CN104362858A - 一种适用于大功率的定频式准谐振升压变换器的控制方法 - Google Patents

一种适用于大功率的定频式准谐振升压变换器的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种适用于大功率的定频式准谐振升压变换器的控制方法，变换器连接直流输入电源和负载，包括两个原边二极管，第一至第四开关管，谐振单元，第一至第二整流二极管，两个滤波电容，谐振单元连接四个开关管构成的桥臂与两个整流二极管和两个滤波电容构成的整流单元。本发明可实现开关管近似零电压关断以及整流二极管的零电流关断，可大幅降低损耗，同时所有开关器件的电压应力均不大于输出电压的二分之一，并且采用了定频控制有利于磁性元件的设计，可用于大功率升压场合。

Description

一种适用于大功率的定频式准谐振升压变换器的控制方法
技术领域
本发明涉及直流变换器领域，特别涉及一种可应用于大功率升压场合的定频式准谐振变换器的控制方法。
背景技术
风力发电是当今世界发展最快的新能源利用形式之一，海上风力发电因具有不占用陆上土地、风能资源丰富等特点而受到世界沿海各国的普遍重视。随着海上风电场容量的不断增加以及离岸距离的增大，采用高压直流(HighVoltage Direct Current，HVDC)输电已成为必然趋势。HVDC输电具有不受容性电流影响、可调节有功和无功功率输出等优点，但传统的基于中压交流母线的海上风电场系统，需要采用体积巨大、笨重的工频升压变压器，对风机塔架以及海上换流站平台的建设提出了很高要求。针对上述缺点，近年来国内外兴起了对基于中压直流母线海上风电场系统的研究，通过利用高压大功率升压直流变换器替代传统的工频升压变压器，可大大减小系统体积和重量。高压大功率升压直流变换器是该系统中的关键核心部件，风机产生的电能都需要通过它进行电压变换和功率传输损耗是大功率传输。
目前国内外学者均对该系统中的高压大功率升压直流变换器开展了一些研究，先后提出了多种可行的拓扑电路。模块组合多电平直流变换器非常适合应用于高压大功率场合，这种变换器通过中频变压器将两个模块组合多电平变换器连接起来，其主要缺点是大功率高电压中频变压器的制造极其困难。文献“Multiple module high gain high voltage DC-DC transformers for offshore windenergy systems”提出了一种由一个Boost变换器和一个Buck/Boost变换器输入并联输出串联的结构，开关器件和二极管的电压和电流应力相对减小。但由于开关器件的硬开关和二极管的反向恢复损耗导致了变换器效率较低。文献“Analysis and comparison of medium voltage high power DC/DC converters foroffshore wind energy systems”提出了一种基于谐振开关电容的直流升压变换器，可以实现开关管的软开关和模块化结构，但是其不仅输出电压调整率较差而且需要大量电容器。英国阿伯丁大学的Jovcic教授在文献“Step-up dc–dcconverter for megawatt size applications”中提出了一种新型的谐振升压变换器，不但可以实现开关器件的软开关和避免二极管的反向恢复问题，还可实现很高的升压比。但该类谐振升压变换器也存在如下一些不足：开关器件都需要具有反向电压阻断能力；谐振电容、谐振电感和所有开关器件的电压应力都近似为输出电压；谐振电感单向磁化，磁芯利用率不高，导致谐振电感体积和重量都较大，损耗也相应增加。
申请号为201410232840.0的专利文献提出一种适用于高压大功率场合的谐振升压直直变换器并详细说明了其采用变频控制的工作模态。在变频控制方式下，该谐振升压变换器既实现了输出升压又实现了开关管的近似零电压关断和整流二极管的零电流关断，同时使得谐振单元和开关器件的电压应力不超过输出电压的二分之一。但是，由于采用了变频控制，磁性元件的设计要求较高。
发明内容
本发明基于现有谐振升压直直变换器拓扑，提出一种适用于大功率的定频式准谐振升压变换器的控制方法，该控制方法保留原控制方法优点的同时还有利于磁性元件的设计。
本发明的技术方案如下：
一种适用于大功率的定频式准谐振升压变换器的控制方法，其一个控制周期分为连续的12个阶段，其中后半个周期的6个阶段与前半个周期的6个阶段是完全类似的，下面给出前半个周期的6个阶段：
第一阶段：t0<t<t1；
在t0时刻开通第一开关管和第四开关管，谐振电容两端电压vCr＝Vin，输入电压加在谐振电感两端，向谐振电感储能，iLr从I0线性增加，负载电流由第一滤波电容与第二滤波电容提供，t1时刻iLr增加到I1；
第二阶段：t1<t<t2；
在t1时刻关断第一开关管，此后谐振电感与谐振电容发生并联谐振，即谐振电容向谐振电感放电，vCr从Vin开始下降，iLr从I1谐振增加，与此同时第一开关管的结电容充电，第三开关管的结电容放电，此开关模态持续到t2时刻，vCr和第三开关管两端电压都降到零，iLr达到其最大值；
第三阶段：t2<t<t3；
在t2时刻vAB＝0，谐振电感通过第四开关管和第三开关管的反并二极管续流，整个模态中谐振电感两端的电压为0，iLr保持不变；
第四阶段：t3<t<t5；
在t3时刻，第四开关管关断，此后谐振电感和谐振电容发生谐振，到t4时刻，第四开关管的两端电压上升到Vin，第二开关管的两端电压近似减小到0，此后谐振电感继续对谐振电容进行反向充电，vCr从-Vin继续负向增加，iLr继续谐振下降，此时输入阻断第二原边二极管将承受反向电压，第四开关管的两端电压从Vin继续上升；第一开关管两端电压保持在Vin；到t5时刻，vCr＝-Vo/2，iLr下降到I3；此时第四开关管两端电压上升到Vo/2，而第二原边二极管两端电压上升到Vo/2﹣Vin；
第五阶段：t5<t<t6；
在t5时刻vCr＝-Vo/2，第一整流二极管自然导通，iLr流过第一整流二极管给第一滤波电容充电，并提供负载电流，vCr保持不变，iLr线性下降，直到t6时刻，iLr＝0，此开关模态结束；
第六阶段：t6<t<t7；
在t6时刻，iLr下降到零，此后谐振电感与谐振电容发生并联谐振，即谐振电容向谐振电感放电，vCr从-Vo/2开始正向上升，iLr从零开始负向谐振增加，直到t7时刻，vCr＝-Vin，iLr＝-I4，此开关模态结束。
本发明的有益技术效果是：
本发明的适用于大功率的定频式准谐振升压变换器具有很高的电压增益，可实现开关管的零电压开通和近似零电压关断以及整流二极管的零电流关断，同时谐振变换器的谐振单元和开关器件的电压应力不超过输出电压的二分之一；在实现升压功能的同时，使每个开关管和二极管都实现了软开关，有效减小了损耗，具有很高的效率，适合于大功率传输，另外采用了定频控制，有利于磁性元件设计。
附图说明
图1是所举实施例的定频式准谐振升压变换器拓扑结构图。
图2是图1所示电路相关元件工作波形示意图。
图3是图1所示电路第一阶段工作模态示意图。
图4是图1所示电路第二阶段工作模态示意图。
图5是图1所示电路第三阶段工作模态示意图。
图6是图1所示电路第四阶段工作模态示意图。
图7是图1所示电路第五阶段工作模态示意图。
图8是图1所示电路第六阶段工作模态示意图。
图9是图1所示电路实例仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。
图1为本发明的一个实施例电路拓扑结构图。如图1所示，本发明的适用于高压大功率场合的定频式准谐振升压变换器，包括全桥逆变电路、谐振单元以及整流单元。全桥逆变电路的输入端连接直流输入电源Vin，全桥逆变电路的输出端连接整流单元的输入端，整流单元的输出端连接负载RL，谐振单元与全桥逆变电路的输出端以及整流单元的输入端并联连接。其中，全桥逆变电路包括第一至第四开关管Q1～Q4、第一原边二极管Db1以及第二原边二极管Db2。第一原边二极管Db1、第一开关管Q1、第三开关管Q3依次串联构成第一支路；第二原边二极管Db2、第二开关管Q2、第四开关管Q4依次串联构成第二支路；第一支路以及第二支路并联在直流输入电源Vin两端。整流单元包括第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第一滤波电容C1以及第二滤波电容C2。第一整流二极管DR1和第二整流二极管DR2正向串联连接构成第三支路；第一滤波电容C1和第二滤波电容C2串联连接构成第四支路；第三支路和第四支路并联在负载RL两端。谐振单元为由谐振电感Lr和谐振电容Cr构成的LC并联谐振电路。LC并联谐振电路的一端连在第一开关管Q1和第三开关管Q3的相接端，同时连在第一滤波电C1和第二滤波电容C2的相接端；LC并联谐振电路的另一端连在第二开关管Q2和第四开关管Q4的相接端，同时连在第一整流二极管DR1和第二整流二极管DR2的相接端。同时，第一原边二极管Db1的阳极接在直流输入电源Vin的正极，阴极接在第一开关管Q1；第二原边二极管Db2的阳极接在直流输入电源Vin的正极，阴极接在第二开关管Q2；直流输入电源Vin负极接在第三开关管Q3和第四开关管Q4相接端。第一滤波电容C1第一端接在第一整流二极管DR1的阴极，第一滤波电容C1第二端接在谐振单元的一端；第二滤波电容C2第一端接在第二整流二极管DR2的阳极，第二滤波电容C2第二端接在谐振单元的一端。
下面对本发明的适用于高压大功率场合的定频式准谐振升压变换器控制方法进行详细说明。
如图2、图3所示，第一阶段：t0<t<t1
在t0时刻开通第一开关管Q1和第四开关管Q4，谐振电容Cr两端电压vCr＝Vin，直流输入电源Vin加在谐振电感Lr两端，向谐振电感Lr储能，iLr从I0线性增加，负载电流由第一滤波电容C1与第二滤波电容C2提供，t1时刻iLr增加到I1。
如图2、图4所示，第二阶段：t1<t<t2
在t1时刻关断第一开关管Q1，此后谐振电感Lr与谐振电容Cr发生并联谐振，即谐振电容Cr向谐振电感Lr放电，vCr从Vin开始下降，iLr从I1谐振增加，与此同时第一开关管Q1的结电容充电，第三开关管Q3的结电容放电，由于谐振电容Cr比开关管的结电容大很多，第一开关管Q1两端电压缓慢上升，实现了近似零电压关断。
到t2时刻，vCr和第三开关管Q3两端电压都降到零，iLr达到其最大值，此后第三开关管Q3具备了零电压导通的条件。
如图2、图5所示，第三阶段：t2<t<t3
在这个模态中vAB＝0，变换器工作于零状态，谐振电感Lr通过第四开关管Q4和第三开关管Q3的反并二极管续流，由于整个模态中谐振电感Lr两端的电压为0，所以iLr保持不变。
如图2、图6所示，第四阶段：t3<t<t5
在t3时刻，第四开关管Q4关断，此后谐振电感Lr和谐振电容Cr发生谐振，到t4时刻，第四开关管Q4的两端电压上升到Vin，第二开关管Q2的两端电压近似减小到0，此后第二开关管Q2具备了零电压导通条件。此后谐振电感Lr继续对谐振电容Cr进行反向充电，vCr从-Vin继续负向增加，iLr继续谐振下降，此时输入阻断第二原边二极管Db2将承受反向电压，第四开关管Q4的两端电压从Vin继续上升。第一开关管Q1两端电压保持在Vin。
直到t5时刻，vCr＝-Vo/2，iLr下降到I3。此时第四开关管Q4两端电压上升到Vo/2，而第二原边二极管Db2两端电压上升到Vo/2﹣Vin。可见，在t1～t3这段时间内，只是谐振电感Lr和谐振电容Cr之间进行能量交换，但谐振电感Lr和谐振电容Cr上的总能量不变，
如图2、图7所示，第五阶段：t5<t<t6
t5时刻vCr＝-Vo/2，第一整流二极管DR1自然导通，iLr流过第一整流二极管DR1给第一滤波电容C1充电，并提供负载电流，vCr保持不变，iLr线性下降，直到t6时刻，iLr＝0，此开关模态结束。
如图2、图8所示，第六阶段：t6<t<t7
在t6时刻，iLr下降到零，第一整流二极管DR1实现零电流关断，此后谐振电感Lr与谐振电容Cr发生并联谐振，即谐振电容Cr向谐振电感Lr放电，vCr从-Vo/2开始正向上升，iLr从零开始负向谐振增加，直到t7时刻，vCr＝-Vin，iLr＝-I4，此开关模态结束。在这段时间内，谐振电感Lr和谐振电容Cr上的总能量保持不变。
下面通过一个具体的例子来阐述本发明技术方案：
本发明给出了该定频式准谐振升压变换器的仿真实例，具体仿真参数如下：
输入电压Vin 4kV
输出电压Vo 40kV
传输功率P 5MW
谐振电感Lr 250μH
谐振电容Cr 12.6μF
工作频率fs 2kHz
图9给出了该变换器在输入电压4kV，输出电压40kV，传输功率5MW，开关频率2kHz，选择谐振电感250μH，谐振电容12.6μF情况下的仿真波形。从图9中可以看出，第一开关管Q1和第二开关管Q2的电压应力为输入电压4kV，第三开关管Q3和第四开关管Q4的电压应力为输出电压的一半20kV，第一原边二极管Db1和第二原边二极管Db2的电压应力均为输出电压的一半减去输入电压，即为16kV。此外，开关管Q1～Q4都为零电压开通，关断时开关器件两端电压上升较为缓慢，可近似为零电压关断，与理论分析相一致。
以上所述的仅是本发明的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种适用于大功率的定频式准谐振升压变换器的控制方法，其特征在于：所述控制方法的一个控制周期分为连续的12个阶段，其中后半个周期的6个阶段与前半个周期的6个阶段是完全类似的，下面给出前半个周期的6个阶段：
第一阶段：t0<t<t1；
在t0时刻开通第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)，谐振电容(Cr)两端电压vCr＝Vin，输入电压(Vin)加在谐振电感(Lr)两端，向谐振电感(Lr)储能，iLr从I0线性增加，负载电流由第一滤波电容(C1)与第二滤波电容(C2)提供，t1时刻iLr增加到I1；
第二阶段：t1<t<t2；
在t1时刻关断第一开关管(Q1)，此后谐振电感(Lr)与谐振电容(Cr)发生并联谐振，即谐振电容(Cr)向谐振电感(Lr)放电，vCr从Vin开始下降，iLr从I1谐振增加，与此同时第一开关管(Q1)的结电容充电，第三开关管(Q3)的结电容放电，此开关模态持续到t2时刻，vCr和第三开关管(Q3)两端电压都降到零，iLr达到其最大值；
第三阶段：t2<t<t3；
在t2时刻vAB＝0，谐振电感(Lr)通过第四开关管(Q4)和第三开关管(Q3)的反并二极管续流，整个模态中谐振电感(Lr)两端的电压为0，iLr保持不变；
第四阶段：t3<t<t5；
在t3时刻，第四开关管(Q4)关断，此后谐振电感(Lr)和谐振电容(Cr)发生谐振，到t4时刻，第四开关管(Q4)的两端电压上升到Vin，第二开关管(Q2)的两端电压近似减小到0，此后谐振电感(Lr)继续对谐振电容(Cr)进行反向充电，vCr从-Vin继续负向增加，iLr继续谐振下降，此时输入阻断第二原边二极管(Db2)将承受反向电压，第四开关管(Q4)的两端电压从Vin继续上升；第一开关管(Q1)两端电压保持在Vin；到t5时刻，vCr＝-Vo/2，iLr下降到I3；此时第四开关管(Q4)两端电压上升到Vo/2，而第二原边二极管(Db2)两端电压上升到Vo/2﹣Vin；
第五阶段：t5<t<t6；
在t5时刻vCr＝-Vo/2，第一整流二极管(DR1)自然导通，iLr流过第一整流二极管(DR1)给第一滤波电容(C1)充电，并提供负载电流，vCr保持不变，iLr线性下降，直到t6时刻，iLr＝0，此开关模态结束；
第六阶段：t6<t<t7；
在t6时刻，iLr下降到零，此后谐振电感(Lr)与谐振电容(Cr)发生并联谐振，即谐振电容(Cr)向谐振电感(Lr)放电，vCr从-Vo/2开始正向上升，iLr从零开始负向谐振增加，直到t7时刻，vCr＝-Vin，iLr＝-I4，此开关模态结束。
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