CN102170240A

CN102170240A - 混合驱动的全桥同步整流器

Info

Publication number: CN102170240A
Application number: CN2011100996926A
Authority: CN
Inventors: 张军明; 张国兴; 汪剑峰
Original assignee: Zhejiang University ZJU
Current assignee: Zhejiang University ZJU
Priority date: 2011-04-20
Filing date: 2011-04-20
Publication date: 2011-08-31

Abstract

本发明涉及同步整流电路，旨在提供一种混合驱动的全桥同步整流器。该全桥同步整流器包括：至少一个电压控制型驱动电路，用于基于变压器辅助绕组或输出绕组波形驱动全桥同步整流器的两个同步管；和至少一个电流控制型驱动电路，用于检测变压器副边绕组电流或全桥同步整流器中另两个同步管的电流，并基于检测信号驱动这两个同步管。在电流型输出的整流器结构中，采用混合驱动的方式，可以采用电压控制型驱动电路，克服了现有技术中电流型输出整流器不能采用电压控制型驱动的缺点，同时，可以大大减少电流检测元件的数量。

Description

混合驱动的全桥同步整流器

技术领域

本发明涉及电能变换领域，具体涉及同步整流电路，是一种同时采用电压型驱动和电流型驱动相结合的新型全桥同步整流电路中同步整流管的驱动方式。

背景技术

目前，在电力电子的发展过程中，低压大电流输出的应用场合已经成为一个非常重要的发展方向。在这种场合下，变流器二次侧整流器的损耗占了整体损耗的大部分，尤其是采用二极管整流的电路，其导通压降引起的损耗占输出功率的比例为VF/Vo，其中VF为整流器件的正向导通压降，Vo为输出电压。即使当今最好的肖特基二极管，它的正向导通压降也有0.3V，当输出电压为2V时候，仅此一项的损耗达到输出功率的15％，限制了效率的提高并引起严重发热，影响电源的可靠性。

为降低二极管型整流器的损耗，目前在低输出电压场合普遍采用同步整流器技术。所谓同步整流是以导通电阻很小(最小可以达到几个毫欧)的金属氧化物半导体场效应管(MOSFET或MOS场效应管)来代替二极管的技术，但是MOSFET需要额外的驱动信号来保证其开通和关断。因此同步整流的驱动方案是限制同步整流广泛应用的一个主要原因。如果同步整流的驱动方案比较复杂，或者驱动的电路的损耗比较大，都会影响到同步整流的效果。

理想的同步整流器应该实现与二极管型整流器一样的电气功能而大大降低导通损耗。但是由于MOSFET开通后可以双向导电，区别于二极管，需要精确控制器门极信号，最好仅使得同步整流的MOSFET有正向电流(从源极流向漏极)时，使得MOSFET导通，避免控制不当对电路的工作带来影响。

在传统的输出整流结构中，通常有两种输出结构，一种是如图1所示的电压输出型，其整流器后由电感、电容进行滤波；另一种是电流输出型，其整流器后只有电容进行滤波。

针对电压输出型整流器中的同步管驱动，其驱动信号也是在电路中变压器、电感或者其他相关点得到的波形，通常可以采用变压器绕组或者辅助绕组的电压，或者电感电压等个点波形实现驱动，称为电压控制型自驱动(或电压模式自驱动)，可以不检测流过MOSFET的电流。因在电路中存在电流反向的可能(从漏极流向源极)，会引起轻载条件下效率低下等其他问题。为解决这个问题，通常需要采样流过同步整流器中的MOSFET的电流，在电流反向时关断相应的开关。关键一点是，电压控制型自驱动不能应用到图2所示的电流型输出整流器。

针对电流输出型整流器，由于其输出仅存在滤波电容，变压器输出绕组(或者称二次侧绕组)电压被输出电压箝位，因此其电压极性变化只能在同步整流管切换后才能实现，因此不能采用电压控制型自驱动。只能通过电流检测的方式实现，也称为电流控制型驱动方法。目前通常采用电路互感器的方式或者采用电阻检测的方式(可以是MOSFET导通时自身的导通电阻)。

传统的采用电流互感器的方式，其取样电流消耗的能量在电路中直接消耗，导致驱动电路效率低下。如何将互感器取样的电流信号的能量无损耗的反馈回输入或者输出端，是此类技术的关键。通常，由于同步整流器中的每个MOSFET都需要一个电流检测装置，当同步整流器中开关较多的时候，尤其是全桥型整流，有4个开关，导致电路体积庞大或者电流检测电路(如电流互感器)数量众多。而且电流互感器的生产成本比较高、体积较大，特别是当电流互感器的二次侧绕组有两个或者两个以上的时候，不利于提高功率密度及降低成本。

现有技术中的一例如图3所示，名称为《电流驱动同步整流电路》(中国专利号200610036098.1)。该电路主要包括四个MOS场效应管组成的全桥整流电路、一个互感器、至少四个电压限幅元件和波形整形电路。该电路的互感器至少有四个副边绕组，这使得互感器的体积变大，而且在生产过程很复杂；由互感器传递的多余能量都消耗在副边，这限制了效率的提高。

图4所示是另一现有技术，通过一个电流互感器(CT)111与同步整流MOSFET 100串联，用CT的原边绕组101来检测流过同步管的电流，利用CT的多个副边绕组(103和104)，实现多余能量的回收，提高效率，但CT的副边绕组数量过多，导致CT加工困难，成本高。而且，由于每个同步管均需要一个CT检测电流，因此，在全桥应用中，需要4个CT，导致电路结构非常复杂。

图5所示是另一现有技术，基于半导体集成电路(IC)的实施方式，利用IC检测同步管两端的压降，当检测到有电流流过同步管(开始漏源电压为负)，导通同步管，由于采用同步管自身的导通电阻实现电流检测，因此不引入额外的损耗，效率高，此类芯片包括IR公司的IR1167/1168，NXP的TEA1761/1791等。另外，由于集成电路集成度高，无需电流互感器，因此体积小。但在全桥应用中，每个同步管需要一个检测驱动芯片，总共需要4个，线路成本高。

因此，有需要一种适合全桥整流结构的，高效率、低成本的同步整流管驱动方法。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，如何采用相对而言更少的电流检测电路，实现高效率的全桥整流器内4个同步管的驱动。

由于全桥电路每一导通路径均由对角开关组成，因此本发明的技术解决方案是，采用电压型驱动和电流型驱动相结合的驱动方法，实现桥式整流电路中4个同步开关的驱动，即通过电压型驱动方式驱动全桥同步整流电路的二个同步管，用电流型驱动方式驱动全桥同步整流电路的另外两个同步管。

基于此，本发明的解决方案是：

提供一种混合驱动的全桥同步整流器，包括：至少一个电压控制型驱动电路，用于基于变压器辅助绕组或输出绕组波形驱动全桥同步整流器的两个同步管；和至少一个电流控制型驱动电路，用于检测变压器副边绕组电流或全桥同步整流器中另两个同步管的电流，并基于检测信号驱动这两个同步管。

本发明中，所述电压控制型驱动电路包括至少一个变压器辅助绕组，用于产生两个驱动信号以驱动全桥同步整流器的两个同步管。

本发明中，所述电压控制型驱动电路是基于变压器的二次侧输出绕组，用于产生两个驱动信号以驱动全桥同步整流器的两个同步管。

本发明中，所述电流控制型驱动电路包括一个与变压器副边绕组相串联的电流互感器；该电流互感器有一个副边绕组，用于产生两个驱动信号分别驱动两个同步管。

本发明中，所述电流控制型驱动电路包括一个与变压器副边绕组相串联的电流互感器；该电流互感器包括两个副边绕组，每个副边绕组产生一个驱动信号驱动对应的同步管。

本发明中，所述电流控制型驱动电路中包括一个能量回收电路，其采样电流信号通过能量电路输送到输出。

本发明中，所述能量回收电路包括至少两个二极管；其中，至少一个二极管的阳极连接在所述电流互感器的副边绕组一端，该二极管的阴极连接到输出正端；至少还有一个二极管阴极连接到互感器副边绕组一端，该二极管的阳极连接到输出地。

本发明中，所述全桥同步整流器是电流型输出整流器，或者进一步地是LLC谐振变换器输出整流器。

基于上述描述，本发明的全桥同步整流器的混合驱动方法是：通过一个电压控制型驱动电路，基于变压器辅助绕组或输出绕组波形驱动全桥同步整流器的两个同步管；并且通过一个电流控制型驱动电路检测变压器副边绕组电流或全桥同步整流器中另两个同步管的电流，并基于检测信号驱动这两个同步管。

本发明中，所述电流控制型驱动电路通过检测对应同步管的漏源电压来测量其电流，并据此给出相应的驱动信号用于驱动该同步管。

本发明的有益效果在于：采用本发明所示的全桥同步整流器的驱动方法，相对现有技术而言，在电流型输出的整流器结构中，采用混合驱动的方式，可以采用电压控制型驱动电路，克服了现有技术中电流型输出整流器不能采用电压控制型驱动的缺点，同时，可以大大减少电流检测元件的数量。

附图说明

图1为现有电压型输出整流器技术；

图2为现有电流型输出整流器技术；

图3为现有全桥同步整流器驱动技术；

图4为现有的实现能量回收的电流控制性驱动技术；

图5为基于IC的电流检测驱动技术；

图6为本发明一个基于电流互感器的具体实施例；

图7为带有能量回收的电流控制型驱动电路实施例；

图8为本发明所提出的电压控制型驱动电路实施例；

图9为本发明一个基于同步管漏源电压检测的具体实施例；

图10为本发明所提出的另一具体实施例；

图11为图9所示实施例中电流控制性驱动电路实施方式；

图12为本发明全桥同步整流器上管采用PMOS的基于CT的实现方式；

图13为本发明全桥同步整流器上管采用PMOS的基于端电压检测的实现方式；

图14为本发明提出的全桥同步整流器实施例不采用辅助绕组及PMOS；

图15为图14所示实施例中输出电压过高时电压型驱动分压电路；

图16为本发明在LLC谐振交流变换器中的应用实例(原边半桥结构)；

图17为本发明在图16所示LLC谐振交流变换器中应用的关键点稳态波形。

具体实施方式

在传统的输出整流结构中，有电压输出型以及电流输出型两种，如图1、2所示。采用何种类型的输出整流结构取决于电路的拓扑，如电压型输出适合传统的全桥PWM、移相全桥、半桥、推挽以及并联谐振等电路，而电流型输出通常适合电流型推挽、串联谐振、LLC串联谐振电路等。在这两类整流器中，采用全桥结构的同步整流，需要4个同步管及其对应的驱动电路。

电压控制型自驱动应用于电压输出型整流器，如前所述，存在电流反向流动的情况，导致轻载效率低下，为解决这个问题，必须采用电流检测电路。而针对电流输出型，不能采用电压控制型自驱动方式，必须检测流过同步管(MOSFET)的电流。因此，采用电流控制型同步管驱动方法存在效率低、需要多个检测电路或者CT结构过于复杂等缺点。

本发明通过电压型驱动方式驱动全桥同步整流电路的二个同步管，用电流型驱动方式驱动全桥同步整流电路的另外两个同步管。

相对而言，电流型输出对同步整流驱动更为复杂，以下结合图2中电流型输出整流器结构，对本发明的具体实施方式进行详细说明，但这些实施例不能理解为本发明仅适用于电流型输出整流器，在不违背本发明本质的前提下，其同样适用于电压型输出整流器。

图6所示是本发明一个具体实施例，包括由四个MOS场效应管SR1、SR2、SR3和SR4组成的桥式同步整流电路、变压器T、电流互感器CT、电压控制型驱动电路、电流控制型驱动电路和能量回收电路。由于输出滤波电容通常电容量很大，可以用电压源Vo表示。变压器T包含1个辅助绕组Ns2_T，通过电压控制型驱动电路分别给两个全桥同步整流器的2个上管SR1、SR3提供驱动信号；变压器T的输出绕组Ns1_T(二次侧绕组)通过全桥同步整流器给负载提供能量。电流互感器CT的原边绕组串联在高频变压器T的二次侧回路中，即与变压器T的输出绕组Ns1_T相串联，用于感应流经同步整流器的电流信息。电流互感器CT只有一个二次侧绕组，通过电流控制型驱动电路分别给两个下管SR2、SR4提供驱动信号，由CT一次侧传递二次侧的多余能量通过能量回收电路回馈到输出。基于本领域的常识，变压器原边电流与副边电流存在对应关系，所述CT也可以与变压器的一次侧绕组相串联，用于感应输出到同步整流器的电流信息。

图7和图8分别是本发明图6中所提出的电流控制型驱动电路和电压控制型驱动电路具体实例方式。需要注意的是，本领域技术人员在掌握基本电路设计技能的基础上，完全能够实现电流控制型驱动电路和电压控制型驱动电路的设计。并且，电路实现方式本身具备多种变化的可能性。虽然本发明仅列举了部分实施例子，但这不代表本发明只能采用列举的方式方能实现。

电流互感器CT的一次侧串联在高频变压器T二次侧绕组的回路中，电流互感器CT二次侧的一端连接到二极管D1的正极(阳极)及D3的负极(阴极)，电流互感器CT二次侧的另一端连接到二极管D4的负极及D2的正极，二极管D1和D2的负极连接到输出的正端；二极管D3和D4的正极连接到输出的负极；这样二极管D1～D4组成桥式电路形成能量回收电路，即将电流互感器CT所采样的多余电流信号输送到输出，降低损耗，提高效率。

电阻R1与R2相串联，用于将检测到的流过同步整流管的电流信号转换成电压信号，其分压比用于设定对应同步整流管门极驱动电压的最大值。结合图6，当电流正向流过CT一次侧绕组时(即由同名端流入时，同名端就是带*号指示端)，CT的二次侧绕组电流由同名端流出，并在电阻R3/R4上产生压降，通过由Q3/Q4组成的推挽驱动电路，将对应的同步管SR4导通。当CT采样的电流在R3/R4上的压降超过输出电压时，D3导通，将其电压箝位在输出电压Vo，CT采样的多余的能量通过D2/D3馈送到输出，实现能量回收，降低损耗提高效率。这里R3与R4组成的分压电路，决定同步管SR4门极驱动电压的幅度，即为R3*Vo/(R3+R4)(不考虑二极管的压降)，主要用于在输出电压较高的场合下使得同步管的驱动电压在其安全范围内，如小于20V。在输出电压较低时，R3可以是0。D6与电阻R3并联，D6的阴极与CT二次侧绕组的一段相连，其主要作用是在SR4关断时，将R3旁路，提高关断速度。当CT二次侧感应的电流减小到0时候，同步管SR4的门极通过Q4、D6以及Q4基极对地电阻R4形成基极电流，关断时由于R3被D6旁路，使得Q4开通速度变快，可加快关断SR4的速度。如R3不需要采用，D6同样可以不采用。Q3/Q4组成的推挽驱动电路用来提高同步管SR4开通的速度，如无需快速，可以不采用。D1～D4组成的能量回收电路与图3中所示一致。

当电流反向流过CT一次侧绕组时(同名端流出)，CT的二次侧绕组电流由同名端流出，此时由R1/R2、D5以及Q1/Q2组成的推挽驱动电路工作，驱动同步管SR2。其原理与前面描述的驱动SR4的电路一致，对应位置的元件具有对应的功能，不再详细描述。

图8所示为电压控制型驱动电路具体实例方式。采用一个与变压器原边绕组相耦合的辅助绕组Ns2_T，用来驱动全桥同步整流器的两个上管。具体连接关系为：变压器T辅助绕组Ns2_T的一端连接到二极管D7的正极，另一端连接到二极管D8的负极，二极管D8的负极连通过电阻R5连接到NPN三极管Q5的基极，三极管Q5的发射极连接到二极管D8的正极，三极管Q5的集电极通过电阻R6连接到二极管D7的正极；NPN三极管Q6和PNP三极管Q7组成一个推挽电路，推挽电路的基极连接到三极管Q5的集电极，三极管Q6的集电极连接到二极管D7的负极，三极管Q7的集电极连接到二极管D8正极和场效应管SR1源极的连接点，推挽电路的发射极连接到场效应管SR1的栅极。场效应管SR3的电压控制型驱动电路的连接方式与上述场效应管SR1驱动电路的连接方式相同。

当辅助绕组Ns2_T上感应的电压为正时(带*的同名端为正)，其电压通过R6、推挽驱动电路Q6/Q7以及二极管D7将相应的同步管SR1导通。同时Q8导通，SR3驱动电压为低，保持关断。反之，当辅助绕组Ns2_T上感应的电压为负时(带*的同名端为负)，其电压通过R8、推挽驱动电路Q9/Q10以及二极管D9将相应的同步管SR3导通。同时Q5导通，SR1驱动电压为低，保持关断。Q5以及Q8的开关状态用以保证每一时刻只有一个上管导通，确保其可靠工作。

以上描述是针对本发明一个较佳实施例，采用仅有一个二次侧绕组的CT实施能量回收的电流型驱动，以及仅采用一个变压器辅助绕组实现驱动二个上管的电压型驱动方案。

针对图6所示实施例，全桥同步整流器的2个下管可以利用图5所示的基于IC的电流检测驱动实现驱动，2个上管采用图8所示电压控制型驱动方法。

图10是本发明基于CT的另外一个实施例，即变压器采用两个辅助绕组、电流互感器采用两个二次侧绕组的全桥整流电路。变压器的二个辅助绕组分别驱动全桥同步整流电路的两个上管中的一个。电流互感器的两个二次侧绕组分别驱动全桥同步整流电路的两个下管中的一个。

图10所示的实施例中，变压器的辅助绕组可以如图所示直接连接在对应的同步整流管的门极及源极之间，本领域技术人员也可以在此之间加入推挽驱动级以增加驱动能力。图10所示电流控制性驱动电路1和电流控制性驱动电路2完全一致。图11所示为驱动图10中SR2的电流控制型驱动电路1的具体实施方式，其基本原理与图7所示电路一致。当CT感应到SR2中有正向电流时导通SR2，其基本原理与图7中所述一致。增加的Q5保证在另外一个同步管(SR4)开通时，此时图11中所示CT的二次绕组感应下正上负(同名端为正)的电压，通过R5导通Q5，保证Q2导通，使得SR2关断。D8用来防止Q5深度饱和。

同样，图10所示的实施例中，可以不用CT，采用类似于图9所示的电流检测(检测同步管的漏源电压来检测同步管电流)驱动方法实现。

图12、13是本发明提出的采用PMOS管和NMOS管相结合的全桥同步整流电路。如果上管采用PMOS，电压型驱动甚至可以不用辅助绕组，直接采用变压器二次侧输出绕组实现，如图12、13中所示，两个下管可以采用CT或者端电压检测的方法实现。基于CT的实现方式，采用一个副边绕组时，可以采用图7所示的具体电路。如CT有2个副边绕组，可以采用图11所示的驱动电路。

图14是基于本发明的另外一个实施例，电压型驱动采用辅助绕组，用于驱动2个下管(NMOS)，两个上管采用基于端电压检测方式实现驱动。当输出电压过高时，可能超过同步管门极允许的最大电压。如图14所示的SR2/SR4的门极最高电压，这样，变压器副边输出绕组Ns1_T耦接到门极的中间可以存在分压网络(一般有电阻及电容组成)，如图15所示。其中C2可以是MOSFET的自身门极的寄生电容。

上述实施例是为了更好的理解本发明的本质而非穷举实施例。在不违背本发明实质的前提下，本领域技术人员可以有更多的实施方式。

下面结合图16中的该同步整流电路在LLC谐振变流器中的应用为例对本发明的具体工作过程作进一步说明。图16是图6～8所示实施例在半桥LLC(原边半桥结构)电路中的典型应用，LLC变流器副边是典型的电流型输出整流器，采用全桥同步整流器。显然，对全桥LLC电路(原边全桥结构)而言，其工作原理是完全一致的。

变压器T辅助绕组Ns2_T通过电压控制型驱动电路给场效应管SR1和SR3提供驱动信号，电流互感器CT通过电流控制型驱动电路给SR2及SR4供电。驱动电路具体工作原理与图7、9所述一致。图17所示是图16实施例在电流断续模式下关键点稳态波形，结合图16，对实施例的具体工作过程作一个简单说明。

在t0-t1这段时间内，变压器T1的二次侧绕组N_{s1_T}上的电压为上正下负，场效应管SR的驱动电压V_{g_SR1}为正，SR1导通。此时，二次侧主绕组的电流开始增加，电流互感器CT的二次侧电压也开始上升，电流流过场效应管SR4的体二极管。在t1时刻，场效应管SR的栅极电压V_{g_SR4}上升到输出电压值，二极管D3导通，从电流互感器CT一次侧传递到二次侧的多余能量回馈到输出。在这个阶段，场效应管SR4导通，电流流过场效应管SR1和SR4。在t2时刻，电流互感器CT从一次侧折算到二次侧的电流小于电流互感器的励磁电流I_{Lm_CT}，SR4的栅极电压V_{g_SR4}开始减小，减小到低于场效应管SR4的门极电压阀值时，SR4关断。由于场效应管SR1的栅极电压仍然为正，SR1仍旧导通。但是由于场效应管SR4已经关断，变压器的二次侧和输出之间已经开路。在t3时刻，变压器二次侧主绕组的电流降到零，变流器进入断续时间。在这个过程中，场效应管SR1仍然导通(其驱动电压略有变化，但仍然处于导通状态)，但是场效应管SR4关断，变压器的二次侧和输出之间开路。下半个周期(t4-t8)工作过程与上述过程相同。

Claims

1.混合驱动的全桥同步整流器，包括：

至少一个电压控制型驱动电路，用于基于变压器辅助绕组或输出绕组波形驱动全桥同步整流器的两个同步管；和

至少一个电流控制型驱动电路，用于检测变压器副边绕组电流或全桥同步整流器中另两个同步管的电流，并基于检测信号驱动这两个同步管。

2.根据权利要求1所述的全桥同步整流器，其特征在于，所述电压控制型驱动电路包括至少一个变压器辅助绕组，用于产生两个驱动信号以驱动全桥同步整流器的两个同步管。

3.根据权利要求1所述的全桥同步整流器，其特征在于，所述电压控制型驱动电路是基于变压器的二次侧输出绕组，用于产生两个驱动信号以驱动全桥同步整流器的两个同步管。

4.根据权利要求1所述的全桥同步整流器，其特征在于，所述电流控制型驱动电路包括一个与变压器副边绕组相串联的电流互感器；该电流互感器有一个副边绕组，用于产生两个驱动信号分别驱动两个同步管。

5.根据权利要求1所述的全桥同步整流器，其特征在于，所述电流控制型驱动电路包括一个与变压器副边绕组相串联的电流互感器；该电流互感器包括两个副边绕组，每个副边绕组产生一个驱动信号驱动对应的同步管。

6.根据权利要求4或5所述的全桥同步整流器，其特征在于，所述电流控制型驱动电路中包括一个能量回收电路，其采样电流信号通过能量电路输送到输出。

7.根据权利要求6所述的全桥同步整流器，其特征在于，所述能量回收电路包括至少两个二极管；其中，至少一个二极管的阳极连接在所述电流互感器的副边绕组一端，该二极管的阴极连接到输出正端；至少还有一个二极管阴极连接到互感器副边绕组一端，该二极管的阳极连接到输出地。

8.根据权利要求1至5任意一项中所述的全桥同步整流器，其特征在于，所述全桥同步整流器是电流型输出整流器。

9.根据权利要求1至5任意一项中所述的全桥同步整流器，其特征在于，所述全桥同步整流器是LLC谐振变换器输出整流器。

10.全桥同步整流器的混合驱动方法，包括：

通过一个电压控制型驱动电路，基于变压器辅助绕组或输出绕组波形驱动全桥同步整流器的两个同步管；并且

通过一个电流控制型驱动电路检测变压器副边绕组电流或全桥同步整流器中另两个同步管的电流，并基于检测信号驱动这两个同步管。

11.根据权利要求10所述的全桥同步整流器的混合驱动方法，其特征在于，所述电流控制型驱动电路通过检测对应同步管的漏源电压来测量其电流，并据此给出相应的驱动信号用于驱动该同步管。