CN110752756A - 一种高增益变换电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种高增益变换电路及其控制方法，变换电路包括：一次侧电路，用于提供输入电流；变压器，所述变压器的一次侧线圈与所述一次侧电路的输出端连接，所述变压器的二次侧线圈连接于二次侧电路的输入端；二次侧电路，包括谐振电路，第二开关电路和滤波电路，所述谐振电路的输入端与所述变压器的二次侧耦合，所述谐振电路的输出端与所述第二开关电路连接，所述第二开关电路的输出端与负载连接。根据本发明的变换电路及其控制方法，减少了一次侧的开关数，使一次侧功率损耗控制在很小的范围内，同时在二次侧新增谐振回路，大大降低了谐振电容器的电流应力，减小了等效串联电阻引起的功率损耗。

Description

一种高增益变换电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及电路领域，更具体地涉及变换电路。
背景技术
随着电源技术的迅速发展，在很多应用场合如燃料电池电动汽车、光伏发电等，升压变换电路是不可或缺的关键技术之一。由于占空比非常大时寄生参数的限制，传统的升压变换器中，一次侧输入电流占总功率损耗的很大一部分。同时，二次侧元件的高电压应力也是一个大问题。
因此，现有技术中存在一次侧开关数量多且功率损耗大，二次侧的电压应力高的问题。
发明内容
考虑到上述问题而提出了本发明。本发明提供了一种高增益变换电路及其控制方法，以解决现有技术中的问题。
根据本发明的第一方面，提供了一种高增益变换电路，包括：
一次侧电路，用于提供输入电流；
变压器，所述变压器的一次侧线圈与所述一次侧电路的输出端连接，所述变压器的二次侧线圈连接于二次侧电路的输入端；
二次侧电路，包括谐振电路，第二开关电路和滤波电路，所述谐振电路的输入端与所述变压器的二次侧耦合，所述谐振电路的输出端与所述第二开关电路连接，所述第二开关电路的输出端与负载连接。
根据本发明的第二方面，提供了如第一方面所述的变换电路的控制方法，包括：
在第一时间段内，所述第一开关闭合且所述第二开关打开，所述谐振电路进行谐振，共振电流通过包括所述第二电容和所述第四二极管的第一谐振路径，和/或，通过包括第一电容、第五二极管和第三电容的第二谐振路径。
根据本发明实施例的一种高增益变换电路及其控制方法，通过在一次侧采用推挽式结构，减少了有源开关数，使一次侧功率损耗控制在很小的范围内；在二次侧新增谐振回路，大大降低了谐振电容器的电流应力，减小了等效串联电阻引起的功率损耗。
附图说明
通过结合附图对本发明实施例进行更详细的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优势将变得更加明显。附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中，相同的参考标号通常代表相同部件或步骤。
图1是根据本发明实施例提供的一种变换电路的示意图；
图2是根据本发明实施例的变换电路在第一时间段内的示意性原理图；
图3是根据本发明实施例的变换电路在第二时间段内的示意性原理图；
图4是根据本发明实施例的变换电路在第三时间段内的示意性原理图；
图5是根据本发明实施例的变换电路在第四时间段内的示意性原理图；
图6是根据本发明实施例的变换电路在第五时间段内的示意性原理图；
图7是根据本发明实施例的变换电路在第六时间段内的示意性原理图；
图8是根据本发明实施例的变换电路稳态运行时各个模式下的波形示例图。
具体实施方式
为了使得本发明的目的、技术方案和优点更为明显，下面将参照附图详细描述根据本发明的示例实施例。显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是本发明的全部实施例，应理解，本发明不受这里描述的示例实施例的限制。基于本发明中描述的本发明实施例，本领域技术人员在没有付出创造性劳动的情况下所得到的所有其它实施例都应落入本发明的保护范围之内。
参见图1，图1示出了根据本发明实施例提供的一种变换电路10，所述变换电路10可以包括：
一次侧电路11，用于提供输入电流；
变压器12，所述变压器的一次侧线圈与所述一次侧电路的输出端连接，所述变压器的二次侧线圈连接于二次侧电路的输入端；
二次侧电路13，包括谐振电路，第二开关电路和滤波电路，所述谐振电路的输入端与所述变压器的二次侧耦合，所述谐振电路的输出端与所述第二开关电路连接，所述第二开关电路的输出端与负载连接。
可选地，所述一次侧电路11包括：
第一开关S1，所述第一开关S1的第一输入端与所述变压器12的一次侧线圈的第一端连接；
输入电路Vg，所述输入电路Vg的正输入端与所述述变压器12的一次侧线圈的第二端连接，所述输入电流Vg包括电流源；
第二开关S2，所述第二开关S2的第二输入端与所述变压器12的一次侧线圈的第三端连接；
所述第一开关S1的第一输出端、所述输入电路Vg的负输入端和所述第二开关S2的第二输出端于地连接。
可选地，所述变压器12包括：所述变压器12的一次侧线圈包括所述第一端、第二端和第三端，所述变压器12的二次侧线圈包括第四端和第五端，且所述变压器的匝数比为1:1:N。
可选地，所述谐振电路包括：第一电容C1、第二电容C2和电感L，所述电感L的一端与所述变压器12的二次侧线圈的第四端连接，所述电感L的另一端分别连接至所述第一电容C1和所述第二电容C2的一端。
可选地，所述第二开关电路包括：
第一二极管支路，包括串联连接的第一二极管D1和第二二极管D2，所述第一二极管D1的正极与所述第二二极管D2的负极连接，所述第一二极管支路的一端包括所述第一二极管D1的负极；
第二二极管支路，包括串联连接的第三二极管D3和第四二极管D4，所述第三二极管D3的正极与所述第四二极管D4的负极连接，所述第三二极管支路的一端包括所述第三二极管D3的负极；
第一电容支路，包括串联连接的第三电容C3和第四电容C4；
所述第一二极管支路的一端与所述第二二极管支路的一端共同连接至第五二极管D5的正极，所述第五二极管D5的负极与所述第一电容支路的一端连接；
所述第一二极管支路的另一端与所述第二二极管支路的另一端共同连接至第六二极管D6的负极，所述第六二极管D6的正极与所述第一电容支路的另一端连接；
所述第一电容C1与所述第一二极管D1并联，所述第二电容C2与所述第二二极管D2并联。
可选地，所述第一电容C3的一端和所述第四电容C4的一端与所述负载连接。
可选地，根据权利要求2所述的变换电路，其特征在于，所述第一开关和所述第二开关包括可控开关。例如，IGBT，MOS管等。
可选地，所述变换电路还包括控制器，所述控制器控制所述第一开关电路。需要说明的是，所述控制器可以独立于所述变换电路，也可以与所述变换电路在同一装置中实现，在此不做限制。
在一些实施例中，所述控制器可以通过软件、硬件、固件或者其组合实现，可以使用电路、单个或多个为特定用途集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、数字信号处理装置(DigitalSignal Processing Device，DSPD)、可编程逻辑装置(Programmable LogicDevice，PLD)、现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)、中央处理器(Central Processing Unit，CPU)、控制器、微控制器、微处理器中的至少一种。
图1中所示的本发明的变换电路10中，变压器12为升级变压器，变压器12的匝数比为1/1/N。电容器C1和C2作为谐振电容器，与钳位二极管D1和D2并联。C3和C4电容足够大，可以为谐振过程提供低阻抗路径，也用作输出滤波器。因此，电容器C1、C2和漏电电感L构成谐振槽，负载电流用iLoad表示。开关S1和S2工作在相反的相位，占空比为0.5，Ts为切换周期，每个切换周期有六种操作模式，工作原理如下：
(1)第一模式I，参见图2，图2示出了根据本发明实施例的变换电路在第一时间段内的示意性原理图。在t0<t<t1内，当t0时刻，S1打开，S2关闭，D4和D5同时导通。经过电感L前的二次侧绕组的等效电压为NVg。在这一阶段，电感L、电容C1和C2参与谐振过程。共振电流iL从零开始增加，并通过两条路径。其中，一条谐振路径由C2和D4组成，另一条谐振路径由C1、D5和C3组成(因为C3具有足够低的阻抗，所以可以认为vC3是恒压源，等于Vo/2)。输入电流ig也从0开始增大并经过开关S1，与iL具有相同的波形，因此开关S1实现了ZCS的导通过程。
(2)第二模式II，参见图3，图3示出了根据本发明实施例的变换电路在第二时间段内的示意性原理图。在t1<t<t2内，在t1时刻，vC2增加到Vo/2，vC1减少到0。D1开始导通，D4断开，D4的二极管反向电压为零，消除了D4的反向恢复损耗，但其电流衰减率较高。共振过程在t1时刻暂停。在vC3的作用下，电感电流iL线性减小，等于Vo/2。相应的，iD1和iD5的电流递减率与iL相同，因此反向恢复问题也得到了缓解。
(3)第三模式III，参见图4，图4示出了根据本发明实施例的变换电路在第三时间段内的示意性原理图。在t2<t<t3内，在t2时刻，电感电流iL降至零，输入电流ig也降至零。开关S1仍然导通，但是没有电流通过。因此，在这一阶段，变换器的输入和输出是解耦的，负载由输出电容C3和C4提供能量。在t3时刻，开关S1被关断，开关S2被导通。由于没有电流通过S1，开关S1实现了ZCS关断过程。电感电流iL开始反向增大，所以开关S2实现了ZCS导通过程。
(4)第四模式IV，参见图5，图5示出了根据本发明实施例的变换电路在第四时间段内的示意性原理图。在t3<t<t4内，当t3时刻，S2打开，S1关闭，D3和D6同时导通。经过电感L前的二次侧绕组的等效电压为NVg。在这一阶段，电感L、电容C1和C2参与谐振过程。共振电流iL从零开始增加，并通过两条路径。其中，一条谐振路径由C1和D3组成，另一条谐振路径由C2、D6和C4组成(因为C4具有足够低的阻抗，所以可以认为vC4是恒压源，等于Vo/2)。输入电流ig也从0开始增大并经过开关S2，与iL具有相同的波形，因此开关S2实现了ZCS的导通过程。
(5)第五模式V，参见图6，图6示出了根据本发明实施例的变换电路在第五时间段内的示意性原理图。在t4<t<t5内，在t4时刻，vC1增加到Vo/2，vC2减少到0。D2开始导通，D3断开，D3的二极管反向电压为零，消除了D3的反向恢复损耗，但其电流衰减率较高。共振过程在t4时刻暂停。在vC4的作用下，电感电流iL线性减小，等于Vo/2。相应的，iD2和iD6的电流递减率与iL相同，因此反向恢复问题也得到了缓解。
(6)第六模式VI，参见图7，图7示出了根据本发明实施例的变换电路在第六时间段内的示意性原理图。在t5<t<t6内，在t5时刻，电感电流iL降至零，输入电流ig也降至零。开关S2仍然导通，但是没有电流通过。因此，在这一阶段，变换器的输入和输出是解耦的，负载由输出电容C3和C4提供能量。在t6时刻，开关S2被关断，开关S1被导通。由于没有电流通过S2，开关S2实现了ZCS关断过程。电感电流iL开始反向增大，所以开关S1实现了ZCS导通过程。
根据本发明实施例的高增益变换电路，第四模式IV、第五模式V和模第六模式VI分别与第一模式I、第二模式II和第三模式III的工作过程对称。参见图8，图8示出了根据本发明实施例的变换电路稳态运行时各个模式下的波形示例图。
因此，根据本发明实施例的变换电路10的电压增益M与归一化频率fm(如，fs/fr)。可见，电压增益M与fm呈线性关系如下：
Figure BDA0002250679780000071
其中，M为电压增益，N为图1中的变压器匝比，Cr为谐振电容，RL为负载电阻，fs为开关频率，fr为固有谐振频率，R0为特性阻抗；关系分别如下:
Figure BDA0002250679780000072
Figure BDA0002250679780000073
变换电路10工作在准谐振状态由在第一模式I和第四模式IV中的共振阶段，以及在第二模式II和第五模式V中的二极管续流阶段和第三模式III和第六模式VI中的输入输出解耦阶段。相应的约束条件为：
其中，质量因子Q为：
Figure BDA0002250679780000075
综上所述，根据本发明实施例的一种高增益变换电路及其控制方法，变换电路的增益高，效率大。通过在一次侧采用推挽式结构，减少了有源开关数，使一次侧功率损耗控制在很小的范围内；在二次侧新增谐振回路，大大降低了谐振电容器的电流应力，减小了等效串联电阻引起的功率损耗；二次侧改进的对称四倍压整流器结构也降低了二次侧二极管和电容器的电压应力。
在此处所提供的说明书中，说明了大量具体细节。然而，能够理解，本发明的实施例可以在没有这些具体细节的情况下实践。在一些实例中，并未详细示出公知的方法、结构和技术，以便不模糊对本说明书的理解。
此外，本领域的技术人员能够理解，尽管在此所述的一些实施例包括其它实施例中所包括的某些特征而不是其它特征，但是不同实施例的特征的组合意味着处于本发明的范围之内并且形成不同的实施例。例如，在权利要求书中，所要求保护的实施例的任意之一都可以以任意的组合方式来使用。
应该注意的是上述实施例对本发明进行说明而不是对本发明进行限制，并且本领域技术人员在不脱离所附权利要求的范围的情况下可设计出替换实施例。在权利要求中，不应将位于括号之间的任何参考符号构造成对权利要求的限制。单词“包含”不排除存在未列在权利要求中的元件或步骤。位于元件之前的单词“一”或“一个”不排除存在多个这样的元件。本发明可以借助于包括有若干不同元件的硬件以及借助于适当编程的计算机来实现。在列举了若干装置的单元权利要求中，这些装置中的若干个可以是通过同一个硬件项来具体体现。单词第一、第二、以及第三等的使用不表示任何顺序。可将这些单词解释为名称。

Claims (10)

1.一种高增益变换电路，其特征在于，包括：
一次侧电路，用于提供输入电流；
变压器，所述变压器的一次侧线圈与所述一次侧电路的输出端连接，所述变压器的二次侧线圈连接于二次侧电路的输入端；
二次侧电路，包括谐振电路，第二开关电路和滤波电路，所述谐振电路的输入端与所述变压器的二次侧耦合，所述谐振电路的输出端与所述第二开关电路连接，所述第二开关电路的输出端与负载连接。
2.根据权利要求1所述的变换电路，其特征在于，所述一次侧电路包括：
第一开关，所述第一开关的第一输入端与所述变压器的一次侧线圈的第一端连接；
输入电路，所述输入电路的正输入端与所述述变压器的一次侧线圈的第二端连接，所述输入电流包括电流源；
第二开关，所述第二开关的第二输入端与所述变压器的一次侧线圈的第三端连接；
所述第一开关的第一输出端、所述输入电路的负输入端和所述第二开关的第二输出端于地连接。
3.根据权利要求2所述的变换电路，其特征在于，所述变压器包括：所述变压器的一次侧线圈包括所述第一端、第二端和第三端，所述变压器的二次侧线圈包括第四端和第五端，且所述变压器的匝数比为1:1:N。
4.根据权利要求3所述的变换电路，其特征在于，所述谐振电路包括：第一电容、第二电容和电感，所述电感的一端与所述变压器的二次侧线圈的第四端连接，所述电感的另一端分别连接至所述第一电容和所述第二电容的一端；
所述第二开关电路包括：
第一二极管支路，包括串联连接的第一二极管和第二二极管，所述第一二极管的正极与所述第二二极管的负极连接，所述第一二极管支路的一端包括所述第一二极管的负极；
第二二极管支路，包括串联连接的第三二极管和第四二极管，所述第三二极管的正极与所述第四二极管的负极连接，所述第三二极管支路的一端包括所述第三二极管的负极；
第一电容支路，包括串联连接的第三电容和第四电容；
所述第一二极管支路的一端与所述第二二极管支路的一端共同连接至第五二极管的正极，所述第五二极管的负极与所述第一电容支路的一端连接；
所述第一二极管支路的另一端与所述第二二极管支路的另一端共同连接至第六二极管的负极，所述第六二极管的正极与所述第一电容支路的另一端连接；
所述第一电容与所述第一二极管并联，所述第二电容与所述第二二极管并联。
5.根据权利要求1-4中任一项所述的变换电路，其特征在于，所述变换电路还包括控制器，所述控制器控制所述第一开关电路。
6.根据权利要求4所述的变换电路的控制方法，其特征在于，所述方法包括：
在第一时间段内，所述第一开关闭合且所述第二开关打开，所述谐振电路进行谐振，共振电流通过包括所述第二电容和所述第四二极管的第一谐振路径，和/或，通过包括第一电容、第五二极管和第三电容的第二谐振路径。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：在第二时间段内，所述第一开关闭合且所述第二开关打开，所述谐振电路停止谐振，所述共振电流减小，所述第一二极管和第五二极管闭合，第二二极管、第三二极管和第四二极管打开。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：在第三时间段内，所述第一开关闭合且所述第二开关打开，所述共振电流减小为0，所述第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管和第五二极管均打开。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述方法包括：
在第四时间段内，所述第一开关打开且所述第二开关闭合，所述谐振电路进行谐振，共振电流通过包括所述第一电容和所述第三二极管的第三谐振路径，和/或，通过包括第二电容、第六二极管和第四电容的第四谐振路径。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述方法包括：
在第五时间段内，所述第一开关打开且所述第二开关闭合，所述谐振电路停止谐振，所述共振电流减小，所述第二二极管和第六二极管闭合，第一二极管、第三二极管和第四二极管打开。
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