤波环节的输入端是电源输出电压u_o，该电压经过低通滤波环节滤波后的信号分别输入到比例积分微分环节和加减法器的正输入端，通过比例微分环节微分运算后的信号输入加法环节。u_o经过低通滤波环节后输入加减法环节与参考电压进行加减运算的信号，经过积分环节后输入加法器。绝对值环节的输入为谐振网络的电容两端电压u_cp，然后分别经过低通滤波环节滤波和微分环节进行微分后，输入加法环节。加法环节的输出信号即为滑模输出信号。该滑模输出信号为模拟信号，将该信号在比较器处与零电位进行比较获得一组数字信号，该数字信号与时钟信号输入触发器，触发器输出一组高低电平变换的频率切换信号。该切换信号在数字逻辑单元中进行逻辑处理生成四路脉冲信号，脉冲信号经由驱动电路产生供给逆变电路的驱动信号。

在图4的滑模控制器的基础之上根据S3步骤中所提及的整定方法对滑模面进行整定，将模糊控制的输出与滑模面相对应的参数进来累加，通过模糊控制实现滑模面的整定。二者结合即为模糊滑模控制器。

S5：验证模糊滑模控制器的稳定性，系统的闭环理想动态特性可以用等效控制方法得到，将开环模型中的理论变量用一个新的状态变量替换就可以得到理想的滑动动态模型：

其中从动态模型中我们可以发现该动态模型由两个子系统组成，前四个式子构成一个线性子系统，后面三个式子构成一个非线性子系统，并且这两个子系统是相对独立不耦合。因此可以针对这两个系统分别进行稳定性分析。应用线性技术对线性系统我们可以用下列参数范围来确保系统的稳定。

k_d＞C₀

非线性子系统表示了系统的内部动态稳定性，应用零动态分析法，内部动态稳定性已经通过小信号线性化得到验证。由此我们可以发现内部系统是稳定的并且独立于控制参数，因而不需要附加条件。

如图5所示模糊滑模流程框图，将采集来的输出电压u_o进行A/D转换后输出与输出电压的基准电压u_ref做差，将其与并联电容两端电压u_cp一起构建滑模面，模糊控制器对滑模面参数进行整定，所得滑模面输出与零电位进行比较产生控制信号，该控制信号经过触发单元后形成离散的控制信号u，如果滑模面输出低于零点电位则u＝0，如果高于零电位则u＝1。该离散控制信号和谐振电流信号一起输入数字逻辑单元，数字逻辑单元通过逻辑运算后产生触发脉冲信号。该信号通过驱动单元来驱动除尘电源工作。

除上述实施例外，本发明还可以有其他实施方式，凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案，均落在本发明要求的保护范围内。

Claims (3)

1.一种静电除尘用高频高压电源控制器，包括电压调理电路(1)、滑模控制器(2)、模糊控制器(3)、数字逻辑单元(4)、驱动电路(5)，所述滑模控制器(2)、模糊控制器(3)构成模糊滑模控制器；高频高压电源主电路的电压互感器采集来的电压输入电压调理电路(1)，经调理后输入滑模控制器(2)和模糊控制器(3)，模糊控制器(3)对滑模控制器(2)的滑模面参数进行整定调节，滑模控制器(2)的输出信号经过数字逻辑单元(4)得到驱动开关的PWM信号，PWM信号经过驱动电路(5)驱动高频高压电源主电路的逆变电路；

其特征在于，所述滑模控制器(2)根据滑模面构建，首先根据检测调理好的电源输出电压u₀、输出参考电压u_ref和谐振电容两端电压u_cp，构建滑模面，所构建的滑模面为：

$S=k_d.\frac{d\stackrel{\‾}{u_0}}{dt}+k_p.\stackrel{\‾}{u_0}+k_i.\∫(\stackrel{\‾}{u_0}-u_{ref})dt+k_c.\frac{d\stackrel{\‾}{u_{cp}}}{dt}$

其中k_c，k_d是微分系数，k_p是比例系数，k_i是积分系数，根据到达条件得到控制条件 和分别为输出电压u₀和谐振电容两端电压u_cp的均值；

所述滑模控制器(2)包括加减法环节、加法环节、第一低通滤波环节、第二低通滤波环节、绝对值环节、积分环节、微分环节、比例微分环节、比较器、时钟和触发器；所述加减法环节的减法输入是电源输出电压的参考电压u_ref，所述第一低通滤波环节的输入端是电源输出电压u_o，电源输出电压u_o经过第一低通滤波环节滤波后的信号分别输入到比例微分环节和加减法环节的正输入端，经过所述比例微分环节微分运算后的信号输入到加法环节；电源输出电压u_o经过第一低通滤波环节后输入加减法环节与参考电压u_ref进行加减运算的信号，经过积分环节后输入加法环节；所述绝对值环节的输入为谐振网络的电容两端电压u_cp，所述电容两端电压u_cp分别经过第二低通滤波环节滤波和微分环节进行微分后输入加法环节；所述加法环节的输出信号即为滑模输出信号，该滑模输出信号为模拟信号，将滑模输出信号在比较器处与零电位进行比较获得一组数字信号，该数字信号与时钟信号输入触发器，触发器输出一组高低电平变化的数字信号。

2.如权利要求1所述的静电除尘用高频高压电源控制器，其特征在于，所述模糊控制器(3)对滑模控制器(2)的滑模面参数进行整定调节的方法如下：

模糊控制选定输入语言变量为给定输出电压u_ref与实际输出电压u_o之差e和输出电压偏差变化率e_c，取滑模面参数σk_p、σk_i、σk_d和σk_c为输出语言变量，根据输出电压检测值和输出电压实际值的正偏差和负偏差，偏差e和偏差率e_c的大小划分为{负大，负中，负小，零，正小，正中，正大}7个模糊子集，记作{NB,NM,NS,ZO,PS,PM,PB},将偏差e和偏差率e_c分别量化到(-3，3)的区域内，同时将模糊控制器的输出σk_p、σk_i、σk_d和σk_c的模糊子集划分为{负大，负中，负小，零，正小，正中，正大}七个模糊子集，记作{NB,NM,NS,ZO,PS,PM,PB}，分别将其量化到(-0.25,0.25)、(-0.06,0.06)、(-3,3)、(-1,1)；输入量e和e_c的隶属度函数为高斯型，输出的隶属函数均为三角型，滑模面参数整定算法如下：

k_p＝k_p′+σk_p,k_i＝k_i′+σk_i,k_d＝k_d′+σk_d,k_c＝k_c′+σk_c

其中k_p′、k_i′、k_d′、k_c′为未进行整定前的滑模面参数。

3.如权利要求2所述的静电除尘用高频高压电源控制器，其特征在于，所述模糊控制器(3)对滑模控制器(2)的滑模面参数进行整定调节所用的模糊规则为：

If e is A and e_c is B；A、B表示：{负大，负中，负小，零，正小，正中，正大}7个模糊子集中任何一个；

THENσk_p is C,σk_i is D,σk_d is E,σk_c is F；C、D、E、F表示：{负大，负中，负小，零，正小，正中，正大}7个模糊子集中任何一个。