CN101924483A

CN101924483A - 带能量回收的倍压同步整流电路

Info

Publication number: CN101924483A
Application number: CN 201010237568
Authority: CN
Inventors: 张军明; 张国兴
Original assignee: Zhejiang University ZJU
Current assignee: Zhejiang University ZJU
Priority date: 2010-07-27
Filing date: 2010-07-27
Publication date: 2010-12-22
Anticipated expiration: 2030-07-27
Also published as: CN101924483B

Abstract

本发明公开了一种带能量回收的倍压同步整流电路，包功率传送变压器T、电流互感器CT等；电流互感器CT的原边绕组串联在功率传送变压器T的二次侧回路中，检测变压器T二次侧中电流的方向以及幅度；电流互感器CT有两个副边绕组，第一绕组只在变压器T二次侧中电流正向流动时通过驱动电路提供一个同步整流管的驱动信号；第二绕组只在变压器T二次侧中电流反向流动时通过驱动电路提供另一个同步整流管的驱动信号；CT的至少一个副边绕组同时将CT所感应出的多余的能量通过能量回收电路回馈到电路的输出端或其他电压源。本发明具有能量无损耗的特点。

Description

带能量回收的倍压同步整流电路

技术领域

本发明涉及电能变换领域，具体涉及一种带能量回收的电流型倍压同步整流电路。

背景技术

目前，在电力电子的发展过程中，低压大电流输出的应用场合已经成为一个非常重要的发展方向。在这种场合下，变换器副边整流器的损耗占了整体损耗的大部分，尤其是采用二极管整流的电路，其导通压降引起的损耗占输出功率的比例为VF/Vo，其中VF为整流器的正向导通压降，Vo为输出电压。即使当今最好的肖特基二极管，它的正向导通压降也有0.3V，当输出电压为2V时候，仅此一项的损耗达到输出功率的15％，限制了效率的提高并引起严重发热，影响电源的可靠性。

为降低二极管型整流器的损耗，目前在低输出电压场合普遍采用同步整流器技术。所谓同步整流是以导通电阻很小(最小可以达到几个毫欧)的金属氧化物半导体场效应管(MOSFET或MOS场效应管)来代替二极管的技术，但是MOSFET需要额外的驱动信号来保证其开通和关断。因此同步整流的驱动方案是限制同步整流广泛应用的一个主要原因。如果同步整流的驱动方案比较复杂，或者驱动的电路的损耗比较大，都会影响到同步整流的效果。

理想的同步整流器应该实现与二极管型整流器一样的电气功能而大大降低损耗。但是由于MOSFET开通后可以双向导电，区别于二极管，因此对电路的工作带来影响。通常的电压模式的驱动方式由于不检测流过MOSFET的电流，因此，在电路中存在电流反向的可能，其驱动信号也是在电路中变压器、电感或者其他相关点得到的波形，会引起轻载条件下效率低下等其他问题。为实现同步整流器与二极管整流器一致的性能，在电流反向时刻能够关断，通常需要检测流过用作同步整流器的MOSFET的电流，目前通常采用电流互感器的方式。

传统的采用电流互感器的方式，其取样电流消耗的能量在电路中直接消耗，导致驱动电路效率低下。如何将互感器取样的电流信号的能量无损耗的反馈回输入或者输出端，是此类技术的关键。

现有技术中的一例，美国专利号为6134131，名称为《Current Driven SynchronousRectifier with Energy Recovery》，如图1所示，该电路包括一个电流互感器CT，两个箝位二极管和一个用于整流的MOSFET(称为同步整流管SR)。该电流互感器有三个副边绕组，这使得互感器的体积变大，使生产变得复杂。进一步，该技术方案一个电流互感器只能驱动一个MOSFET。

但是，在实际应用中，输出的同步整流器包含不止一个MOSFET，通常的电流互感器驱动方案需要每个MOSFET带一个电流互感器检测其电流，导致电路成本上升、体积变大。因此，如何降低电流互感器的数量也是此类技术的一个关键，也是本发明的一个重要贡献。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种结构简单、并使互感器取样的电流信号的能量无损耗的带能量回收的倍压同步整流电路，其使用一个电流互感器驱动多于一个同步整流管。

为了解决上述技术问题，本发明提供一种带能量回收的倍压同步整流电路，包括一个变压器T、一个电流互感器CT、由两个MOS场效应管SR1、SR2和两个电容C1、C2组成倍压整流电路、驱动整形电路(也称驱动电路)，还包括能量回收电路，所述电流互感器CT的原边绕组串联在高频变压器T的二次侧回路中；所述电流互感器CT有两个副边绕组，第一绕组只提供一个同步整流管的驱动信号，第二绕组不仅提供另一个同步整流管的驱动信号，多余的能量经过第二绕组和能量回收电路回馈到主电路中；副边第二绕组的电压信号经过另一个驱动整形电路给MOS场效应管SR2提供驱动信号，多余的能量同样经过第二绕组和能量回收电路回馈到主电路中。

进一步的，所述倍压同步整流电路为桥式倍压同步整流电路，所述变压器T的一次侧绕组连接到输入端，二次侧绕组一端经过所述电流互感器CT的原边绕组，连接到MOS场效应管SR1源极和SR2漏极的连接点，二次侧绕组另一端连接到电容C1负极和电容C2正极的连接点，MOS场效应管SR1的漏极连接到电容C1的正极，然后连接到输出的正端，MOS场效应管SR2的源极连接到电容C2的负极，然后连接到输出的负端；所述电流互感器CT有两个副边绕组N_S1、N_S2，N_S1经过驱动整形电路连接到MOS场效应管SR1的栅极和源极，N_S2经过驱动整形电路连接到MOS场效应管SR2的栅极和源极；所述能量回收电路是由四个二极管(D1，D2，D3，D4)组成的桥式整流电路，其连接方式为：电流互感器CT的副边绕组N_S2的一端连接到二极管D1正极和二极管D3负极的连接点，另一端连接到二极管D2正极和二极管D4负极的连接点；二极管D1的负极连接到二极管D2的负极，然后连接到钳位电压源V的正端；二极管D3的正极连接到二极管D4的正极，然后连接到钳位电压源V的负端，实现能量回收。

进一步的，所述带能量回收的倍压同步整流电路为梯形倍压整流电路，其连接方式为：变压器T的二次侧绕组的一端经过电流互感器CT的原边，连接到MOS场效应管SR1的漏极，然后连接到输出的正端；另一端连接到电容C1的正极，电容C1的负极连接到MOS场效应管SR1源极和SR2漏极的连接点，MOS场效应管SR2的源极连接到输出的负端。

进一步的，所述带能量回收的倍压同步整流电路为梯形倍压整流电路，其连接方式为：变压器T的二次侧绕组的一端经过电流互感器CT的原边，连接到MOS场效应管SR1源极和SR2漏极的连接点；另一端连接到电容C1的正极，电容C1的负极连接到MOS场效应管SR2源极；MOS场效应管SR1的漏极连接到输出的正端，MOS场效应管SR2的源极连接到输出的负端。

更进一步的，其能量回馈的钳位电压源是输出电压源、或电容，或一个独立的稳定电压源；电流互感器通过副边绕组N_S1，或通过副边绕组N_S2能量回收。

更进一步的，电容C1可以串联在变压器二次侧绕组和CT原边绕组之间。

进一步的，与MOS场效应管SR1、SR2反并联的二极管D_SR1、D_SR2是MOS管内部寄生二极管，也可以是外并的二极管。

具体的，本发明的技术解决方案是，采用一个电流互感器，为一个桥臂上的两个MOS场效应管提供驱动信号，同时把多余的能量反馈到输出，具体包括由两个MOS场效应管SR1、SR2和两个电容C1、C2组成倍压整流电路，一个变压器T，一个电流互感器CT、驱动整形电路和能量回收电路，其特征是：电流互感器CT的原边绕组串联在高频变压器T的二次侧回路中；电流互感器CT有两个副边绕组，第一绕组只提供一个同步整流管的驱动信号，第二绕组不仅提供另一个同步整流管的驱动信号还包含能量回收功能，具体包括：

电流互感器CT将原边的电流信号转变为副边绕组的电压信号：其副边第一绕组的电压信号经过一个驱动整形电路给MOS场效应管SR1提供驱动信号，多余的能量经过第二绕组和能量回收电路回馈到主电路中；副边第二绕组的电压信号经过另一个驱动整形电路给MOS场效应管SR2提供驱动信号，多余的能量同样经过第二绕组和能量回收电路回馈到主电路中。

本发明有以下优点：

1、电路简单，生产成本低。本发明采用一个电流互感器，结构简单；电流互感器有只有两个辅助绕组，有利于减小互感器的体积和降低生产成本。

2、高效率。上述同步整流电路具有能量反馈功能：由电流互感器传递的多余能量，经过为下管提供驱动信号的副边绕组传到输出，降低了驱动电路的损耗，提高了效率。

附图说明

图1现有的一种电流驱动同步整流电路；

图2本发明提出的具有能量反馈功能的桥式倍压同步整流电路；

图3-4本发明提出的具有能量反馈功能的第一种梯形倍压同步整流电路；

图5本发明提出的具有能量反馈功能的第二种梯形倍压同步整流电路；

图6本发明能量回馈到输出的倍压电路的驱动电路实例；

图7本发明能量回馈到输出的倍压电路的驱动电路实例2；

图8本发明利用低侧绕组将能量回馈到电容C2的驱动电路实例；

图9本发明利用高侧侧绕组将能量回馈到电容C1驱动电路实例；

图10本发明在半桥LLC谐振交流变换器中的应用实例；

图11本发明在半桥LLC谐振交流变换器中应用的关键波形模拟。

具体实施方式

图2是本发明提出的具有能量反馈功能的桥式倍压同步整流电路，图中CT是电流互感器，用于感测变压器二次侧电流，据此用CT的两个副边绕组驱动对应的同步整流管SR1(高侧同步整流管)或者SR2(低侧同步整流管)。通常有4个二极管组成的能量回馈电路将CT采样的电流回馈到输出，以提高效率，图中的箝位电压V可以是输出电压或者其他具有稳定电压值的电压源(包括电容)。驱动整形电路(驱动电路)，将CT检测到得电流信号转换成需要的同步管栅极驱动电压信号。图3-4、5是本发明提出的具有能量反馈功能的梯形倍压同步整流电路。图3和图4是第一梯形倍压同步整流电路，图3基于CT的高侧绕组(指驱动高侧同步整流管的绕组，这里指SR1)实现能量回馈；图4基于CT的低侧绕组(指驱动低侧同步整流管的绕组，这里指SR2)实现能量回馈。图5是第二梯形倍压同步整流电路，基于CT的低侧绕组实现能量回馈。

图6是本发明所属驱动电路以及能量回收电路实现的一个具体实施例，适用于图2～图5所示所有倍压电路，将电流互感器CT采样的能量回馈(反馈)到输出。图7是图6的另一种实施方式，图6中所示的Q1以及Q3及其栅极驱动电阻(R1/R2)可以被电阻所取代，如图7中R3以及R4所示，为加快关断速度，可以在R3以及R4上并联加速电容(图7中没有示出)。这个方法针对以下实施例均使用，下面不再重复叙述。

图8、图9分别是本发明提出的应用于桥式倍压电路和梯形倍压整流电路的驱动电路实例，包括箝位到不同的电压源。图8是应用于桥式倍压整流电路或第二梯形倍压整流电路中，利用电流互感器CT的低侧绕组(指驱动低侧同步整流管的绕组，这里指SR2)箝位到输出电容C2的实施例(输出电压一半)，与图6相比，仅箝位电压发生改变，本领域技术人员根据其他箝位电压可得到不同实施例。图9应用于桥式倍压整流电路或第一梯形倍压整流电路中，利用电流互感器CT的高侧绕组(指驱动高侧同步整流管的绕组，这里指SR1)箝位到输出电容C1的实施例(输出电压一半)。

下面以图2和图6中能量回馈到输出的桥式倍压电路的驱动电路实例为例进行说明。

如图2所示，包括带能量回收的倍压同步整流电路，包括由两个MOS场效应管SR1、SR2和两个电容C1、C2组成桥式倍压整流电路，一个变压器T，一个电流互感器CT、驱动整形电路和能量回收电路，其特征是：电流互感器CT的原边绕组串联在高频变压器T的二次侧回路中；电流互感器CT有两个副边绕组，其中一个绕组提供一个同步整流管的驱动信号，另一个绕组提供能量回收功能和另一个同步整流管的驱动信号，具体包括：

变压器T的一次侧绕组连接到输入端，二次侧绕组一端经过电流互感器CT的原边绕组，连接到MOS场效应管SR1源极和SR2漏极的连接点，二次侧绕组另一端连接到电容C1负极和电容C2正极的连接点，MOS场效应管SR1的漏极连接到电容C1的正极，然后连接到输出的正端，MOS场效应管SR2的源极连接到电容C2的负极，然后连接到输出的负端；电流互感器CT有两个副边绕组N_S1、N_S2，N_S1经过驱动整形电路(或称驱动电路)连接到MOS场效应管SR1的栅极和源极，N_S2经过驱动整形电路连接到MOS场效应管SR2的栅极和源极；驱动电路通常基于电流互感器CT的所耦合的一个副边绕组输出的电流信号提供驱动脉冲，简单讲，当输出电流为正时(表示SR需要开通)，提供高电平开通对应的同步整流管，当电流反向或者为零的时候关断对应的同步整流管，对本领域技术人员而言，可以通过比较器或者其他方式实现(如图6所示)，这里不再详细描述。

能量回收电路是由四个二极管(D1，D2，D3，D4)组成的桥式整流电路，其连接方式为：电流互感器CT的副边绕组N_S2的一端连接到二极管D1正极(阳极)和二极管D3负极(阴极)的连接点，另一端连接到二极管D2正极(阳极)和二极管D4负极(阴极)的连接点；二极管D1的负极连接到二极管D2的负极，然后连接到钳位电压源V的正端；二极管D3的正极连接到二极管D4的正极，然后连接到钳位电压源V的负端，实现能量回收，如附图2所示。

图6是能量回馈到输出的应用于图2桥式倍压电路的驱动电路实例，(同样适用于图3～图5的其他倍压同步整流电路)电流互感器CT的原边绕组Np，与主电路的变压器二次侧绕组相串联(可参阅图12或图13)；副边绕组N_S2的一端连接到二极管D1负极和二极管D3正极的连接点，二极管D1的正极连接到输出的负端，二极管D3的负极连接到输出的正端；副边绕组N_S2的另一端连接到二极管D2正极和二极管D4负极的连接点，二极管D2的负极连接到输出的正端，二极管D4的正极连接到输出的负端；MOS场效应管Q3的漏极连接到二极管D2的正极，Q3的源极连接到三极管Q4的基极，Q3的栅极通过电阻R2连接到二极管D1的负极；二极管D7的正极连接到三极管Q4的基极，二极管D7的负极连接到三极管Q4的集电极，三极管Q4的集电极连接到二极管D1的负极，三极管Q4的发射极链接到二极管D4的正极，即输出地；三极管Q4的集电极连接到MOS场效应管SR2的栅极。Lm1和Lm2是电流互感器副边绕组的等效激磁电感，两者相互等价(可以只用一个表示)。副边绕组N_S1的连接方式与N_S2相似，但是没有能量反馈电路。可控开关Qa以及Qb分别并联于MOS场效应管SR1以及SR2的栅极与源极之间，其控制端分别由MOS场效应管SR1以及SR2的漏极控制。可控开关Qa以及Qb可以是NPN的三极管或者是N型MOS场效应管(图中所示为NPN三极管)。

图6中所示的Q1以及Q3及其栅极驱动电阻(R1/R2)可以被电阻所取代，如图7中R3以及R4所示，为加快关断速度，可以在R3以及R4上并联加速电容。

下面结合图10中的整流电路在半桥LLC谐振变流器中的应用为例对本发明的具体工作过程进行说明。显然，本领域技术人员应该可以了解，对全桥LLC电路或者其他电路，在不背离本发明原则的基础上，同样适用。

如图10所示，是图6所示同步整流电路在半桥LLC谐振交流变换器中的具体应用，其具体的电路连接关系为：变压器T的一次侧绕组Tp连接到半桥LLC逆变电路，二次侧绕组一端连接到电容C1和电容C2的连接点，另一端与电流互感器CT的原边绕组Np串联，连接到MOS场效应管SR1源极和SR2漏极的连接点。MOS场效应管SR1的漏极连接到电容C1的正极，然后连接到输出的正端，MOS场效应管SR2的源极连接到电容C2的负极，然后连接到输出的负端；电流互感器CT的原边绕组Np与主电路的变压器二次侧绕组相串联，用于取样变压器二次侧绕组电流(即流经SR1以及SR2的电流)；驱动电路连接关系与图6中所描述的一致。由于输出电容Co很大，一般认为输出电压恒定。

本实例的工作过程将结合图11进行说明，具体如下(仅以电流断续的情况为例进行说明)：

在t0-t1这段时间内，变压器T的二次侧绕组电压为上正下负，变压器二次侧电流Isec中的电流流过MOS场效应管SR2的体二极管，并且开始增加。此时SR2的体二极管导通，使得Qb关断。由于电路中电流互感器CT的电流有同名端流入，因此CT副边绕组Ns2的感应电流由同名端流出(Ns1由于D5的阻断不能流出电流)，连同CT的激磁电流，将SR2的栅极电压充电上升，D4导通，Q4关断。超过SR2栅极门槛电压后，SR2导通。

当t＝t1时，电流互感器副边绕组N_S2上的电压上升到与输出电压相等，此时二极管D3导通，电流互感器副边绕组N_S2感应的电流通过D3流入输出电容，实现能量的回馈。N_S2上的电压被钳位在输出电压。在这个过程中三极管Q4及开关Qb始终保持截止。

在t＝t2时，由于变压器二次侧电流Isec下降到一定值，当副边绕组N_S2的输出电流降低到电流互感器副边激磁电流I_Lm CT以下时，电流互感器的激磁电流使得三极管Q4导通，MOS场效应管SR2的栅极电压被拉到低电位，SR2关断。随后，当变压器二次侧的电流下降到0时候，SR2的漏极为高，使得开关Qb导通，继续保持SR2关断状态。

在t3-t4这段时间内，MOS场效应管SR2关断，变压器二次侧电流Isec保持为零，电流互感器副边激磁电流I_Lm CT通过开关Qa与二极管D5续流，保持恒定。

下半个周期(t4-t8)电流互感器副边N_S1工作，工作过称与上述过程相同，这里不再详细描述。

需要说明的是，(1)本发明的电流型驱动整形电路只是一个应用实例，采用其他电流型驱动整形电路的应用，都应该是为本发明的保护范围；(2)本发明并不局限于LLC谐振交流变换器中的应用实例，在其他变换器中的应用均属于本发明的保护范围；(3)本发明的电流型驱动电路的箝位电压源只是几个应用实例，箝位到其他稳定电压源的应用均属于本发明的保护范围。

Claims

1.一种带能量回收的倍压同步整流电路，包括一个功率传送变压器T，一个电流互感器CT、由两个MOS场效应管SR1、SR2和两个电容C1、C2组成倍压整流电路，驱动电路基于所述CT检测到得电流信号的方向分别驱动所述场效应管SR1以及SR2，其特征在于：还包括能量回收电路，所述电流互感器CT的原边绕组串联在功率传送变压器T的二次侧回路中，检测变压器T二次侧中电流的方向以及幅度；所述电流互感器CT有两个副边绕组，第一绕组只在变压器T二次侧中电流正向流动时通过驱动电路提供一个同步整流管的驱动信号；第二绕组只在变压器T二次侧中电流反向流动时通过驱动电路提供另一个同步整流管的驱动信号；

所述CT的至少一个副边绕组同时将CT所感应出的多余的能量通过能量回收电路回馈到电路的输出端或其他电压源。

2.根据权利要求1所述带能量回收的倍压同步整流电路，其特征在于：所述倍压同步整流电路为桥式倍压同步整流电路，所述变压器T的二次侧绕组与电流互感器CT的原边绕组相串联后，一端连接到MOS场效应管SR1源极和SR2漏极的连接点，另一端连接到电容C1和电容C2的连接点，MOS场效应管SR1的漏极连接到电容C1的一端，然后连接到输出的正端，MOS场效应管SR2的源极连接到电容C2的一端，然后连接到输出的负端；所述电流互感器CT有两个副边绕组N_S1、N_S2，N_S1经过驱动整形电路连接到MOS场效应管SR1的栅极和源极，N_S2经过驱动整形电路连接到MOS场效应管SR2的栅极和源极；所述能量回收电路是由四个二极管(D1，D2，D3，D4)组成的桥式整流电路，其连接方式为：电流互感器CT的副边绕组N_S2的一端连接到二极管D1正极和二极管D3负极的连接点，另一端连接到二极管D2正极和二极管D4负极的连接点；二极管D1的负极连接到二极管D2的负极，然后连接到钳位电压源V的正端；二极管D3的正极连接到二极管D4的正极，然后连接到钳位电压源V的负端，实现能量回收。

3.根据权利要求1所述带能量回收的倍压同步整流电路，其特征在于：所述带能量回收的倍压同步整流电路为梯形倍压整流电路，其连接方式为：变压器T的二次侧绕组的一端与电流互感器CT的原边串联后，一端连接到MOS场效应管SR1的漏极，然后连接到输出的正端；另一端与一电容串联后连接到MOS场效应管SR1源极和SR2漏极的连接点，MOS场效应管SR2的源极连接到输出的负端。

4.根据权利要求1所述带能量回收的倍压同步整流电路，其特征在于：所述带能量回收的倍压同步整流电路为梯形倍压整流电路，其连接方式为：变压器T的二次侧绕组的一端与电流互感器CT的原边串联后，一端连接到MOS场效应管SR1源极和SR2漏极的连接点；另一端与一电容串联后连接到MOS场效应管SR2源极；MOS场效应管SR1的漏极连接到输出的正端，MOS场效应管SR2的源极连接到输出的负端。

5.根据权利要求2或3或4所述带能量回收的倍压同步整流电路，其特征在于：其能量回馈的钳位电压源是输出电压源、或电容，或一个独立的稳定电压源；电流互感器通过副边绕组NS1，或通过副边绕组NS2能量回收。

6.根据权利要求5所述带能量回收的倍压同步整流电路，其特征在于：电容C1可以串联在变压器二次侧绕组和CT原边绕组之间。

7.根据权利要求1所述带能量回收的倍压同步整流电路，其特征在于：与MOS场效应管SR1、SR2反并联的二极管是MOS管内部寄生二极管，或者是外并的二极管。