JP2005348554A

JP2005348554A - 電圧源回路

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Inventors: Naoya Ishigaki; 直也石垣
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Filing date: 2004-06-04
Publication date: 2005-12-15
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Abstract

【課題】電圧源回路において、出力電圧に含まれるリップルを抑制し、出力電圧の安定度を向上させる。
【解決手段】電圧源回路は、レギュレータ、インバータ、コッククロフト・ウォルトン回路（以下CW回路と略称）、CW回路の最終段に接続された出力電圧端子、及び、フィードバック制御回路と、を有し、上記フィードバック制御回路は、上記CW回路の奇数段目のコンデンサの正電位の電圧信号を入力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、高電圧を発生する電圧源回路に関し、特に、コッククロフト・ウォルトン（CW）回路を使用したフィードバック制御方式の電圧源回路に関する。

図10を参照して従来のCW（コッククロフト・ウォルトン）回路を使用したフィードバック制御方式の電圧源回路の例を説明する。この電圧源回路は、入力電圧端子10、レギュレータ200、インバータ300、CW回路400、フィードバック制御回路500、及び、出力電圧端子100を有する。レギュレータ200は、加減用トランジスタ22を有する。インバータ300は、駆動回路31、スイッチング素子32、及び、変圧器33を有する。CW回路400は、偶数個のコンデンサ41とダイオード42を有する。ダイオード42は、上側の偶数段のコンデンサと下側の奇数段のコンデンサの間に接続されている。フィードバック制御回路500は、出力電圧検出回路（差動増幅器）56及び分圧回路52を有する。

入力電圧端子10に印加された直流電圧は、レギュレータ200を介してインバータ300に供給される。インバータ300はプッシュプル型のスイッチングレギュレータ方式を採用している。駆動回路31は、駆動パルスを生成し、それをスイッチング素子32に供給する。スイッチング素子32は変圧器33の一次側に駆動パルスの周期と同一周期にて電圧を印加する。変圧器33の二次側には駆動パルスの周期と同一周期の交流電圧が発生する。

CW回路400は変圧器33の二次側から交流電圧を入力する。入力した交流電圧は、半周期毎に奇数段のコンデンサ41と偶数段のコンデンサ41を交互に充電する。コンデンサ41には、１段毎に、入力電圧が蓄積される。従ってＮ（Ｎは偶数）段のコンデンサを有するCW回路400の場合、入力電圧のN倍の電圧が得られる。

CW回路400からの出力電圧はフィードバック制御回路500に供給される。分圧回路52は、CW回路400からの入力電圧を減圧する。出力電圧検出回路56は、減圧された入力電圧と基準電圧を比較し、両者の差を反転増幅する。出力電圧検出回路56の出力電圧は、フィードバック制御回路500の出力電圧として、レギュレータ200へ供給される。加減用トランジスタ22のベースには、フィードバック制御回路500の出力電圧が供給される。加減用トランジスタ22のコレクタからエミッタに電流が流れる。即ち、入力電圧端子10に印加された直流電圧は、インバータ300に供給される。

出力電圧端子100の出力電圧が増加すると、CW回路400からフィードバック制御回路500に供給される電圧も増加する。それにより、フィードバック制御回路500の出力電圧も増加する。フィードバック制御回路500の出力電圧が増加すると、加減用トランジスタ22のベース電流が減少し、コレクタからエミッタに流れる電流は減少する。従って、インバータ300に供給される直流電圧は減少する。

逆に、出力電圧端子100の出力電圧が減少すると、CW回路400からフィードバック制御回路500に供給される電圧も減少する。フィードバック制御回路500の出力電圧が減少すると、加減用トランジスタ22のベース電流が増加し、コレクタからエミッタに流れる電流は増加する。従って、インバータ300に供給される直流電圧は増加する。

なお、CW回路を使用したフィードバック制御方式の電圧源回路の例として例えば特開2001-45761号公報に記載された例が挙げられる。

特開2001-45761号公報

従来の電圧源回路では、数kVレベルの高電圧の出力を得ようとする場合、出力電圧に含まれるリップルは数十mVレベルであり、安定度は10^−５以下である。しかし、数百Vレベルの中高圧の出力を得ようとする場合、出力電圧のリップルはやはり数十mV程度であり、安定度はより悪い。従って、出力電圧のリップルには、出力電圧の絶対値に比例する部分と比例しない部分がある。中高圧の出力を得ようとする場合には、出力電圧の絶対値に比例しない部分が顕在化する。

従来の電圧源回路において生じる出力電圧リップルには、スイッチングリップルと交流リップルが知られている。スイッチングリップルは、CW回路に入力する交流電圧が各段のコンデンサを充放電させる時に生じる電位変動である。スイッチングリップルはCW回路の段数を増加することによって、又は、コンデンサ容量を大きくすることによって、抑制することができる。即ち、CW回路の時定数を大きくすることによって、電位変動を平滑化することができる。

交流リップルは、CW回路に入力される交流電圧に含まれるリップルであり、主として温度に起因する。特に、入力電圧には、入力源の温度の変動に起因したリップルが含まれる。勿論、入力源以外の環境の温度の変動に起因したリップル、温度以外の原因によるリップルも存在する。

本願の発明者は、更に、上述のリップルの他にCW回路内のダイオードの漏れ電流によって生じるリップルが存在することを見出した。CW回路は、多くのコンデンサを有するため、入力電圧と出力電圧との間に大きな位相遅れを生じさせる。この位相遅れは、CW回路の出力端に近づくにつれて、大きくなる。漏れ電流リップルは、この位相遅れの増加によって、ダイオードの漏れ電流がコンデンサの充放電率を各段毎に変化させることによって生じる。漏れ電流リップルの大きさはCW回路内の漏れ電流の大きさに比例する。

従来の電圧源回路では、このような出力電圧に含まれるリップルを除去することが考慮されていなかった。

上述のようにCW回路は入力電圧と出力電圧との間に大きな位相遅れを生じさせる。位相遅れの大きな回路を含む電圧源回路にフィードバック制御方式を採用すると、フィードバック制御が出力電圧に正確に反映されない。特に、制御対象が周波数の高い信号である場合には、フィードバック制御が困難となる。例えば、入力信号の位相に対してフィードバック信号の位相が遅れた場合、出力電圧は不安定となる。従って、通常、フィードバック制御では、制御対象の信号をそのまま使用して、制御対象の変化を抑制する。それにより、位相の遅れを回避し、制御対象の安定化を図ることができる。しかしながら、上述のように、入力電圧と出力電圧との間に大きな位相遅れが存在する場合、このような制御対象の信号を使用したフィードバック制御は無意味である。

従って、従来の電圧源回路においては、このような入力電圧と出力電圧との間の位相遅れに対する考慮がされていなかった。

本発明の目的は、電圧源回路において、出力電圧に含まれるリップルを抑制し、出力電圧の安定度を向上させることにある。

本発明の電圧源回路は、レギュレータ、インバータ、コッククロフト・ウォルトン回路（以下CW回路と略称）、CW回路の最終段のコンデンサに接続された出力電圧端子、及び、フィードバック制御回路と、を有し、上記フィードバック制御回路は、上記CW回路の奇数段目のコンデンサの正電位の電圧信号を入力する。

本発明によれば、リップルが抑制された出力電圧を得ることができる。特に、中高圧の出力電圧を得る場合でも、リップルが抑制された且つ安定した出力電圧を得ることができる。

以下、本発明の実施例を説明する。図1は本発明によるCW（コッククロフト・ウォルトン）回路を使用したフィードバック制御方式の電圧源回路の第１の例を示す図である。本例の電圧源回路は、入力電圧端子10、レギュレータ20、インバータ30、CW回路40、フィードバック制御回路50、ダイオード61、コンデンサ62、及び、出力電圧端子100を有する。レギュレータ20は反転用トランジスタ21、加減用トランジスタ22、及び、電流制限用トランジスタ23を有する。インバータ30は、駆動回路31、スイッチング素子32、変圧器33、及び、共振回路34を有する。CW回路40は偶数個のコンデンサ41とダイオード42を有する。ダイオード42は上側の偶数段のコンデンサと下側の奇数段のコンデンサの間に接続されている。フィードバック制御回路50は、温度補正回路51、サーミスタ53、分圧回路52、55、及び、出力電圧検出回路54、を有する。温度補正回路51及び出力電圧検出回路54は差動増幅器である。

本例では、CW回路40の第１段の出力電圧は、ダイオード61及びコンデンサ62を介してフィードバック制御回路50に供給される。以下に本発明の具体的な動作と特徴を説明する。

先ず、レギュレータ20の動作を説明する。反転用トランジスタ21のベースは、フィードバック制御回路50の出力電圧に接続され、コレクタは加減用トランジスタ22のベースに接続されている。加減用トランジスタ22のコレクタは、入力電圧端子10に接続され、エミッタは電流制限用トランジスタ23のベースに接続されている。電流制限用トランジスタ23のコレクタは加減用トランジスタ22のベースに接続され、エミッタはレギュレータ20の出力としてインバータ30に接続されている。

出力電圧端子100の出力電圧が増加すると、CW回路40からフィードバック制御回路50に供給される電圧も増加する。それにより、フィードバック制御回路50の出力電圧も増加する。フィードバック制御回路50の出力電圧が増加すると、反転用トランジスタ21のベース電流が増加し、コレクタ電流は増加する。反転用トランジスタ21のコレクタ電流が増加すると、加減用トランジスタ22のベース電流は減少する。従って、電流制限用トランジスタ23のエミッタ電流は減少し、インバータ30に供給される直流電流は減少する。

逆に、出力電圧端子100の出力電圧が減少すると、CW回路40からフィードバック制御回路50に供給される電圧も減少する。それにより、フィードバック制御回路50の出力電圧も減少する。フィードバック制御回路50の出力電圧が減少すると、反転用トランジスタ21のベース電流が減少し、コレクタ電流は減少する。反転用トランジスタ21のコレクタ電流が減少すると、加減用トランジスタ22のベース電流は増加する。従って、電流制限用トランジスタ23のエミッタ電流は増加し、インバータ30に供給される直流電流は増加する。

即ち、レギュレータ20は、出力電圧端子100の出力電圧の変動を反転させるように入力電圧を調整する。それにより、出力電圧の変動が抑制される。

次に、インバータ30の動作を説明する。駆動回路31は、所定の発振周波数とデューティー比を有する駆動パルスを生成し、それをスイッチング素子32に供給する。スイッチング素子32は変圧器33の一次側に駆動パルスの周期と同一周期にて電圧を印加する。変圧器33の二次側には駆動パルスの周期と同一周期の交流電圧が発生する。

変圧器33の一次側にパルス状波形の電圧を印加すると、変圧器33の二次側に発生する交流電圧はパルス状波形となる。パルス状波形の交流電圧は、高調波成分を含み、スイッチングノイズの原因となる。そこで、本例では、変圧器33の前段にコンデンサとコイルからなる共振回路34を設ける。それにより、変圧器33の一次側に正弦波状の電圧を印加することができる。従って、変圧器33の二次側には正弦波状の交流電圧が発生する。それにより、インバータ30の出力に含まれる高調波成分を抑制することができる。共振回路34の共振周波数と、駆動回路31からの駆動パルスのデューティー比を等しくすることによって、正弦波状の交流電圧を生成することができる。

CW回路40、ダイオード61及びコンデンサ62の動作を説明する。上述のように、CW回路40は、交流電圧を入力し、入力電圧の段数倍の直流電圧を発生する。従って、例えば、Ｎ（Ｎは偶数）段のCW回路40の場合、出力電圧端子100からは入力電圧のＮ倍の直流電圧が得られる。本例では、CW回路40の一段目のコンデンサの正電位が、フィードバック制御用に出力される。こうしてフィードバック制御用にCW回路40からフィードバック制御回路50に供給される電圧を、以下に、フィードバック制御電圧と称することとする。

本例では、出力電圧端子100からの出力電圧ではなく、CW回路40の一段目のコンデンサの正電位の電圧信号をフィードバック制御用に使用する。従って、出力電圧に含まれるスイッチングリップル成分を抑制することができる。更に、CW回路40の一段目のコンデンサの正電位の電圧信号は、出力電圧端子100からの出力電圧に比べて、入力電圧に対する遅れが少ない。従って、フィードバック制御電圧の遅れを抑制することができる。

フィードバック制御電圧は、ダイオード61及びコンデンサ62を介してフィードバック制御回路50に供給される。コンデンサ62は、フィードバック制御電圧に含まれる僅かなスイッチングリップル成分を除去する。従って、フィードバック制御回路50には、スイッチングリップルが十分に除去された直流電圧が供給される。ダイオード61は、コンデンサ62の放電による電圧が、CW回路40に戻ることを防止する。

フィードバック制御回路50の動作を説明する。本例のフィードバック制御回路50は、出力電圧信号を検出する機能ばかりでなく、フィードバック制御電圧に含まれる温度に起因したノイズを検出する機能、及び、温度によるノイズを考慮してフィードバック信号を生成する機能、を有する。

フィードバック制御電圧は、第１及び第２の分圧回路52、55に供給され、減圧される。温度補正回路51は、減圧されたフィードバック制御電圧とサーミスタ53の出力の差を反転増幅し、出力する。サーミスタ53は、フィードバック制御電圧に影響を与える熱源、環境等の温度を測定し、それを電圧信号に変換して出力する。例えば、入力電圧端子１０に供給される入力電圧に影響を与える環境の温度を測定する。即ち、サーミスタ53は、フィードバック制御電圧に含まれる温度に起因したノイズに相当する信号を出力する。従って、温度補正回路51からは、フィードバック制御電圧に含まれる温度に起因したノイズを表す信号が得られる。

出力電圧検出回路54は、減圧されたフィードバック制御電圧を出力する。出力電圧検出回路54の出力と温度補正回路51の出力は加算されて、フィードバック制御回路50の出力信号としてレギュレータ20へ出力される。

以上のように本例では、CW回路40の一段目の電圧をフィードバック制御電圧として取り出すから、スイッチングリップル、及び、入力電圧に対する遅れを抑制することができる。更に、温度補正回路51を設けることにより、温度に起因したノイズの影響を除去することができる。

図2は本発明の電圧源回路の第２の例の主要部を示す図である。本例の電圧源回路を図１の第１の例と比較すると、本例では、CW回路40の三段目のコンデンサの正電位が、フィードバック制御用に出力される。フィードバック制御電圧は、図１の第１の例の場合より大きい。フィードバック制御電圧の入力電圧に対する遅れは、図１の第１の例の場合より大きい。フィードバック制御電圧に含まれるスイッチングリップルは、図１の第１の例の場合より小さい。従って、図１の例の効果と同様な効果が得られる。

図3は本発明の電圧源回路の第３の例の主要部を示す図である。本例の電圧源回路を図１の第１の例と比較すると、本例では、CW回路40の偶数段のコンデンサ列（図３にて下側列のコンデンサ）と並列に、コンデンサ43が接続されている。CW回路40の偶数段の各コンデンサに充放電がなされると、同時にコンデンサ43にも充放電がなされる。こうして、コンデンサ43を設けることにより、飽和時の充放電量を小さくすることができるから、出力電圧端子100からの出力電圧よりスイッチングリップルを抑制することができる。本例では、CW回路40の段数を増加させることなく、また、各段のコンデンサの容量を大きくすることもなく、充放電量を増加させることができる。

図4は本発明の電圧源回路の第４の例の主要部を示す図である。本例の電圧源回路を図３の第３の例と比較すると、本例では、更に、コンデンサ４３に並列にコンデンサ44と抵抗45からなる直列回路が接続されている。直列回路のコンデンサ44と抵抗45の間に出力電圧端子100が接続されている。CW回路40の偶数段の各コンデンサに充放電がなされると、同時にコンデンサ43、44にも充放電がなされる。コンデンサ44の充放電は抵抗45を介して行われる。コンデンサ44の充放電量は、抵抗45の抵抗値を変化させることにより調整することができる。出力電圧端子100からの出力電圧の安定度が得られる範囲で、抵抗45の抵抗値を最適な値に設定する。それにより出力電圧端子100から、スイッチングリップルが抑制され且つ高安定な出力電圧を得ることができる。

図5は本発明の電圧源回路の第５の例の主要部を示す図である。本例の電圧源回路を図４の第４の例と比較すると、本例では、更に、コンデンサ44に並列にコンデンサ46と抵抗47からなる第２の直列回路が接続されている。第２の直列回路のコンデンサ46と抵抗47の間に出力電圧端子100が接続されている。CW回路40の偶数段の各コンデンサに充放電がなされると、同時にコンデンサ43、44、46にも充放電がなされる。コンデンサ46の充放電は抵抗45、47を介して行われる。コンデンサ44の充放電量は、抵抗45、47の抵抗値を変化させることにより調整することができる。抵抗45、47の抵抗値を最適な値に設定することにより、出力電圧端子100から、スイッチングリップルが抑制され且つ高安定な出力電圧を得ることができる。

本例では、CW回路40にコンデンサと２つの直列回路を接続するため、これらの回路全体の時定数が増加し、充放電速度が遅くなり、CW回路40からフィードバック制御回路50に供給されるフィードバック制御電圧に遅れが生じ、制御性が低下する。安定度と制御性には相反するものがあるため、バランス良く構成する必要がある。

図6を参照して本発明の電圧源回路の第６の例を説明する。本例の電圧源回路を図１の第１の例と比較すると、本例では、出力電圧調整回路70が設けられている点が異なる。ここでは、出力電圧調整回路70について説明する。出力電圧調整回路70は、差動増幅回路であり、調整信号端子71を介して入力した外部からの調整用電圧を、レギュレータ20へ出力する。従って、レギュレータ20には、フィードバック制御回路50からのフィードバック信号に出力電圧調整回路70からの調整用電圧信号が重畳されて供給される。調整信号端子71に印加する調整用電圧を変化させることにより、フィードバック制御を調整することができる。本例によると、数Vの調整電圧によって、出力電圧を数十Vの範囲内にて変化させることができる。

以上、本発明による電圧源回路の例を説明したが、これらの例は適当に組み合わせても良い。例えば、図６に示した出力電圧調整回路70を、図２〜図５の電圧源回路に組み込んでも良い。

図7を参照して本発明の電圧源回路の第７の例を説明する。本例の電圧源回路は、電源電圧12、インバータ30、CW回路40、及び、出力電圧端子100を有する。本例の電圧源回路を図１の第１の例と比較すると、本例では、入力電圧端子10、及び、レギュレータ20の代わりに、電源電圧12が設けられている。また、フィードバック制御回路50が除去されている。本例のCW回路40は、偶数個のコンデンサ41とダイオード48を有する。ダイオード48は、上側の偶数段のコンデンサと下側の奇数段のコンデンサの間に接続されている。本例によると、ダイオード48は、必要な耐圧を有するダイオードの中より、最も漏れ電流が小さいものとして選択される。

本例のインバータ30の動作は、図１のインバータ30の動作と同様である。変圧器33の一次側に正弦波状の電圧を印加し、変圧器33の二次側に正弦波状の交流電圧を発生させる。CW回路40は、インバータ30から供給された交流電圧を入力し、入力電圧のＮ倍の直流電圧を生成する。本例のCW回路40では、ダイオード48からの漏れ電流が抑制されるから、各段のコンデンサの充放電率のバラツキを抑制することができる。

例えば、必要な耐圧を有し漏れ電流量が10μAであるダイオードを使用した場合、漏れ電流によって生じるリップル分は数十mVである。それに対して、同一の耐圧を有し漏れ電流量が1μAであるダイオードを使用した場合、リップル分は数mV以下であった。従って、数百Vの中高圧の出力電圧を得ようとする場合でも、リップル分を数mV以下に抑制することができる。

図8を参照して本発明の電圧源回路の第８の例を説明する。本例の電圧源回路は、図７の電圧源回路と比較して、CW回路40の構造が異なる。ここでは、本例のCW回路40について説明する。本例のCW回路40は、偶数個のコンデンサ41とトランジスタ49を有する。トランジスタ49は上側の偶数段のコンデンサと下側の奇数段のコンデンサの間に接続されている。即ち、本例のCW回路40は、ダイオード48の代わりにトランジスタ49を有する。CW回路40の機能を実現するには、電圧を充電することができるコンデンサ41と片側導通を可能とする素子があればよい。このような素子は、ダイオードに限定されるものではない。本例では、トランジスタ49のベースとコレクタとを接続し、ダイオードと同様に片側導通を可能とした。

図9を参照して本発明の電圧源回路を使用したモノクロメータの例を説明する。本例では、本発明の電圧源回路をモノクロメータの電場電圧用に使用する。モノクロメータは、磁場と電場を使用して電子の軌道をエネルギーの違いに応じて分散させ、スリットにより特定のエネルギーの電子だけを抽出する。電子ビームが有するエネルギーバンド幅よりも狭い範囲のエネルギーの電子を抽出することができれば、電子ビームの色収差が抑制されて分解能の向上を図ることができる。この時、電場を発生させるのに安定な電圧が必要となる。モノクロメータは電子ビームの通る鏡筒に直接組込まれる。図9はモノクロメータを鏡筒に組込んだ場合の光学系を示す。

モノクロメータ80は、磁場コイル81、第１のトロイダル電場電極82、83、エネルギーフィルタ84、第２のトロイダル電場電極85、86を有する。モノクロメータ80は焦点面88を有し、第１のトロイダル電場電極82、83と第２のトロイダル電場電極85、86は、焦点面88に対して対称に設けられている。

第１のトロイダル電場電極82、83には入力端子82a、83aが接続され、第２のトロイダル電場電極85、86には入力端子85a、86aが接続されている。これらの入力端子82a、83a、85a、86aには、上述の電圧源回路の出力電圧端子100が接続される。内側のトロイダル電場電極82、85には、正の電圧を印加し、外側のトロイダル電場電極83、86には、負の電圧を印加する。それにより、内側のトロイダル電場電極82、85と外側のトロイダル電場電極83、86の間に電場を発生させる。磁場コイル81には正の電流を流すことにより、磁場を発生させる。

以下にモノクロメータの動作と特徴を説明する。電子ビーム90は、焦点面88上のA点にて焦点を結ぶように、第１のコイル91によって収束される。磁場コイル81に電流を流し、トロイダル電場電極に電圧を印加することによって、電子ビームは、図示のように、内側のトロイダル電場電極82、85と外側のトロイダル電場電極83、86の間の軌跡を辿ってモノクロメータを一周する。モノクロメータから出た電子ビームは、A点に焦点を結んだ状態と同一の光路を経由して第２のコイル92を通過する。

トロイダル電場電極の構造が焦点面88に対して完全に対称であるなら、上側のトロイダル電場電極82、83と下側のトロイダル電場電極85、86に同一の電圧を印加すれば、電子ビームの軌跡は焦点面88に対して対称になる。しかしながら、トロイダル電場電極の構造を完全に対称にすることは困難である。従って、実際には、上側のトロイダル電場電極82、83に印加する電圧と下側のトロイダル電場電極85、86に印加する電圧の比を調整する必要がある。

トロイダル電場電極の間の光路を進んだ電子ビームは、焦点面88上の点Ｂを通過する。点Ｂを通過する各電子は、互いに僅かに異なるエネルギーを有する。従って、点Ｂにおける電子の通過点は、各電子のエネルギーの大きさ応じて所定の領域分布を形成する。焦点面88上の点Ｂに、所定の寸法のスリットを有するエネルギーフィルタ84を配置することにより、任意のエネルギーバンド幅の電子ビームを抽出することができる。

例えばトロイダル常数が０．６であると仮定する。この場合、電子ビームのエネルギーバンド幅は、0.6eVである。従って、エネルギーフィルタ84を使用してエネルギーバンド幅が0.2eVのエネルギーの電子を抽出したとする。このようなエネルギーバンド幅が小さい電子ビームを利用することにより、電子ビームを使用した処理の分解能を向上させることができる。

トロイダル電場電極に印加する電圧について説明する。トロイダル電場電極による電場内の電子の軌道半径rを22mm、トロイダル電場電極の間隔Gを1.932mmと仮定する。モノクロメータに導入された電子ビームの加速電圧Uは数kVのレベルであったとする。この場合、トロイダル電場電極に印加すべき電源電圧はV＝±G×U/r＝±数百Vとなる。モノクロメータに導入された電子ビームが有するリップルの安定度が、10⁻⁵〜10⁻⁶とする。トロイダル電場電極に印加すべき電圧のリップルは、数十mV〜数mV以下であり、安定度は、10⁻⁴〜10⁻⁵以下であることが必要である。即ち、モノクロメータの電場電極に印加する電圧源の安定度は、電子ビームの電子加速電圧の安定度以上であることが必要である。

更に、上述のように、電子ビームの軌跡が焦点面88に対して対称になるためには、上側のトロイダル電場電極82、83に印加する電圧と下側のトロイダル電場電極85、86に印加する電圧の比を調整する必要がある。本発明による電圧源回路をモノクロメータの電場電圧として使用すれば、中高圧で安定かつ調節可能な電圧を供給することができる。本発明の電圧源回路においては、中高圧である数百Vの出力を得る場合、その出力電圧のリップルは数mV以下である。よって本発明の電圧源回路をモノクロメータの電場電圧として使用した場合、電子ビームの安定度を悪化させること無く、モノクロメータの性能を発揮することができる。

図１は本発明の電圧源回路の第１の例を示す図である。図２は本発明の電圧源回路の第２の例を示す図である。図３は本発明の電圧源回路の第３の例を示す図である。図４は本発明の電圧源回路の第４の例を示す図である。図５は本発明の電圧源回路の第５の例を示す図である。図６は本発明の電圧源回路の第６の例を示す図である。図７は本発明の電圧源回路の第７の例を示す図である。図８は本発明の電圧源回路の第８の例を示す図である。図９はモノクロメータの光学系を示す図である。図１０は従来のコッククロフト・ウォルトン回路を使用したフィードバック制御方式による電圧源回路の例を示す図である。

符号の説明

10…入力電圧端子、12…電源電圧、20…レギュレータ、21…反転用トランジスタ、22…加減用トランジスタ、23…電流制限用トランジスタ、30…インバータ、31…駆動回路、32…スイッチング素子、33…変圧器、34…共振回路、40…コッククロフト・ウォルトン回路、41…コンデンサ、42…ダイオード、43,44…コンデンサ、45…抵抗、46…コンデンサ、47…抵抗、48…ダイオード、49…トランジスタ、50…フィードバック制御回路、51…温度補正回路（差動増幅器）、52…分圧回路、53…サーミスタ、54…出力電圧検出回路（差動増幅器）、55…分圧回路、56…出力電圧検出回路（差動増幅器）、61…ダイオード、62…コンデンサ、70…出力電圧調整回路、71…調整信号端子、80…モノクロメータ、81…磁場コイル、82,83…トロイダル電場電極、82a,83a…入力電圧端子、84…エネルギーフィルタ、85,86…トロイダル電場電極、85a,86a…入力電圧端子、88…焦点面、90…電子ビーム、91,92…コイル、100…出力電圧端子

Claims

電圧源からの直流電圧を調整するレギュレータと、該レギュレータからの直流電圧を交流電圧に変換するためのインバータと、該インバータからの交流電圧を昇圧して直流電圧に変換するための偶数段のコンデンサを有するコッククロフト・ウォルトン回路（以下CW回路と略称）と、上記CW回路の最終段のコンデンサに接続された出力電圧端子と、上記CW回路より得られる直流電圧を入力してフィードバック制御信号を生成し、それを上記レギュレータに供給するフィードバック制御回路と、を有し、上記フィードバック制御回路は、上記CW回路の奇数段目のコンデンサの正電位の電圧信号を入力することを特徴とする電圧源回路。
請求項１に記載の電圧源回路において、上記フィードバック制御回路は、上記CW回路の１段目のコンデンサの正電位の電圧信号を入力することを特徴とする電圧源回路。
請求項１に記載の電圧源回路において、更に、外部から任意の電圧調整信号を入力する出力電圧調整回路を設け、該出力電圧調整回路の出力信号を上記フィードバック制御回路からのフィードバック制御信号に重畳して上記レギュレータへ供給することを特徴とする電圧源回路。
請求項１に記載の電圧源回路において、上記CW回路の第２段から最終段までの偶数段のコンデンサ列に並列に更に、付加的なコンデンサが接続されていることを特徴とする電圧源回路。
請求項４に記載の電圧源回路において、上記付加的なコンデンサに並列に更に、コンデンサと抵抗の直列回路が接続され、上記出力電圧端子は、該直列回路のコンデンサと抵抗の間に接続されていることを特徴とする電圧源回路。
請求項５に記載の電圧源回路において、上記直列回路のコンデンサに並列に、更にコンデンサと抵抗の第２の直列回路が接続され、上記出力電圧端子は、該第２の直列回路のコンデンサと抵抗の間に接続されていることを特徴とする電圧源回路。
請求項１に記載の電圧源回路において、上記フィードバック制御回路は、環境の温度を表す温度検出信号を入力し温度補正信号を生成する温度補正回路を有し、該温度補正信号を上記フィードバック制御信号に重畳して上記レギュレータへ供給することを特徴とする電圧源回路。
直流電圧源と、該直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換するためのインバータと、該インバータからの交流電圧を昇圧して直流電圧に変換するための偶数段のコンデンサを有するコッククロフト・ウォルトン回路（以下CW回路と略称）と、該CW回路の最終段のコンデンサに接続された出力電圧端子と、を有する電圧源回路において、上記CW回路の各段のコンデンサには、必要な耐圧を有し且つ漏れ電流値が最小のダイオードが接続されていることを特徴とする電圧源回路。
請求項８に記載の電圧源回路において、上記CW回路の各段のコンデンサには、ダイオードの代わりにトランジスタが接続されていることを特徴とする電圧源回路。