JP2003158875A - 高電圧発生回路 - Google Patents
高電圧発生回路Info
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- JP2003158875A JP2003158875A JP2001353950A JP2001353950A JP2003158875A JP 2003158875 A JP2003158875 A JP 2003158875A JP 2001353950 A JP2001353950 A JP 2001353950A JP 2001353950 A JP2001353950 A JP 2001353950A JP 2003158875 A JP2003158875 A JP 2003158875A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】高効率とし、かつ小型で、出力電流が大きく、
リップル電圧の少ない、小電力高電圧発生回路の実現。 【解決手段】一次側スイッチング回路にダイオードを挿
入することにより、電力損失を減少させる。また、全波
整流型の多段昇圧回路の考案により、リップル電圧を軽
減する。 【効果】小電流高圧トランスの小型化と高効率化、多段
昇圧回路の高効率化とリップル電圧軽減ができ、小型で
電力効率の高い、高電圧電源を実現できる。
リップル電圧の少ない、小電力高電圧発生回路の実現。 【解決手段】一次側スイッチング回路にダイオードを挿
入することにより、電力損失を減少させる。また、全波
整流型の多段昇圧回路の考案により、リップル電圧を軽
減する。 【効果】小電流高圧トランスの小型化と高効率化、多段
昇圧回路の高効率化とリップル電圧軽減ができ、小型で
電力効率の高い、高電圧電源を実現できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、比較的小電流で、
低リップル電圧の高電圧発生装置の構成に関する。とく
に、電子顕微鏡や、各種検出器等に利用される高電圧発
生回路に使用することが好適である。
低リップル電圧の高電圧発生装置の構成に関する。とく
に、電子顕微鏡や、各種検出器等に利用される高電圧発
生回路に使用することが好適である。
【０００２】
【従来の技術】比較的小電流の高電圧発生回路として、
従来一般的に使われている、高周波小型トランスと多段
昇圧回路を組合わせた回路を図５に示す。
従来一般的に使われている、高周波小型トランスと多段
昇圧回路を組合わせた回路を図５に示す。
【０００３】小電流高圧トランスＴ３は１次側に２組の
１次コイルを有し、接続点に１次電圧Ｖ１を入力し、２
組の電子スイッチＳＷ１及び、ＳＷ２により、周波数ｆ
０で交互に断続し、高周波の交流電流を作り出す。図６
に、図５の回路の電圧、電流波形を示す。
１次コイルを有し、接続点に１次電圧Ｖ１を入力し、２
組の電子スイッチＳＷ１及び、ＳＷ２により、周波数ｆ
０で交互に断続し、高周波の交流電流を作り出す。図６
に、図５の回路の電圧、電流波形を示す。
【０００４】ａ時点でSW1がオフになると、Vsw1がプラス
に変化するとともに、反対側のVsw2がマイナスに変化
し、SW2阻止に逆電流が流れて阻止が破壊することを防
止するために挿入され、あるいは阻止自体に内蔵される
逆電流阻止用ダイオードDS2を通して、GNDからV1に向か
って電流が流れ、Vsw2はDS2でクランプされて０Vとなる。
その結果、SW2に流れる電流は図に示すIsw2のようにな
り、このうち有効な電力として2次側に伝達されるのは、
Isw2の波形のハッチングを付した部分である。小電流高
圧トランスＴ３の二次側の電圧Ｖ２のピーク値は巻き数
比を1：ｎ3とすると、 Ｖ２＝２×Ｖ１×ｎ3・・・・・・・・・式１ となり、これをｎ段の多段昇圧回路で整流昇圧して、出
力電圧Vo3は、 Ｖｅ３≒２×Ｖ１×ｎ3×２×Ｎ・・・・式２ となる。図６の多段昇圧回路は、「コッククロフト・ウ
ォルトン回路」と呼ばれ、一般的に使用されている回路
である。この回路では、V２が負の期間にC４が充電さ
れ、次にV２が正の期間、D２を通してC５が充電される。
この動作がN段カスケード状に行なわれて、式１の出力
電圧が得られる。このように、この回路は半波整流回路
として動作する。
に変化するとともに、反対側のVsw2がマイナスに変化
し、SW2阻止に逆電流が流れて阻止が破壊することを防
止するために挿入され、あるいは阻止自体に内蔵される
逆電流阻止用ダイオードDS2を通して、GNDからV1に向か
って電流が流れ、Vsw2はDS2でクランプされて０Vとなる。
その結果、SW2に流れる電流は図に示すIsw2のようにな
り、このうち有効な電力として2次側に伝達されるのは、
Isw2の波形のハッチングを付した部分である。小電流高
圧トランスＴ３の二次側の電圧Ｖ２のピーク値は巻き数
比を1：ｎ3とすると、 Ｖ２＝２×Ｖ１×ｎ3・・・・・・・・・式１ となり、これをｎ段の多段昇圧回路で整流昇圧して、出
力電圧Vo3は、 Ｖｅ３≒２×Ｖ１×ｎ3×２×Ｎ・・・・式２ となる。図６の多段昇圧回路は、「コッククロフト・ウ
ォルトン回路」と呼ばれ、一般的に使用されている回路
である。この回路では、V２が負の期間にC４が充電さ
れ、次にV２が正の期間、D２を通してC５が充電される。
この動作がN段カスケード状に行なわれて、式１の出力
電圧が得られる。このように、この回路は半波整流回路
として動作する。
【０００５】出力電圧Ｖｅ３に、抵抗Ｒf2とコンデンサ
Ｃf2により構成されローパス・フィルタ回路を付加して
周波数ｆ０のリップル電圧を除去すると、出力電圧ＶO3
に重畳するリップル電圧Ｖppは、周波数ｆ０の成分で、 Ｖpp＝Ｖpp3×ＣZ／（Ｒf2＋ＣZ）・・・・式３ ここでＣZ＝１／（２×π×ｆ０×Ｃf2）・・・式４ となる。
Ｃf2により構成されローパス・フィルタ回路を付加して
周波数ｆ０のリップル電圧を除去すると、出力電圧ＶO3
に重畳するリップル電圧Ｖppは、周波数ｆ０の成分で、 Ｖpp＝Ｖpp3×ＣZ／（Ｒf2＋ＣZ）・・・・式３ ここでＣZ＝１／（２×π×ｆ０×Ｃf2）・・・式４ となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】この種の回路は、でき
るだけ高効率とし、かつ小型にできることが望ましい。
ひとつの方法は、トランスの巻き数比を大きくして、多
段昇圧回路の段数Nを減らすことであるが、二次側の巻
き数を大きくすると、線間の浮遊容量や寄生容量が増大
し、効率が低下するとともに、回路のコントロールが難
しくなる。周波数ｆ０を上げることは、一般的に効率が
向上し、リップル電圧除去のためのローパス・フィルタ
回路の静電容量も少なくて済むが、逆にトランスの浮遊
容量の効果が増大し、また、多段昇圧回路のダイオード
は高電圧用のため逆回復時間の非常に早いものは入手が
難しく、逆リーク電流の増大などで、かえって効率が落
ちることがある。
るだけ高効率とし、かつ小型にできることが望ましい。
ひとつの方法は、トランスの巻き数比を大きくして、多
段昇圧回路の段数Nを減らすことであるが、二次側の巻
き数を大きくすると、線間の浮遊容量や寄生容量が増大
し、効率が低下するとともに、回路のコントロールが難
しくなる。周波数ｆ０を上げることは、一般的に効率が
向上し、リップル電圧除去のためのローパス・フィルタ
回路の静電容量も少なくて済むが、逆にトランスの浮遊
容量の効果が増大し、また、多段昇圧回路のダイオード
は高電圧用のため逆回復時間の非常に早いものは入手が
難しく、逆リーク電流の増大などで、かえって効率が落
ちることがある。
【０００７】本発明は、従来と同等の巻数のトランスで
２次側電圧を増大させること、および、全波整流型の多
段昇圧回路を工夫することでリップル電圧を減少させ、
かつ多段昇圧回路のダイオード電流を減少させることに
より、回路の小型化、高効率化を図るものである。
２次側電圧を増大させること、および、全波整流型の多
段昇圧回路を工夫することでリップル電圧を減少させ、
かつ多段昇圧回路のダイオード電流を減少させることに
より、回路の小型化、高効率化を図るものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】一次側の電子スイッチに
逆電流が流れないように、ダイオードを挿入し、フライ
バック動作とすることで、二次側電圧を増大させる。ま
た、従来１巻線であった二次側コイルを中間タップ付き
とし、逆位相に動作する両端に２組の多段昇圧回路を接
続して、全波整流動作とする。
逆電流が流れないように、ダイオードを挿入し、フライ
バック動作とすることで、二次側電圧を増大させる。ま
た、従来１巻線であった二次側コイルを中間タップ付き
とし、逆位相に動作する両端に２組の多段昇圧回路を接
続して、全波整流動作とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて発明の２つの
実施例を説明する。
実施例を説明する。
【００１０】図３は、本発明の一実施例である。電子ス
イッチＳＷ１、ＳＷ２に直列に、順方向にダイオードＤ
Ａ１、ＤＡ２を挿入する。その他は図７に示した従来の
構成と同じである。図４に、図３の回路の電圧、電流波形
を示す。ａ時点でSW1がオフになると、Vsw1がプラスに変
化するとともに、反対側のVsw2がマイナスに変化する。
図５の回路では、逆電流阻止用ダイオードDS2を通して、
GNDからV1に向かって電流が流れ、Vsw2はDS2でクランプ
されて０Vとなるが、図３の回路では、マイナス方向の
電流は挿入したダイオードＤＡ２で阻止されて流れない
ので、Ｖsw2はマイナス方向にGND電圧を超えてほぼ−２
Ｖ１の電圧までふれる。同時にVsw1もVsw2側巻線のエネ
ルギーが逆電流が流れることにより失われないので、図
５の回路でのピーク電圧２Ｖ１を超える振幅となる。こ
の期間をフライバック動作期間と呼ぶ。この結果二次側
の電圧Ｖ２のピーク電圧も大きくなり、 Ｖ２≒Ｋ×２×Ｖ１×ｎ2・・・・・・・式５ が得られる。ここで、フライバック倍率Ｋは、フライバ
ック動作期間のＯＮ期間とＯＦＦ期間の比により決ま
り、 Ｋ＝ｔON／ｔOFF・・・・・・・・・・式６ となる。このフライバック倍率Ｋは、３倍以上程度とす
ることが出来る。この結果、出力電圧Ｖｅ２は、 となり、図５の回路に比べてＫ倍高い電圧を得ることが
できる。
イッチＳＷ１、ＳＷ２に直列に、順方向にダイオードＤ
Ａ１、ＤＡ２を挿入する。その他は図７に示した従来の
構成と同じである。図４に、図３の回路の電圧、電流波形
を示す。ａ時点でSW1がオフになると、Vsw1がプラスに変
化するとともに、反対側のVsw2がマイナスに変化する。
図５の回路では、逆電流阻止用ダイオードDS2を通して、
GNDからV1に向かって電流が流れ、Vsw2はDS2でクランプ
されて０Vとなるが、図３の回路では、マイナス方向の
電流は挿入したダイオードＤＡ２で阻止されて流れない
ので、Ｖsw2はマイナス方向にGND電圧を超えてほぼ−２
Ｖ１の電圧までふれる。同時にVsw1もVsw2側巻線のエネ
ルギーが逆電流が流れることにより失われないので、図
５の回路でのピーク電圧２Ｖ１を超える振幅となる。こ
の期間をフライバック動作期間と呼ぶ。この結果二次側
の電圧Ｖ２のピーク電圧も大きくなり、 Ｖ２≒Ｋ×２×Ｖ１×ｎ2・・・・・・・式５ が得られる。ここで、フライバック倍率Ｋは、フライバ
ック動作期間のＯＮ期間とＯＦＦ期間の比により決ま
り、 Ｋ＝ｔON／ｔOFF・・・・・・・・・・式６ となる。このフライバック倍率Ｋは、３倍以上程度とす
ることが出来る。この結果、出力電圧Ｖｅ２は、 となり、図５の回路に比べてＫ倍高い電圧を得ることが
できる。
【００１１】所要出力電圧が同じであれば、図５の従来
回路と比較して、多段昇圧回路の段数を１／Ｋにするこ
と、あるいはトランスの二次側巻線数を１／Ｋとするこ
とが可能であり、小型化ができる。トランスの巻き数を
減らした場合には、線間の浮遊容量や寄生容量、及び、
インダクタンスが減少し、効率を向上させることができ
る。
回路と比較して、多段昇圧回路の段数を１／Ｋにするこ
と、あるいはトランスの二次側巻線数を１／Ｋとするこ
とが可能であり、小型化ができる。トランスの巻き数を
減らした場合には、線間の浮遊容量や寄生容量、及び、
インダクタンスが減少し、効率を向上させることができ
る。
【００１２】次に、２次側の多段昇圧回路全波整流方式
として、出力電圧に重畳するリップル電圧を減少させる
ことのできる、別の実施例を図１に示す。
として、出力電圧に重畳するリップル電圧を減少させる
ことのできる、別の実施例を図１に示す。
【００１３】図１は、本発明の特徴を示した高電圧発生
回路の別の実施例である。
回路の別の実施例である。
【００１４】図１に示す回路で、小電流高圧トランスＴ
１は、巻数比が１：ｎ1で、２個の１次側コイルと、２
個の２次コイルを有する。この小電流高圧トランスＴ１
を２個の電子スイッチＳＷ１及び、ＳＷ２により、周波
数ｆ０で交互に断続し、高周波の交流電流を作り出す。
２個の２次コイルは、多端が逆極性となるようにそれぞ
れの一端を接続する。２次側の多段昇圧回路は、コック
クロフト・ウォルトン回路の一方のコンデンサ列を２個
の２次コイルの接続点に接続し、これに対して他方のコ
ンデンサ列を２組設けてそれぞれ逆位相に振れている２
個のコイルの他端に接続する。ダイオードの配列は、対
象形とする。この回路の動作電圧波形を図２に示す。２
個の２次側コイルの電圧は、Vf1、Vf2に示すように、逆
極性となる。Vf1が負の期間にC１が充電され、次にVf1
が正の期間、D２を通してC２が充電される。 また、Vf1
が正の期間、Vf2は負であって、C3が充電され、次にVf1
が負の期間、Vf2は正であってD4を通してC2が充電され
る。すなわち、先に示した図５の回路では、周波数ｆ０
の１周期に１回、C2が充電されるのに対し、図１の回路
では、１周期に２回、Vf1とVf2がそれぞれ正である期
間、交互にC2が充電される。この動作がN段カスケード
状に行なわれて、出力電圧が得られる。出力電圧は、前
記の式１と同じである。この方式のメリットは２つあ
り、ひとつは、C2列が周波数ｆ０の１周期に２回充電さ
れるので、非充電期間の長さも半分となり、リップル電
圧は約半分に減少する。またリップル電圧の周波数が２
倍であるので、出力に付加する、Rf1,Cf1によるローパ
スフィルタは、同じ定数であれば２倍のリップル低減効
果を有する。もうひとつは、D2とD4を通して交互にC2を
充電するので、図３の回路に比べ、同一負荷電流であれ
ば、ダイオードに流れる電流が約半分となることであ
る。
１は、巻数比が１：ｎ1で、２個の１次側コイルと、２
個の２次コイルを有する。この小電流高圧トランスＴ１
を２個の電子スイッチＳＷ１及び、ＳＷ２により、周波
数ｆ０で交互に断続し、高周波の交流電流を作り出す。
２個の２次コイルは、多端が逆極性となるようにそれぞ
れの一端を接続する。２次側の多段昇圧回路は、コック
クロフト・ウォルトン回路の一方のコンデンサ列を２個
の２次コイルの接続点に接続し、これに対して他方のコ
ンデンサ列を２組設けてそれぞれ逆位相に振れている２
個のコイルの他端に接続する。ダイオードの配列は、対
象形とする。この回路の動作電圧波形を図２に示す。２
個の２次側コイルの電圧は、Vf1、Vf2に示すように、逆
極性となる。Vf1が負の期間にC１が充電され、次にVf1
が正の期間、D２を通してC２が充電される。 また、Vf1
が正の期間、Vf2は負であって、C3が充電され、次にVf1
が負の期間、Vf2は正であってD4を通してC2が充電され
る。すなわち、先に示した図５の回路では、周波数ｆ０
の１周期に１回、C2が充電されるのに対し、図１の回路
では、１周期に２回、Vf1とVf2がそれぞれ正である期
間、交互にC2が充電される。この動作がN段カスケード
状に行なわれて、出力電圧が得られる。出力電圧は、前
記の式１と同じである。この方式のメリットは２つあ
り、ひとつは、C2列が周波数ｆ０の１周期に２回充電さ
れるので、非充電期間の長さも半分となり、リップル電
圧は約半分に減少する。またリップル電圧の周波数が２
倍であるので、出力に付加する、Rf1,Cf1によるローパ
スフィルタは、同じ定数であれば２倍のリップル低減効
果を有する。もうひとつは、D2とD4を通して交互にC2を
充電するので、図３の回路に比べ、同一負荷電流であれ
ば、ダイオードに流れる電流が約半分となることであ
る。
【００１５】高耐圧整流用ダイオードは電流定格が小さ
く、小型のものを使用でき、高電圧発生回路自体を小型
化できるようになるとともに、電流定格が小さいものほ
ど、逆回復時間の短いものが入手可能なため、周波数ｆ
０を上げることができる。
く、小型のものを使用でき、高電圧発生回路自体を小型
化できるようになるとともに、電流定格が小さいものほ
ど、逆回復時間の短いものが入手可能なため、周波数ｆ
０を上げることができる。
【００１６】以上説明した２つの方法は、ともに、高電
圧発生回路の小型化、高効率化に寄与するものであり、
また、両者を組み合わせることにより、さらに効果が増
大する。
圧発生回路の小型化、高効率化に寄与するものであり、
また、両者を組み合わせることにより、さらに効果が増
大する。
【００１７】
【発明の効果】本発明により、小電流高圧トランスの小
型化と高効率化、多段昇圧回路の高効率化とリップル電
圧軽減ができ、小型で電力効率の高い、高電圧電源を実
現できる。
型化と高効率化、多段昇圧回路の高効率化とリップル電
圧軽減ができ、小型で電力効率の高い、高電圧電源を実
現できる。
【図１】本発明の実施例を示す回路図。
【図２】図１の回路の動作電圧波形を示す図。
【図３】本発明のひとつの実施例を示す回路図。
【図４】図３の回路の動作電圧波形を示す図。
【図５】従来技術の高電圧発生回路を示す回路図。
【図６】図５の回路の動作電圧波形を示す図。
Ｔ１…小電流高圧トランス、Ｔ２…小電流高圧トラン
ス、Ｔ３…小電流高圧トランス、ｎ１，ｎ２，ｎ３…小
電流高圧トランスの２次側の巻数、Ｖ１…１次側低電圧
入力、ＶＳＷ１，ＶＳＷ２…１次側スイッチング電圧入
力、ＩＳＷ１，ＩＳＷ２…１次側スイッチング電流入
力、ＤＡ１，ＤＡ２…逆流阻止用ダイオード、ＳＷ１，
ＳＷ２…１次側電子スイッチ、ＤＳ１，ＤＳ２…逆流阻
止用ダイオード、Ｖｆ…２次側センタータップ、Ｖｆ
１，Ｖｆ２…２次側フライバック電圧出力、Ｉｆ１，Ｉ
ｆ２…２次側フライバック電流出力、Ｒａ…ダンピング
抵抗、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３…１段目昇圧用コンデンサ、Ｃ
２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ａＮ，Ｃ２ｂＮ…昇圧用コンデン
サ、Ｃ１Ｎ，Ｃ２Ｎ，Ｃ３Ｎ…Ｎ段目昇圧用コンデン
サ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４…高耐圧整流用ダイオー
ド、Ｄ１ｎ，Ｄ２ｎ，Ｄ３ｎ，Ｄ４ｎ…Ｎ段目高耐圧整
流用ダイオード、Ｖｅ１…高電圧出力、Ｖｐｐ１…リッ
プル電圧、Ｒｆ１…フィルタ用抵抗、Ｃｆ１…フィルタ
用コンデンサ、Ｒｏ…出力保護抵抗、Ｖｏ１…高電圧出
力、Ｖｐｐ…リップル電圧、Ｖ２…２次側フライバック
電圧出力、Ｉ２…２次側フライバック電流出力、Ｃｘ…
高圧トランスの２次側の浮遊容量、Ｒｃ…ダンピング抵
抗、ＩD1…高耐圧整流用ダイオードを流れる電流１、Ｉ
D2…高耐圧整流用ダイオードを流れる電流２、Ｃ４，Ｃ
５…１段目昇圧用コンデンサ、Ｃ４Ｎ，Ｃ５Ｎ…Ｎ段目
昇圧用コンデンサ、Ｖｅ２…高電圧出力、Ｖｐｐ２…リ
ップル電圧、Ｒｆ２…フィルタ用抵抗、Ｃｆ２…フィル
タ用コンデンサ、Ｖｏ２…高電圧出力、Ｎ…コッククロ
フト・ウォルトン回路の段数、Ｖｏ３…高電圧出力。
ス、Ｔ３…小電流高圧トランス、ｎ１，ｎ２，ｎ３…小
電流高圧トランスの２次側の巻数、Ｖ１…１次側低電圧
入力、ＶＳＷ１，ＶＳＷ２…１次側スイッチング電圧入
力、ＩＳＷ１，ＩＳＷ２…１次側スイッチング電流入
力、ＤＡ１，ＤＡ２…逆流阻止用ダイオード、ＳＷ１，
ＳＷ２…１次側電子スイッチ、ＤＳ１，ＤＳ２…逆流阻
止用ダイオード、Ｖｆ…２次側センタータップ、Ｖｆ
１，Ｖｆ２…２次側フライバック電圧出力、Ｉｆ１，Ｉ
ｆ２…２次側フライバック電流出力、Ｒａ…ダンピング
抵抗、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３…１段目昇圧用コンデンサ、Ｃ
２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ａＮ，Ｃ２ｂＮ…昇圧用コンデン
サ、Ｃ１Ｎ，Ｃ２Ｎ，Ｃ３Ｎ…Ｎ段目昇圧用コンデン
サ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４…高耐圧整流用ダイオー
ド、Ｄ１ｎ，Ｄ２ｎ，Ｄ３ｎ，Ｄ４ｎ…Ｎ段目高耐圧整
流用ダイオード、Ｖｅ１…高電圧出力、Ｖｐｐ１…リッ
プル電圧、Ｒｆ１…フィルタ用抵抗、Ｃｆ１…フィルタ
用コンデンサ、Ｒｏ…出力保護抵抗、Ｖｏ１…高電圧出
力、Ｖｐｐ…リップル電圧、Ｖ２…２次側フライバック
電圧出力、Ｉ２…２次側フライバック電流出力、Ｃｘ…
高圧トランスの２次側の浮遊容量、Ｒｃ…ダンピング抵
抗、ＩD1…高耐圧整流用ダイオードを流れる電流１、Ｉ
D2…高耐圧整流用ダイオードを流れる電流２、Ｃ４，Ｃ
５…１段目昇圧用コンデンサ、Ｃ４Ｎ，Ｃ５Ｎ…Ｎ段目
昇圧用コンデンサ、Ｖｅ２…高電圧出力、Ｖｐｐ２…リ
ップル電圧、Ｒｆ２…フィルタ用抵抗、Ｃｆ２…フィル
タ用コンデンサ、Ｖｏ２…高電圧出力、Ｎ…コッククロ
フト・ウォルトン回路の段数、Ｖｏ３…高電圧出力。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 永瀬 昭仁
茨城県ひたちなか市大字市毛1040番地 株
式会社日立サイエンスシステムズ内
(72)発明者 富澤 淳一郎
茨城県ひたちなか市大字市毛1040番地 株
式会社日立サイエンスシステムズ内
(72)発明者 岡山 努
茨城県ひたちなか市大字市毛1040番地 株
式会社日立サイエンスシステムズ内
Ｆターム(参考） 5H006 AA07 CA07 CB04 CB05 DA04
5H730 AA14 AA15 AS04 AS16 BB25
DD04 EE02 EE03 EE06 EE07
Claims (2)
- 【請求項１】 ２個の１次側コイルと１個の２次コイル
を有する小電流高圧トランスと、各２個の１次側コイル
の接続点に単一の１次電源を入力する手段と、各２個の
１次側コイルの電流を２個の電子スイッチにより交互に
断続して高周波の交流電流を作り出す手段とを有し、該
２次コイルに高電圧を発生させ、これを整流して直流の
高電圧を発生させるように構成される高電圧発生回路で
あって、 各一次側コイルと各電子スイッチとの間にそれ
ぞれダイオードを挿入し、一方の電子スイッチがオフに
なったあと、他方の電子スイッチ端に発生する負の電圧
が、他方の電子スイッチに組み込まれている逆接続ダイ
オードを通じて１次電源にエネルギーが回収されること
を阻止することで、 各２次コイルに、「各小電流高圧ト
ランスの巻数比×１次電圧×２」より大きな電圧を発生
させるようにしたことを特徴とする、高電圧発生回路。 - 【請求項２】 ２個の１次側コイルと２個の２次コイル
を有する小電流高圧トランスと、各２個の１次側コイル
の接続点に単一の１次電圧を入力する手段と、各２個の
１次側コイルの電流を２個の電子スイッチにより交互に
断続して高周波の交流電流を作り出す手段とを有し、各
２個の２次コイルを、相互に逆位相の電圧を発生するよ
うに相互の一端を連結し、連結しない方の端子を、１組
の全波整流多段昇圧回路に接続するように構成したこと
を特徴とする、高電圧発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001353950A JP2003158875A (ja) | 2001-11-20 | 2001-11-20 | 高電圧発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001353950A JP2003158875A (ja) | 2001-11-20 | 2001-11-20 | 高電圧発生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003158875A true JP2003158875A (ja) | 2003-05-30 |
Family
ID=19165876
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001353950A Pending JP2003158875A (ja) | 2001-11-20 | 2001-11-20 | 高電圧発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003158875A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005348554A (ja) * | 2004-06-04 | 2005-12-15 | Hitachi High-Technologies Corp | 電圧源回路 |
| CN105141138A (zh) * | 2015-10-21 | 2015-12-09 | 南京航空航天大学 | 一种倍压式软开关型推挽直流变换器 |
| JP7399804B2 (ja) | 2020-07-01 | 2023-12-18 | 東芝エネルギーシステムズ株式会社 | 電流遮断装置 |
-
2001
- 2001-11-20 JP JP2001353950A patent/JP2003158875A/ja active Pending
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| JP2005348554A (ja) * | 2004-06-04 | 2005-12-15 | Hitachi High-Technologies Corp | 電圧源回路 |
| JP4496014B2 (ja) * | 2004-06-04 | 2010-07-07 | 株式会社日立ハイテクノロジーズ | 電圧源回路 |
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| CN105141138B (zh) * | 2015-10-21 | 2018-05-08 | 南京航空航天大学 | 一种倍压式软开关型推挽直流变换器 |
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