CN105048824B

CN105048824B - 一种电压箝位软开关型推挽直流变换器

Info

Publication number: CN105048824B
Application number: CN201510391387.2A
Authority: CN
Inventors: 伍群芳; 王勤; 陈仲; 肖岚; 徐佳林
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2015-07-02
Filing date: 2015-07-02
Publication date: 2019-01-08
Anticipated expiration: 2035-07-02
Also published as: CN105048824A

Abstract

本发明公开了一种电压箝位软开关型推挽直流变换器，包括输入直流电压源U_in(1)，带体二极管及寄生电容的第一、第二、第三功率管Q₁～Q₃(2)，箝位电容C_a(3)，高频隔离变压器TX(4)，不可控整流二极管D₄～D₇(5)和LC滤波及负载电路(6)。其中第一、第二、第三功率管Q₁～Q₃不仅可实现零电压开通与关断，而且Q₁～Q₃的电压应力被箝位在输入电压与箝位电容电压之和，小于传统推挽变换器功率管承受的两倍输入电压应力，提高了变换器的电能传输效率与可靠性，有利于电路的高频化工作和电力电子装置体积的减小，适用于中低压输入的直直变换场合。

Description

一种电压箝位软开关型推挽直流变换器

技术领域

本发明涉及DC-DC变换器技术领域，具体涉及一种功率管电压箝位的软开关推挽直流变换器。

背景技术

随着电力电子技术的发展，对电力电子装置的要求是高效率，小型化，轻量化，高可靠性及稳定性等。

当今，在太阳能，燃料电池等低压输入的新能源发电系统中，直直变换器为其中的一个很重要组成部分。传统的推挽直流变换器由于结构简单，变压器双向磁化，磁芯利用率高，不需要磁复位且具有隔离效果等自身的特点广泛应用于这些低压输入的电能变换场合，但是传统的推挽直流变换器的功率管工作在硬开关条件下，随着开关频率的提高，开关损耗大，变换器率低，不利于变换器高效能的传输电能。另外，由于变换器中变压器漏感及功率回路杂散电感的作用，传统的推挽变换器在功率管关断过程中，功率管两端会产生很高的电压尖峰，这对功率器件的选型，系统稳定性等方面造成不良影响。《中国优秀硕士学位论文全文数据库》2004年第03期公开了一种推挽正激及其软开关电路的研究与实现，将箝位电容C并联在变压器原边绕组两端以抑制功率管关断时的电压尖峰，虽然电压尖峰得以抑制，但是功率管的最大电压应力仍为两倍的输入电压，另外，功率管仍为硬开通。为此，《中国优秀硕士学位论文全文数据库》2015年第04 期公开了一种ZVS三管推挽直流变换器，通过在输入电压源与变压器原边绕组增加一个辅助功率管以实现所有功率管的零电压开通，但是，该变换器功率管电压无法被箝位，在关断瞬间，功率管上将产生一个很高的电压尖峰(大于2倍的输入电压)，进而，在功率管选型是需要选择耐压更高的器件，不利于变换器性能的提高。

发明内容

本发明的目的旨在针对背景所述技术的不足，提出了一种电压箝位的软开关推挽直流变换器，降低功率管开关损耗，提高变换效率的同时功率管两端的电压可被箝位在较低值(小于两倍的输入电压)，有利于器件的选型及变换器工作的稳定性及可靠性。

本发明为了实现上述目的，采用如下技术方案。

本发明的一种电压箝位软开关型推挽直流变换器，包括变压器原边电路与变压器副边电路，原边电路包括变压器原边第一绕组N_P1，原边第二绕组N_P2，第一功率管 Q₁及其内部体二极管D₁和寄生电容C₁，第二功率管Q₂及其内部体二极管D₂和寄生电容C₂，第三功率管Q₃及其内部体二极管D₃和寄生电容C₃，箝位电容C_a和直流电压源 U_in。原边电路连接关系为：第三功率管Q₃的漏极接直流电压源U_in的正极，第三功率管Q₃的源极接第二功率管Q₂的漏极及变压器原边第一绕组N_P1的同名端，第二功率管 Q₂的源极接箝位电容C_a的上端与变压器原边第二绕组N_P2的异名端，变压器原边第一绕组N_P1的异名端接第一功率管Q₁的漏极和箝位电容C_a的下端，第一功率管Q₁的源极、变压器原边第二绕组N_P2的同名端与直流电压源U_in的负极相连。副边电路包括变压器副边绕组N_s，全桥不可控整流电路(D₄～D₇)，滤波电感L_f，滤波电容C_f和负载R_o。副边电路连接关系为：变压器副边绕组N_s的同名端与整流二极管D₄的阳极和D₆的阴极相连，变压器副边绕组N_s的异名端与整流二极管D₅的阳极和D₇的阴极相连，整流二极管D₄、D₅的阴极共同接滤波电感L_f左端，L_f的右端接滤波电容C_f的正极与负载电阻R_o的上端，整流二极管D₆、D₇的阳极共同接滤波电容C_f的负极与负载电阻R_o的下端，其特征在于：所述推挽直流变换器功率管的电压应力被箝位于小于两倍的输入电压的较低值，减小了功率管的电压应力。

本发明电压箝位软开关型推挽直流变换器的PWM控制信号，即开关时序为： ①第一、第三功率管Q₁与Q₃共同导通T_d/2时间后关断第三功率管Q₃；②经过一个短暂的死区时间后开通第二功率管Q₂，第二功率管Q₂与第一功率管Q₁共同导通T(1-d)/2 后，关断第一功率管Q₁；③经过一个短暂的死区时间后开通第三功率管Q₃，第三功率管Q₃与第二功率管Q₂共同导通T_d/2时间后关断第三功率管Q₃；④经过一个短暂的死区时间后开通第一功率管Q₁，第二功率管Q₂与第一功率管Q₁共同导通T(1-d)/2后，关断第二功率管Q₂；⑤经过一个短暂的死区时间后开通第三功率管Q₃，第一、第三功率管Q₁与Q₃同时导通，回到第①个过程；如此周而复始。

本发明所述的第一、第二、第三功率管是功率MOSFET。

本发明与原有技术相比主要的技术特点是：在传统的推挽直流变换器变压器原边电路增加了一个功率管Q₃和箝位电容C_a，通过控制原边电路三个功率管的开关时序，使得三个功率管工作在零电压开通与关断的状态，降低了功率管的开关损耗；同时，变压器的漏感、寄生电容，功率管的寄生电容都参与了软开关过程，提高了变压器与功率管的使用效率；箝位电容将三个功率管两端电压进行箝位，抑制了功率管两端的电压尖峰，使得功率管的电压应力被箝位于较低的值，减少了开关噪音，提高了功率管与系统工作的可靠性及稳定性。

本发明的电压箝位软开关型推挽直流变换器结构相对简单，实现了功率开关管的软开关切换与功率管两端电压的箝位，提高了变换器的电能传输效率与可靠性，有利于电路的高频化工作和电力电子装置体积的减小，适用于中低压输入的直直变换场合。

附图说明

附图1为传统的推挽直流变换器结构示意图。

附图2为本发明提出的电压箝位软开关型推挽直流变换器结构示意图。

附图3为本发明电压箝位软开关型推挽直流变换器的PWM开关时序图。

附图4为本发明的电压箝位软开关型推挽直流变换器实施结构示意图。

附图5为本发明的电压箝位软开关型推挽直流变换器实施电路主要波形示意图。

附图6～附图11为本发明的电压箝位软开关型推挽直流变换器实施例的各个开关模态示意图。

附图12为本发明电压箝位软开关型推挽直流变换器的PWM开关时序产生原理图。

以上附图中的主要符号名称：U_in：直流电源电压；Q₁～Q₃：功率开关管；C₁～C₃：寄生电容；D₁～D₃：体二极管；C_a：箝位电容；TX：高频变压器；D₄～D₆：整流二极管； L_f：滤波电感；C_f：滤波电容；R_o：负载电阻；u_gs1～u_gs3：功率管Q₁～Q₃的驱动信号； L_leak-1、L_leak-2：变压器原边绕组N_P1、N_P2的漏感；u_ds1～u_ds3：功率管Q₁～Q₃两端承受的电压；i_p1、i_p2：流过原边绕组N_P1、N_P2的电流；i₁～i₃：流过功率管Q₁～Q₃的电流；u_s：变压器副边绕组电压；i_s：流过变压器副边绕组电流；i_L：流过滤波电感电流；U_o：输出电压。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明的技术方案进行详细描述。

附图1为传统的推挽直流变换器结构示意图。

附图2、附图3为本发明提出的电压箝位软开关型推挽直流变换器结构示意图与其所对应的PWM开关时序图。

附图4是本发明电压箝位软开关型推挽直流变换器的实施电路结构示意图。由直流电压源1、三个功率管2、箝位电容3、隔离变压器4、整流电路5及滤波输出电路6组成。Q₁～Q₃是三只功率管，D₁～D₃分别是功率管Q₁～Q₃的体二极管，C₁～C₃分别是Q₁～Q₃的寄生电容，C_a是箝位电容，TX是隔离变压器，L_leak-1、 L_leak-2是隔离变压器原边绕组的漏感，D₄～D₇是输出整流二极管，L_f是滤波电感，C_f是滤波电容，R_o为输出负载。本变换器采用附图3所示的PWM开关时序：①功率管Q₁与Q₃共同导通T_d/2时间后关断功率管 Q₃；②经过一个短暂的死区时间后开通功率管Q₂，功率管Q₂与Q₁共同导通T(1-d)/2后，关断功率管Q₁； ③经过一个短暂的死区时间后开通功率管Q₃，功率管Q₃与Q₂共同导通T_d/2时间后关断功率管Q₃；④经过一个短暂的死区时间后开通功率管Q₁，功率管Q₂与Q₁共同导通T(1-d)/2后，关断功率管Q₂；⑤经过一个短暂的死区时间后开通功率管Q₃，功率管Q₁与Q₃同时导通，回到第①个过程；如此周而复始。

下面以附图4为主电路结构，结合附图5～附图12对本发明变换器的具体工作原理进行详细的描述。由附图5可知，整个变换器在一个开关周期内共有12个开关模态，分别是[t₀～t₁]、[t₁～t₂]、[t₂～t₃]、[t₃～t₄]、 [t₄～t₅]、[t₅～t₆]、[t₆～t₇]、[t₇～t₈]、[t₈～t₉]、[t₉～t₁₀]、[t₁₀～t₁₁]、[t₁₁～t₁₂]，其中[t₀～t₆]为前半周期，[t₇～t₁₂]为后半周期。下面对各个模态的工作原理具体分析。

为了分析方便，分析之前先做如下假设：1)所有功率管和二极管为理想器件，导通压降为零；2)三个电容C₁，C₂和C₃值都等于C；3)变压器的励磁电感足够大，励磁电流忽略不计，变压器副原边绕组的匝比为n＝N_S/N_P1＝N_S/N_P2，漏感L_leak-1＝L_leak-2＝L_leak；4)滤波电感足够大，等效为一个恒流源；5)箝位电容上的电压保持不变，看作为一个恒压源U_ca。

1 模态1[t₀～t₁][对应附图6]

功率管Q₁和Q₃导通，副边二极管D₄，D₇导通续流，变换器向负载侧传递能量。原边侧直流电压源 U_in和Np₁并联，箝位电容C_a与Np₂并联，电源电压U_in作用在绕组Np₁、漏感L_leak-1以及输出滤波电感折射到原边的电感L_f/n²上；箝位电容电压u_Ca则作用在绕组Np₂、漏感L_leak-2以及输出滤波电感折射到原边的电感L_f/n²上；因此，流过Np₁与Np₂的电流为：

其中，I_p1(t₀)、I_p2(t₀)为t₀时刻流过绕组的电流大小。此阶段功率管Q₂处于关断状态，其两端电压为 U_in+U_ca。

2 模态2[t₁～t₂][对应附图7]

t₁时刻，关断功率管Q₃，由于C₃的作用，Q₃能实现零电压关断。若变压器在t₁时刻流过原边绕组 N_P1上的电流i_p1＝I_P1，流过原边绕组N_P2上的电流i_p1＝I_P2，i_p1从Q₃转移到电容C₃、C₂两条支路中，因此电容C₃被充电，电容C₂放电，u_ds2从U_in+U_ca开始下降。此模态下，变压器原边的漏感L_leak与副边折射到原边的滤波电感是Lf/n²是串联的，由于L_f很大，可以认为i_p1，i_p2保持不变，等效于一个电流源，因此，电流i_p1，i_p2与电容C₃，C₂上的电压为：

此模态中，由于滤波电感L_f折算到原边并参与谐振，能量相对较大，箝位电容C_a被充电，流过功率管Q₁、Q₂的电流i₁、i₂均下降以维持i_p1与i_p2。若回路中能量足够大，i₁可能从反向并从二极管D₁中流过。变压器副边仍为D₄，D₇导通续流。

t₂时刻，Q₃两端电压上升至U_in+U_ca，C₂的电压下降到零，Q₂的反并联二极管D₂导通，C₃上的两端电压可箝位在U_in+U_Ca以抑制Q₃上的电压尖峰，变压器电压下降到零，该模态结束，此模态至少需要的时间为：

t_d1＝2C(U_in+U_Ca)/I_P1 (3)

3 模态3[t₂～t₃][对应附图8]

在t₂时刻，D₂导通，开通功率管Q₂，Q₂可实现零电压开通。由(3)式可知，Q₂实现零电压开通需要的死区时间至少大于等于t_d1。虽然Q₂开通，但电流从D₂上流过。在此区间内，变压器电压下降到零，箝位电容电压U_ca作用于两个漏感L_leak-1，L_leak-2上，电流i_p1与i_p2线性下降。变压器副边滤波电感L_f两端承受-U_o，流过滤波电感L_f电流i_L下降，二极管D₄，D₇继续导通续流。

4 模态4[t₃～t₄][对应附图9]

t₃时刻，关断功率管Q₁，i_p2由电容C₁、C₃两条路径提供，即i_p2用来抽走C₃的电荷，同时又给C₁充电，由于电容C₁、C₃的作用，Q₁为零电压关断。流过变压器原边绕组电流i_p1、i_p2减小导致副边电流i_s跟着减小，为了维持滤电感电流i_L不变，二极管D₅、D₆导通，这样使得副边四个二极管共同导通，变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也相应被箝为零。如附图9所示，从图中可看出，此模态下变压器原边形成了漏感L_leak-2与电容C₁、C₃谐振工作，u_ds1从零开始上升，u_ds3从U_in+U_Ca下降。若t₃时刻，i_p2大小为 I_P23，则电流i₁，电容C₁、C₃上的电压分别为：

其中：

在t₄时刻，u_ds1上升至U_in+U_Ca，u_ds3下降至零，D₃自然导通为Q₃的零电压开通创造条件，C₁两端的电压被箝位在U_in+U_Ca上。此过程中需要的时间为：

5 模态5[t₄～t₅][对应附图10]

t₄时刻，D₃自然导通，开通功率Q₃，Q₃可实现零电压开通。由(6)式可知，Q₃实现零电压开通需要的死区时间至少大于等于t_d2。虽然Q₃已开通，但电流i₃从D₃流通，回路中的能量将通过D₃回馈到输入电源U_in端。由于变压器原边绕组电压为零，U_in作用在L_leak-2上，U_Ca作用在L_leak-1上，这样使得原边绕组电流总和i_p1+i_p2迅速减小并反向，副边电流i_s跟着减小并反向。因此，流过Q₂、Q₃的电流i₂、i₃也跟着反向，电流路径由二极管D₂、D₃换至Q₂、Q₃。另外，由于原边电流不足以提供负载电流，因此，变压器副边仍为四个二极管共同导通续流，副边流过二极电流D₅和D₆的电流增加，流过D₄和D₇的电流减小。在t₅时刻，流过二极管D₄和D₇到达其反向峰值电流处，此模态结束。

6 模态6[t₅～t₆][对应附图11]

在t₅时刻，二极管D₄、D₇从反向峰值电流处开始恢复且其开始承受反向电压，变压器副边绕组电压反向，原边绕组N_p1的电压也跟着反向至-U_in。到t₆时刻，副边二极管换流结束，二极管D₄与D₇关断， D₅与D₆续流以维持滤波电感的电流。

t₆时刻之后，变换器向负载侧传递功率，开始后半周期的工作，其工作状况与前半周期类似，因此不再赘述。

附图12为本发明电压箝位软开关型推挽直流变换器的PWM开关时序产生原理图。集成芯片SG3525 输出的两路信号OUT-A，OUT-B经过非门和延时电路后，再经隔离驱动电路后输出功率管Q₁、Q₂的驱动信号u_gs1、u_gs2。功率管Q₃的驱动信号u_gs3则由OUT-A与OUT-B两路信号相与后，再经延时电路与隔离驱动电路产生。此处延时电路的目的是为了产生短暂的死区时间以满足功率管零电压开关的需要。

综上所述可以得知，本发明的电压箝位软开关型推挽直流变换器具有以下几方面优点：

1)变换器拓扑相对简单，PWM控制时序简单，易于实现。

2)变压器原边所有功率开关管可以实现零电压开关，减小了开关损耗，提高了变换效率。

3)箝位电容可将功率管两端电压箝位在较低值，有效的抑制了功率管两端上的电压尖峰，减小了功率器件的电压应力，降低了变换器的噪音，搞高了变换器工作的稳定性与可靠性。

Claims

1.一种电压箝位软开关型推挽直流变换器，其特征在于：包括输入直流电压源U_in(1)，带体二极管及寄生电容的第一、第二、第三功率管Q₁～Q₃(2)，箝位电容C_a(3)，高频隔离变压器TX(4)，不可控整流二极管D₄～D₇(5)和LC滤波及负载电路(6)；其中高频隔离变压器TX的原边电路连接关系为：第三功率管Q₃的漏极接直流电压源U_in的正极，第三功率管Q₃的源极接第二功率管Q₂的漏极及变压器原边第一绕组N_P1的同名端，第二功率管Q₂的源极接箝位电容C_a的上端与变压器原边第二绕组N_P2的异名端，变压器原边第一绕组N_P1的异名端接第一功率管Q₁的漏极和箝位电容C_a的下端，第一功率管Q₁的源极、变压器原边第二绕组N_P2的同名端与直流电压源U_in的负极相连；高频隔离变压器TX的副边电路连接关系为：变压器副边绕组N_s的同名端与整流二极管D₄的阳极和D₆的阴极相连，变压器副边绕组N_s的异名端与整流二极管D₅的阳极和D₇的阴极相连，整流二极管D₄、D₅的阴极共同接滤波电感L_f左端，L_f的右端接滤波电容C_f的正极与负载电阻R_o的上端，整流二极管D₆、D₇的阳极共同接滤波电容C_f的负极与负载电阻R_o的下端；其特征在于：所述推挽直流变换器功率管的电压应力被箝位于小于两倍的输入电压的较低值，减小了功率管的电压应力。

2.根据权利要求1所述的一种电压箝位软开关型推挽直流变换器，其特征在于：所述的第一、第二、第三功率管是功率MOSFET。

3.根据权利要求1所述的一种电压箝位软开关型推挽直流变换器，其特征在于：三个功率管的PWM开关时序为：①第一、第三功率管Q₁与Q₃共同导通Td/2时间后关断第三功率管Q₃；②经过一个短暂的死区时间后开通第二功率管Q₂，第二功率管Q₂与第一功率管Q₁共同导通T(1-d)/2后，关断第一功率管Q₁；③经过一个短暂的死区时间后开通第三功率管Q₃，第三功率管Q₃与第二功率管Q₂共同导通Td/2时间后关断第三功率管Q₃；④经过一个短暂的死区时间后开通第一功率管Q₁，第二功率管Q₂与第一功率管Q₁共同导通T(1-d)/2后，关断第二功率管Q₂；⑤经过一个短暂的死区时间后开通第三功率管Q₃，第一、第三功率管Q₁与Q₃同时导通，回到第①个过程；如此周而复始。