CN114844365A - 带耦合电感和开关电容的ipos型高变比软开关变流器 - Google Patents

带耦合电感和开关电容的ipos型高变比软开关变流器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种带耦合电感和开关电容的IPOS型高变比软开关变流器，该变换器由镜像对称的两个单元构成，具体包括第一耦合电感初级Lpa、第一耦合电感次级Lsa、第二耦合电感初级Lpb、第二耦合电感次级Lsb、第一开关电容Cf1a及Cf1b、第二开关电容Cf2a及Cf2b、箝位电容Cca及Ccb、输出滤波电容Coa及Cob、主功率开关管S5a及S5b、辅助功率开关管S4a及S4b、第一功率二极管D1a及D1b、第二功率二极管D2a及D2b、第三功率二极管D3a及D3b。本发明能够实现超高变比的升压功能、实现软开关、减少输入输出电流纹波、提高了变换器的效率和功率密度。

Description

带耦合电感和开关电容的IPOS型高变比软开关变流器
技术领域
本发明涉及直流-直流变换技术领域，具体涉及一种带耦合电感和开关电容的IPOS型高变比软开关变流器。
背景技术
Boost电路作为一种基本的DC-DC变换器，广泛地运用在各种领域，如电动汽车、电力、光伏发电、航空航天等。随着电力电子技术的发展，要求Boost变换器体积小、重量轻、可靠性和功率密度高的指标尤其显著。传统Boost变换器的输出电压变比只由开关管的占空比D决定，因此，要实现高变比升压功能，必须使用极限占空比，从而导致很大的电流纹波。
变换器工作在硬开关条件下，开关损耗会随着开关频率的升高而增加，整体电路的效率会降低。软开关技术是减少开关损耗、提高效率和增强稳定性的最佳方法，同时可以减少散热器的体积，从而减小了变换器电路的体积和重量。近年来，国内外学者提出了很多实现软开关技术的方法.其中，最常见的是增加额外的谐振电路来实现软开关技术。在谐振电路中，通过增加开关管、二极管、电感等器件可以实现零电压开关状态或零电流开关状态。附加的谐振电路在开关管两端产生了高电压、大电流的冲击。选择合适的开关管变得尤为困难。这是因为大功率等级的开关管将会产生更多的功率损耗。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，为扩大Boost变换器的电压变比，提高变换器的效率，降低电流纹波，拓展其应用领域，本发明将耦合电感引入到Boost变换器，提出一种带耦合电感和开关电容的IPOS(IPOS表示输入并联输出串联)型高变比软开关变流器，通过调整耦合电感的匝数比，能够获得更大的电压变比，输入并联输出串联的结构降低了输入电流纹波和器件的应力，进一步提升电压增益，并且无需增加额外的谐振电路实现软开关，提高了变换器的效率。
本发明采用如下技术方案：
一种带耦合电感和开关电容的IPOS型高变比软开关变流器，该变换器由镜像对称的上单元和下单元构成，其中，上单元包括第一耦合电感初级Lpa、第一耦合电感次级Lsa、第一开关电容Cf1a、第二开关电容Cf2a、箝位电容Cca、输出滤波电容Coa、主功率开关管S5a、辅助功率开关管S4a、第一功率二极管D1a、第二功率二极管D2a和第三功率二极管D3a；下单元包括第二耦合电感初级Lpb、第二耦合电感次级Lsb、第一开关电容Cf1b、第二开关电容Cf2b、箝位电容Ccb、输出滤波电容Cob、主功率开关管S5b、辅助功率开关管S4b、第一功率二极管D1b、第二功率二极管D2b和第三功率二极管D3b；
主功率开关管S5a的源极与直流输入电源Vin的负极相连；主功率开关管S5a的漏极与第一耦合电感初级Lpa的异名端相连；第一耦合电感初级Lpa的同名端与直流输入电源Vin的正极相连；
辅助功率开关管S4a的漏极分别与箝位电容Cca的一极和第三功率二极管D3a的阳极相连；箝位电容Cca与直流输入电源Vin的负极相连；辅助功率开关管S4a的源极分别与第一开关电容Cf1a的一极和第一耦合电感初级Lpa的异名端相连；第一开关电容Cf1a的另一极分别与第一耦合电感次级Lsa的同名端和第二功率二极管D2a的阳极相连，第一耦合电感次级Lsa的异名端与第三功率二极管D3a的阴极和第二开关电容Cf2a的一极相连；第二开关电容Cf2a的另一极分别与第二功率二极管D2a的阴极和第一功率二极管D1a的阳极相连；滤波电容Coa分别与箝位电容Cca的一极和第一功率二极管D1a的阴极相连；
主功率开关管S5b的漏极与直流输入电源Vin的正极相连；主功率开关管S5a的源极与第二耦合电感初级Lpb的异名端相连；第二耦合电感初级Lpb的同名端与直流输入电源Vin的负极相连；
辅助功率开关管S4b的源极分别与箝位电容Ccb的一极和第三功率二极管D3b的阴极相连；箝位电容Ccb与直流输入电源Vin的正极相连；辅助功率开关管S4b的漏极分别与第一开关电容Cf1b的一极和第二耦合电感初级Lpb的异名端相连；第一开关电容Cf1b的另一极分别与第二耦合电感次级Lsb的同名端和第二功率二极管D2b的阴极相连；第二耦合电感次级Lsb的异名端与第三功率二极管D3b的阳极和第二开关电容Cf2b的一极相连；第二开关电容Cf2b的另一极分别与第二功率二极管D2b的阳极和第一功率二极管D1b的阴极相连；滤波电容Cob分别与箝位电容Ccb的一极和第一功率二极管D1b的阳极相连；负载分别与滤波电容Coa的正极和滤波电容Cob的负极相连。
优选的，所述主功率开关管S5a、S5b和辅助功率开关管S4a、S4b均采用MOSFET功率开关管。
优选的，所述主功率开关管S5a的体二极管为D5a；所述主功率开关管S5b的体二极管为D5b；所述辅助功率开关管S4a的体二极管为D4a；所述辅助功率开关管S4b的体二极管为D4b。
优选的，所述主功率开关管S5a、S5b和辅助功率开关管S4a、S4b的开通和关断采用脉宽调制PWM进行控制，同时，主功率开关管S5a和S5b采用相位交错控制，辅助功率开关管S4a和S4b采用相位交错控制。
优选的，主功率开关管S5a和S5b的栅极和源极间所加的PWM驱动信号相位交错180度，辅助功率开关管S4a和S4b的栅极和源极间所加的PWM驱动信号分别与主功率开关管S5a和S5b互补。
优选的，通过控制主功率开关管PWM驱动信号的占空比，变换器能够得到所要求的输出电压；变换器的电压变比由主功率开关管S5a的占空比Da、主功率开关管S5b的占空比Db、第一耦合电感初级Lpa与第一耦合电感次级Lsa的匝数比Na和第二耦合电感次级Lpb与第二耦合电感Lsb的匝数比Nb四个自由度决定。
优选的，当主功率开关管S5a和S5b的占空比均为D，且两个耦合电感初级和次级的匝数比
Figure BDA0003649819710000031
时，变换器总输出电压增益表示如下：
Figure BDA0003649819710000032
其中，Mboost表示变换器总输出电压增益；Vin表示输入电压为；Vo表示变换器输出电压Vo。
由上述对本发明的描述可知，与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
(1)本发明可以实现高电压变比的降压功能，通过控制功率开关管PWM驱动信号的占空比，本发明可以得到所要求的输出电压，变换器的电压变比由占空比D和匝数比N两个自由度决定，通过调整耦合电感的匝数比，能够获取更大的电压变比；
(2)本发明中耦合电感的采用提升了增益空间和功率密度；
(3)本发明中输入并联输出并联结构的采用降低了器件的应力和输入输出的电流纹波，进而减小了滤波电容的体积，提升了功率密度；
(4)本发明无需增加额外的谐振电路，所有功率开关管都能够实现零电压开通(ZVS)，大大减小了开关损耗，降低了开关噪声，提高了变换器的可靠性；
(5)本发明通过改变耦合电感的匝数比N能够获得高电压变比，避免了极限占空比的使用，从而减小了输入电流纹波。
附图说明
图1为本发明的电路拓扑图；
图2为本发明电路拓扑在一个开关周期内主功率开关管S5a和S5b开通的等效电路图；
图3为本发明电路拓扑在一个开关周期内主功率开关管S5a开通，辅助功率开关管S4a关断的等效电路图；
图4为本发明电路拓扑在一个开关周期内主功率开关管S5a和S5b开通的等效电路图(与图2不同期间)；
图5为本发明电路拓扑在一个开关周期内主功率开关管S5a关断，辅助功率开关管S4a开通的等效电路图；
图6为本发明在一个开关周期内的工作模态图一(考虑主功率开关管的寄生电容，耦合电感等效为理想变压器和励磁电感并联再和漏感串联)；
图7为本发明在一个开关周期内的工作模态图二；
图8为本发明在一个开关周期内的工作模态图三；
图9为本发明在一个开关周期内的工作模态图四；
图10为本发明在一个开关周期内的工作模态图五；
图11为本发明在一个开关周期内的工作模态图六；
图12为本发明在一个开关周期内的工作模态图七；
图13为本发明在一个开关周期内的工作模态图八；
图14为本发明的关键波形图；
其中，Lpa-第一耦合电感初级，Lsa-第一耦合电感次级，Lpb-第二耦合电感初级，Lsb-第二耦合电感次级，Cf1a(Cf1b)-第一开关电容，Cf2a(Cf2b)-第二开关电容，Cca(Ccb)-箝位电容，Coa(Cob)-输出滤波电容、S5a(S5b)-主功率开关管，S4a(S4b)-辅助功率开关管，D1a(D1b)-第一功率二极管，D2a(D2b)-第二功率二极管，D3a(D3b)-第三功率二极管，Vin-输入电压，Vo-输出电压，Lka(Lkb)-漏电感，Lma(Lmb)-励磁电感，npa(npb)-理想变压器初级绕组，nsa(nsb)-理想变压器次级绕组；Vg5,4a-主功率开关管S5a和辅助功率开关管S4a的驱动信号，Vg5,4b-主功率开关管S5b和辅助功率开关管S4b的驱动信号。
具体实施方式
以下通过具体实施方式对本发明作进一步的描述。
参见图1所示，一种带耦合电感和开关电容的IPOS型高变比软开关变流器的主电路拓扑图。一种带耦合电感和开关电容的IPOS型高变比软开关变流器，该变换器由镜像对称的上单元和下单元构成，其中，上单元包括第一耦合电感初级Lpa、第一耦合电感次级Lsa、第一开关电容Cf1a、第二开关电容Cf2a、箝位电容Cca、输出滤波电容Coa、主功率开关管S5a、辅助功率开关管S4a、第一功率二极管D1a、第二功率二极管D2a和第三功率二极管D3a；下单元包括第二耦合电感初级Lpb、第二耦合电感次级Lsb、第一开关电容Cf1b、第二开关电容Cf2b、箝位电容Ccb、输出滤波电容Cob、主功率开关管S5b、辅助功率开关管S4b、第一功率二极管D1b、第二功率二极管D2b和第三功率二极管D3b；
主功率开关管S5a的源极与直流输入电源Vin的负极相连；主功率开关管S5a的漏极与第一耦合电感初级Lpa的异名端相连；第一耦合电感初级Lpa的同名端与直流输入电源Vin的正极相连；
辅助功率开关管S4a的漏极分别与箝位电容Cca的一极和第三功率二极管D3a的阳极相连；箝位电容Cca与直流输入电源Vin的负极相连；辅助功率开关管S4a的源极分别与第一开关电容Cf1a的一极和第一耦合电感初级Lpa的异名端相连；第一开关电容Cf1a的另一极分别与第一耦合电感次级Lsa的同名端和第二功率二极管D2a的阳极相连，第一耦合电感次级Lsa的异名端与第三功率二极管D3a的阴极和第二开关电容Cf2a的一极相连；第二开关电容Cf2a的另一极分别与第二功率二极管D2a的阴极和第一功率二极管D1a的阳极相连；滤波电容Coa分别与箝位电容Cca的一极和第一功率二极管D1a的阴极相连；
主功率开关管S5b的漏极与直流输入电源Vin的正极相连；主功率开关管S5a的源极与第二耦合电感初级Lpb的异名端相连；第二耦合电感初级Lpb的同名端与直流输入电源Vin的负极相连；
辅助功率开关管S4b的源极分别与箝位电容Ccb的一极和第三功率二极管D3b的阴极相连；箝位电容Ccb与直流输入电源Vin的正极相连；辅助功率开关管S4b的漏极分别与第一开关电容Cf1b的一极和第二耦合电感初级Lpb的异名端相连；第一开关电容Cf1b的另一极分别与第二耦合电感次级Lsb的同名端和第二功率二极管D2b的阴极相连；第二耦合电感次级Lsb的异名端与第三功率二极管D3b的阳极和第二开关电容Cf2b的一极相连；第二开关电容Cf2b的另一极分别与第二功率二极管D2b的阳极和第一功率二极管D1b的阴极相连；滤波电容Cob分别与箝位电容Ccb的一极和第一功率二极管D1b的阳极相连；负载分别与滤波电容Coa的正极和滤波电容Cob的负极相连。
本发明采用如下控制策略：
主功率开关管S5a和S5b的栅极和源极间所加的PWM驱动信号占空比相同，主功率开关管S5a和S5b的栅极和源极间所加的PWM驱动信号相位交错180度，辅助功率开关管S4a和S4b的栅极和源极间所加的PWM驱动信号分别与主功率开关管S5a和S5b互补。
所述主、辅助开关管S5a、S5b、S4a、S4b的开通和关断采用脉宽调制(PWM)进行控制，功率开关管的驱动信号如图14所示。开关周期为T，D为主功率开关管S5a、S5b的PWM驱动信号的占空比。变换器的开关频率综合考虑系统容量、开关管电压电流应力和系统效率优化等因素合理选取。
参见图2至图5为变换器一个开关周期内的等效电路图，有四种工作模态。
当主功率开关管S5a开通，辅助功率开关管S4a关断时，耦合电感处于充电状态，DT期间的等效电路如图2至图4所示，则：
Vcf2a＝NVLpa-charge＝NVin
Vcf1a-Vca-Vcf2a＝0
其中，Vcf2a为第二开关电容的电压；VLpa-charge为第一耦合电感充电时初级上的电压；Vcf1a为第一开关电容的电压；Vca为钳位电容的电压。
当主功率开关管S5a关断，辅助功率开关管S4a开通时，耦合电感处于放电状态，(1-D)T期间的等效电路如图5所示，则：
VLpa-discharge＝Vin-Vca
Vca-Voa+Vcf2a-N(Vin-Vca)+Vcf1a＝0
DVLpa-charge+(1-D)VLpa-discharge＝0
其中，VLpa-discharge为第一耦合电感放电时初级上的电压；Voa为输出滤波电容Coa的电压。
由以上五式得变换器的上部分单元电压增益表达式为：
Figure BDA0003649819710000061
同样地，根据第一耦合电感初级Lpb的充放电过程，可以求得变换器下部分单元电压增益表达式为：
Figure BDA0003649819710000062
其中，Vob为输出滤波电容Vob的电压。
综上，根据输入并联输出串联的结构，可以求出变换器总输出电压增益表达式为：
Figure BDA0003649819710000063
根据上述驱动方式，在一个开关周期T中，图1所示的主电路有8种工作模态(考虑主功率开关管的寄生电容Cr，耦合电感等效为理想变压器和励磁电感并联再和漏感串联)：
模态一[t0～t1]：如图6所示，在间隔[t0-t1]期间，S5a的体二极管D5a开启，S5a、D1a、D2b、D3b也开启。Cf1a和Cf2a通过耦合电感的二次侧串联放电，进而改变了iLpa电流方向，为S5a的ZVS开通创造了条件。漏感Lka与寄生电容Cr5a谐振过程，这在下面的ZVS实现条件分析中进行了明确的讨论。当MOS管S4a关闭时，由于寄生电容Cr4a可以减缓电压上升速度，近似实现ZVS关断。同时励磁电感Lmb由Vin充电，使Cf1b和Cf2b同时由Cccb和Vin充电。励磁电感电流iLmb继续增大。
模态二[t1～t2]：如图7所示，在t1时刻，主功率开关管S5a,S5b和二极管D2a,D3a,D2b,D3b处于导通状态。Cf1a和Cf2a由Cca和Vin并联充电。在t1时，励磁电感Lma的电流开始增加。同时Cf1b和Cf2b由Ccb和Vin并联充电。此外，Vin、Coa和Cob串联向负载R供电。
模态三[t2～t3]：如图8所示，在时间间隔[t2-t3]内，主功率开关管S5a和二极管D4b,D3b,D3a,D1b处于导通状态。在t2时，励磁电感Lma的电流开始减小。Cf1a和Cf2a由Cca和Vin并联充电。当主功率开关管S5b关闭时，由于寄生电容Cr5a的存在使得电压上升变缓，近似实现ZVS关断。与此同时，漏感Lkb的能量可以通过二极管D4b和箝位电容Ccb回收，有效的避免了主开关S5b上出现过大的电压尖峰，也实现了S4b的ZVS开通。一种由输入电源Vin、漏电感Lkb和箝位电容Ccb组成的谐振回路开始形成。最后，Cf1b和Cf2b通过二极管D1b串联给负载R充电。
模态四[t3～t4]：如图9所示，在间隔[t3-t4]内，主功率开关管S5a、辅助功率开关管S4b和二极管D3a、D2a、D1b处于导通状态。变换器上半部分运行状态与前一模态保持一致。同时，励磁电感Lmb、Cf1b、Cf2b由负载R通过二极管D1b串联放电。箝位电容Ccb也被Lmb、Cf1b、Cf2b充电。
模态5-8分别和模态1-4对称，其对应的模态如图10-图13所示。在间隔[t4-t8]期间，通过形成不同的谐振回路分别实现了主开关S5b和辅助开关S4a的ZVS开通和关断。在t8之后，模态循环重复。
图14为本发明在一个开关周期内的关键波形图。
综上，本发明首先通过耦合电感、电容和开关管的组合，对称的各单元实现了高电压增益，其次通过输入并联输出串联的结构使电压增益倍增，最后通过调整耦合电感的匝数比，还能够获取更大的电压变比，避免了极限占空比的使用，从而减小了输入电流纹波。输入并联输出串联的结构使得变换器的元器件应力大大降低。同时，采用两相交错的控制方法进一步的降低输入输出的电流纹波，缩减滤波电容的体积，提升了增益空间和功率密度。
无需增加额外的谐振电路，主功率开关管S5a(S5b)均能够实现零电压开通(ZVS)，辅助功率开关管S4a(S4b)均能够实现零电压开通(ZVS)，大大减少了开关损耗，降低了开关噪声，提高了变换器的可靠性。
该发明适用于光伏发电、电动汽车、汽车高强度放电(HID)头灯、航空航天电源系统及热电转换系统等场合。
上述仅为本发明的一个具体实施方式，但本发明的设计构思并不局限于此，凡利用此构思对本发明进行非实质性的改动，均应属于侵犯本发明保护范围的行为。

Claims (7)

1.一种带耦合电感和开关电容的IPOS型高变比软开关变流器，其特征在于，该变换器由镜像对称的上单元和下单元构成，其中，上单元包括第一耦合电感初级Lpa、第一耦合电感次级Lsa、第一开关电容Cf1a、第二开关电容Cf2a、箝位电容Cca、输出滤波电容Coa、主功率开关管S5a、辅助功率开关管S4a、第一功率二极管D1a、第二功率二极管D2a和第三功率二极管D3a；下单元包括第二耦合电感初级Lpb、第二耦合电感次级Lsb、第一开关电容Cf1b、第二开关电容Cf2b、箝位电容Ccb、输出滤波电容Cob、主功率开关管S5b、辅助功率开关管S4b、第一功率二极管D1b、第二功率二极管D2b和第三功率二极管D3b；
主功率开关管S5a的源极与直流输入电源Vin的负极相连；主功率开关管S5a的漏极与第一耦合电感初级Lpa的异名端相连；第一耦合电感初级Lpa的同名端与直流输入电源Vin的正极相连；
辅助功率开关管S4a的漏极分别与箝位电容Cca的一极和第三功率二极管D3a的阳极相连；箝位电容Cca与直流输入电源Vin的负极相连；辅助功率开关管S4a的源极分别与第一开关电容Cf1a的一极和第一耦合电感初级Lpa的异名端相连；第一开关电容Cf1a的另一极分别与第一耦合电感次级Lsa的同名端和第二功率二极管D2a的阳极相连，第一耦合电感次级Lsa的异名端与第三功率二极管D3a的阴极和第二开关电容Cf2a的一极相连；第二开关电容Cf2a的另一极分别与第二功率二极管D2a的阴极和第一功率二极管D1a的阳极相连；滤波电容Coa分别与箝位电容Cca的一极和第一功率二极管D1a的阴极相连；
主功率开关管S5b的漏极与直流输入电源Vin的正极相连；主功率开关管S5a的源极与第二耦合电感初级Lpb的异名端相连；第二耦合电感初级Lpb的同名端与直流输入电源Vin的负极相连；
辅助功率开关管S4b的源极分别与箝位电容Ccb的一极和第三功率二极管D3b的阴极相连；箝位电容Ccb与直流输入电源Vin的正极相连；辅助功率开关管S4b的漏极分别与第一开关电容Cf1b的一极和第二耦合电感初级Lpb的异名端相连；第一开关电容Cf1b的另一极分别与第二耦合电感次级Lsb的同名端和第二功率二极管D2b的阴极相连；第二耦合电感次级Lsb的异名端与第三功率二极管D3b的阳极和第二开关电容Cf2b的一极相连；第二开关电容Cf2b的另一极分别与第二功率二极管D2b的阳极和第一功率二极管D1b的阴极相连；滤波电容Cob分别与箝位电容Ccb的一极和第一功率二极管D1b的阳极相连；负载分别与滤波电容Coa的正极和滤波电容Cob的负极相连。
2.如权利要求1所述的一种带耦合电感和开关电容的IPOS型高变比软开关变流器，其特征在于：所述主功率开关管S5a、S5b和辅助功率开关管S4a、S4b均采用MOSFET功率开关管。
3.如权利要求1所述的一种带耦合电感和开关电容的IPOS型高变比软开关变流器，其特征在于：所述主功率开关管S5a的体二极管为D5a；所述主功率开关管S5b的体二极管为D5b；所述辅助功率开关管S4a的体二极管为D4a；所述辅助功率开关管S4b的体二极管为D4b。
4.如权利要求1所述的一种带耦合电感和开关电容的IPOS型高变比软开关变流器，其特征在于：所述主功率开关管S5a、S5b和辅助功率开关管S4a、S4b的开通和关断采用脉宽调制PWM进行控制，同时，主功率开关管S5a和S5b采用相位交错控制，辅助功率开关管S4a和S4b采用相位交错控制。
5.如权利要求4所述的一种带耦合电感和开关电容的IPOS型高变比软开关变流器，其特征在于：主功率开关管S5a和S5b的栅极和源极间所加的PWM驱动信号相位交错180度，辅助功率开关管S4a和S4b的栅极和源极间所加的PWM驱动信号分别与主功率开关管S5a和S5b互补。
6.如权利要求1所述的一种基于耦合电感的输入和开关电容并联输出串联型DC-DC升压变换器，其特征在于：通过控制主功率开关管PWM驱动信号的占空比，变换器能够得到所要求的输出电压；变换器的电压变比由主功率开关管S5a的占空比Da、主功率开关管S5b的占空比Db、第一耦合电感初级Lpa与第一耦合电感次级Lsa的匝数比Na和第二耦合电感次级Lpb与第二耦合电感Lsb的匝数比Nb四个自由度决定。
7.如权利要求1或6所述的一种带耦合电感和开关电容的IPOS型高变比软开关变流器，其特征在于：当主功率开关管S5a和S5b的占空比均为D，且两个耦合电感初级和次级的匝数比
Figure FDA0003649819700000021
时，变换器总输出电压增益表示如下：
Figure FDA0003649819700000022
其中，Mboost表示变换器总输出电压增益；Vin表示输入电压为；Vo表示变换器输出电压Vo。
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