CN104617778B - 宽输入电压范围高负载调整率的小电流输出高压电源电路 - Google Patents

宽输入电压范围高负载调整率的小电流输出高压电源电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种实现宽电压输入、高负载调整率的适用于小电流输出的高压电源电路，能够提高高压电源的输出稳定性。输入滤波电路和Buck电流馈电推挽功率变换电路对输入电压Vin进行滤波，然后变换成幅值不变、频率为设定频率、占空比为设定值的交流脉冲电压；消幅电路根据来自控制电路的控制信号，将功率变换电路输出的交流脉冲电压进行消幅；Cockcroft‑Walton倍压整流滤波电路将经消幅处理的交流脉冲电压整流成高压输出；稳压采样电路采集Cockcroft‑Walton倍压整流滤波电路的高压输出反馈给控制电路；控制电路根据反馈产生用于控制消幅幅度的控制信号。

Description

宽输入电压范围高负载调整率的小电流输出高压电源电路
技术领域
本发明属于功率电子学领域，具体涉及一种实现宽电压输入、高负载调整率的适用于小电流输出的高压电源电路。
背景技术
高能物理设备、真空电子设备等，大多要求高电压、小电流供电，工作电流为微安培数量级，瞬间最大电流为毫安培数量级。这些高能物理、真空电子设备所需的高压电源的工作电流变化范围达到2个数量级；要求宽范围输入电压下能够正常工作，输入电压最高值高达最低值的2倍，如此宽范围的输出电流、输入电压，使得高压电源的输出稳定性受到极大挑战。
本发明是为了满足空间高能物理设备、真空电子设备等应用研制的高压电源电路，该电路需要输出高压小电流，通常滤波都是LC均值滤波，但对于高压小电流来说，高压会导致电感L两端承受过大的电压，使其不能实现滤波；小电流导致设计的电感值过大，不能实现；因此LC滤波不适用于高压小电流。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种实现宽电压输入、高负载调整率的适用于小电流输出的高压电源电路，能够提高高压电源的输出稳定性。
为了解决上述技术问题，本发明是这样实现的：
一种实现宽电压输入、高负载调整率的适用于小电流输出的高压电源电路，其特征在于，包括：输入滤波电路、Buck电流馈电推挽功率变换电路、消幅电路、Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路、控制电路和第二稳压采样电路；
输入滤波电路对输入电压Vin进行滤波；
Buck电流馈电推挽功率变换电路，将经输入滤波电路处理的输入电压Vin’变换成幅值不变、频率为设定频率、占空比为设定值的交流脉冲电压，完成DC/AC变换；
消幅电路，根据来自控制电路的控制信号，将功率变换电路输出的交流脉冲电压进行消幅；
Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路，将经消幅处理的交流脉冲电压整流成高压输出，完成AC/DC变换；
第二稳压采样电路，采集Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路的高压输出VO，将表征高压输出的幅值的电压信号V1传递给控制电路；
控制电路，根据所述电压信号V1，产生控制信号；控制信号表征电压信号V1的大小；电压信号V1越大，消幅电路的消幅幅度越大，使得输出的高压电源的幅度满足设定的高压输出要求。
优选地，所述消幅电路包括二极管D22～二极管D25、MOS管VM6，定义消幅电路的输入端为A1和A2，输出端为B1和B2；A1和A2通过变压器耦合方式从Buck电流馈电推挽功率变换电路获取交流脉冲电压，B1和B2通过变压器耦合方式向Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路输出经消幅处理的交流脉冲电压；
二极管D22～二极管D25连接成桥式电路，二极管D22和二极管D24串联、二极管D23和二极管D25串联，串联后的二极管组并联；其中二极管D22和二极管D23的阳极连接在一起；二极管D22和二极管D24的连接处连接其中一个输入端A2，二极管D23和二极管D25的连接处连接其中一个输出端B2，另一输入端A1直接引出作为另一输出端B1；二极管D24与二极管D25的连接处接入MOS管VM6的漏极，二极管D22与二极管D23的连接处接入MOS管VM6的源极并接地，MOS管VM6的栅极接控制电路输出的控制信号。
优选地，所述控制电路包括运算放大器N2A、供电单元、基准电压提供单元和闭环参数补偿单元；
供电单元由整流滤波单元和稳压单元组成；整流滤波单元通过变压器耦合方式从Buck电流馈电推挽功率变换电路获取交流脉冲电压，采用整流二极管D2对交流脉冲电压进行整流后采用陶瓷电容器C50进行滤波，然后输入到稳压单元和基准电压提供单元；稳压单元采用稳压二极管DZ6对输入信号进行稳压处理后，输入到运算放大器N2A的供电端；
基准电压提供单元采用电压基准二极管DZ7对输入信号进行稳压处理后，输入到运算放大器N2A的正输入端，作为运算放大器N2A的比较阈值；
闭环参数补偿单元由电阻R82*～R84*、电容C54*～C56*组成；电阻R83*串联电容C54*的串联电路与电阻R82*并联，获得的并联电路一端连接电压信号V1，另一端连接运算放大器N2A的负输入端；同时，电阻R84*串联电容C56*的串联电路与电容C55*并联，获得的并联电路作为反馈线路一端作为连接运算放大器N2A的输出端，另一端连接运算放大器N2A的负输入端；
运算放大器N2A的输出端输出所述控制信号。
优选地，电压基准二极管DZ7采用2DW232。
优选地，Buck电流馈电推挽功率变换电路包括降压启动电路、Buck功率变换电路、差模电感滤波电路、推挽功率变换电路、PWM脉宽调制电路、第一驱动电路、分频及驱动电路、第一稳压采样电路、自持供电电路和整流滤波电路；
降压启动电路，用于将经滤波后的输入电压Vin’进行降压处理，利用降压后的电压给PWM脉宽调制电路供电；
PWM脉宽调制电路，采用UC1845AL芯片及其外围电路，产生振荡波，输出给第一驱动电路和分频及驱动电路；
第一驱动电路，用于利用变压器T1将PWM脉宽调制电路产生的振荡波隔离放大后作为驱动电压VF输送给Buck功率变换电路；
Buck功率变换电路，由MOS管VM3实现，用于在驱动电压VF的控制下，将输入滤波电路输出的滤波后输入电压Vin’进行功率变换，变换为12V的脉冲功率；
差模电感滤波电路采用一个差模电感器LDM2实现，用于对功率变换后的脉冲进行滤波，然后提供给推挽功率变换电路；
分频及驱动电路，用于将PWM脉宽调制电路产生的200kHz的振荡波等分为100kHz的两路幅值相等相位相差180°的驱动信号并进行驱动放大得到信号VI+和VI-，将信号VI+和VI-输送给推挽功率变换电路做推挽变换；
推挽功率变换电路，由两个MOS管VM4和VM5以及变压器T4组成；MOS管VM4和VM5以分频及驱动电路输出的信号VI+和VI-作为推挽变换的驱动信号，采用变压器T4作为输出耦合器件；将差模电感滤波电路输出的12V的功率脉冲推挽变换到变压器T4副边；变压器T4具有三个副边绕组，分别将推挽变换后的功率脉冲耦合到整流滤波电路、控制电路和整流滤波电路；
自持供电电路采用自持二极管D9实现，整流滤波电路对推挽功率变换电路输出的交流脉冲进行整流滤波后，通过自持二极管D9对PWM脉宽调制电路中的UC1845AL芯片持续供电，自持二极管D9输出电压较降压启动电路产生的供电电压高出2V；
第一稳压采样电路，用于从整流滤波电路的输出端采样电压信号，采样电压信号输出给PWM脉宽调制电路作为电压反馈信息；
优选地，所述Buck电流馈电推挽功率变换电路进一步包括电流监测电路，采用电流互感器T2通过串接在Buck功率变换电路输出线路上感应输出一个3～5V的脉冲电压，该脉冲电压经过整流分压后，输入到UC1845AL的I Sense端，控制PWM误差放大器的输出端，限制脉宽输出。
优选地，所述分频及驱动电路包括：电阻R33、电阻R34、电容C26、双D触发器U2及其外围电路、六同相缓冲器U3其外围电路；
电阻R33和电阻R34串联后电阻R33的一端接入PWM脉宽调制电路的输出端，另一端接高压输出回线，电容C26与电阻R34并联，电阻R33和电阻R34的连接处接入双D触发器U2的时钟信号C2端，双D触发器U2的输出端Q2连接六同相缓冲器U3的其中三个缓冲器的入口，这三个缓冲器的出口相互连接后作为分频及驱动电路的其中一个输出端VI+，双D触发器U2的输出端-Q2连接六同相缓冲器U3的另外三个缓冲器的入口，这三个缓冲器的出口相互连接后作为分频及驱动电路的另一个输出端VI-。
本发明与现有技术相比的有益效果是：
1)本发明采用消幅电路结合闭环控制实现高负载调整率，即负载变化时，电流变化，高压输出有微小的改变，将该变化转化为消幅幅度的变化，从而实现幅度的闭环控制，使得即便输出负载变化，也能够保持输出电压稳定。
2)本发明针对高压小电流电源，常规LC均值滤波电路不适用的问题，本发明采用Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路，解决了小电流高压电源适用的峰值整流滤波问题和变压器次级端高压输出的问题。小电流高压电源采用峰值整流滤波电路，减少了电感的使用，并且减小了二极管的电压应力；变压器次级端高压输出，必然要增加其次级绕组端的匝数，相应地增加了变压器次级的层间寄生电容和线间寄生电容，在开关电源工作时，会出现很大的充放电电流和噪声。
3)用Buck电流馈电推挽拓扑获得交流脉冲，实现了宽范围电压输入，并且高压电源输入电压的改变只需要相应改变Buck电路部分电路的设计，提高了设计的灵活性。
4)用消幅电路改变交流脉冲幅值的方法改变不同输出电流状态下Cockcroft-Walton倍压整流所需的交流脉冲，从而使输出高压获得高负载调整率。消幅电路中的MOSFET管VM6起着线性调整的作用——倘若没有VM6和D22～D25，也就是T4的7、8脚直接和T5的1、3脚连接，则T5的1、3绕组上的交流电压等于T4的7、8绕组的交流电压。
5)高压输出与低压电处理电路之间仅仅通过一个变压器实现高压隔离和绝缘，可以保证高压和低压的安全性。
附图说明
图1为本发明的组成示意图。
图2为本发明电路原理图。
图3为消幅电路的电路原理图。
具体实施方式
下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。
图1为本发明实现高负载调整率的适用于小电流输出的高压电源电路，如图1所示，包括输入滤波电路1、Buck电流馈电推挽功率变换电路2、消幅电路15、Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路16、控制电路17和第二稳压采样电路18。
输入滤波电路1，用于对输入电压Vin进行滤波。
Buck电流馈电推挽功率变换电路2，用于将经输入滤波电路1处理的输入电压Vin变换成幅值不变、频率为设定频率、占空比为设定值的交流脉冲电压，完成DC/AC变换。
消幅电路15，根据来自控制电路17的控制信号，将功率变换电路2输出的交流脉冲电压进行消幅。
Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路16，将经消幅处理的交流脉冲电压整流成高压输出，完成AC/DC变换。
第二稳压采样电路18，采集Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路16的高压输出VO，将表征高压输出的幅值的电压信号V1传递给控制电路17。
控制电路17，根据所述电压信号V1，产生控制信号；控制信号表征电压信号V1的大小；电压信号V1越大，消幅电路15的消幅幅度越大，使得输出的高压电源的幅度满足设定的高压输出要求。
可见，本发明采用消幅电路结合闭环控制实现高负载调整率，即负载变化时，也就是输出电流变化时，高压输出有微小的改变，将该变化转化为消幅幅度的变化，从而实现幅度的闭环控制，使得即便输出负载变化，也能够保持输出电压稳定。
其次，本发明针对电压需要输出高压小电流，常规LC均值滤波不适用的问题，本发明采用Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路，解决了小电流高压电源适用的峰值整流滤波问题和变压器次级端高压输出的问题。其中，采用峰值整流滤波电路，减少了电感的使用，并且减小了二极管的电压应力；变压器次级端高压输出，必然要增加其次级绕组端的匝数，相应地增加了变压器次级的层间寄生电容和线间寄生电容，在开关电源工作时，会出现很大的充放电电流和噪声。
此外，本发明采用Buck电流馈电推挽功率变换电路，可以保证宽输入电压范围内，均实现等幅输出。
下面结合图2，对每一个电路模块进行详细描述。其中，图2所示高压电源电路是针对输入电压为20V～50V、输出电压为3000V、输出功率为3W的情况设计的。
一、输入滤波电路
输入滤波电路采用由电感和电容组成的低通滤波电路——EMI滤波器，允许直流和低频的脉冲电流流过，对于频率较高的噪声干扰进行抑制。图1中的电容C11～C14以及差模电感器LDM1组成，电容C11和电容C12串联连接在差模电感器LDM1的一端与地之间，且引出作为高压电压电路的总输入端I1和I2；电容C13和电容C14串联连接在差模电感器LDM1的另一端与地之间，且引出作为本输入滤波电路的输出端VA。
其中，LDM1采用型号为DMI8SZ-40-1.0-1，电感值为40μH的器件，电容C11～电容C14均采用CT41L-50V-3.3μF，精度±10％，温度特性+10％/-15％。
二、Buck电流馈电推挽功率变换电路
该Buck电流馈电推挽功率变换电路包括：降压启动电路6、Buck功率变换电路3、差模电感滤波电路4、推挽功率变换电路5、PWM脉宽调制电路7、第一驱动电路8、电流监测电路9、分频及驱动电路10、第一稳压采样电路12、自持供电电路13和整流滤波电路14。
降压启动电路6，用于将经滤波后的20～50V的输入电压Vin’降到10V左右(图2是降到11V)，利用降压后的电压给PWM脉宽调制电路7供电。
该降压启动电路6由电阻R25～R27、电容C17、二极管D5、稳压管DZ2、MOS管VM2组成。输入滤波电路2的输出端VA一方面通过串联在一起的电阻R26和电容C17接地，另一方面通过电阻R25接入MOS管VM2的漏极；电阻R27的一端接MOS管VM2的栅极，另一端通过稳压管DZ2接地且通过电容C17接地。MOS管VM2的源极连接二极管D5的阳极，二极管D5的阴极引出降压启动电路6的输出端VB。输出端VB连接到PWM脉宽调制电路中PWM芯片的电源端，实现对PWM芯片的供电。本降压启动电路6的工作原理简述：降压启动电路的作用是将输入电压进行串联降压供电，为PWM开机提供启动功率，在启动瞬间提供小于100mA电流，在模块正常工作后静态电流小于2mA。降压启动电路主要由功率MOSFET管VM2承担，VM2电路连接成源极跟随电路，由稳压二极管DZ2给栅极提供稳定的偏压，VM2源极跟随栅极输出稳定的电压，启动PWM芯片。
PWM脉宽调制电路7，产生振荡波，振荡波频率由PWM芯片的外围电路定时电容C23、定时电阻R31决定；振荡波的幅值为接近PWM芯片的供电电压，占空比由第一稳压采样电路12和电流监测电路9的反馈以及闭环控制电路共同决定。，该振荡波输出给第一驱动电路8和分频及驱动电路10。
该PWM脉宽调制电路7的核心PWM芯片U1采用单端输出的芯片UC1845AL。UC1845AL及相应的外围元件组成高压电源的脉冲源，用于产生振荡波，UC1845AL的电源端VC和VCC连接降压启动电路的输出端VB，电压反馈端VFB连接第一稳压采样电路12的输出端VC，电流采样端I Sense连接电流监测电路9的输出端VD，输出端OUTPUT作为PWM脉宽调制电路7的输出端VE连接第一驱动电路8和分频电路10的输入端。
第一驱动电路8，用于利用变压器T1将PWM脉宽调制电路7产生的振荡波隔离放大后输送给Buck功率变换电路3。
该第一驱动电路8由电容C25、电容C27、变压器T1、电阻R35、电阻R36和二极管D7组成。PWM脉宽调制电路7的输出端VE串联电容C25后接入变压器T1的初级，变压器T1次级的两个连接端中，一端通过电容C27连接二极管D7的阴极，另一端接入二极管D7的阳极；电阻R35和R36串联后并联在二极管D7的两端。电阻R36分压得到第一驱动电路8的驱动电压VF。
Buck功率变换电路3，用于在驱动电压VF的控制下，将输入滤波电路2输出的滤波后输入电压Vin’进行功率变换，即将一次母线(20～50V)的电功率变换为12V左右的脉冲功率。
该Buck功率变换电路3由MOS管VM3实现。输入滤波电路2的输出端VA连接MOS管VM3的漏极，MOS管VM3的栅源极之间连接第一驱动电路8的驱动电压VF，MOS管VM3的源极引出作为Buck功率变换电路3的输出端VG。
差模电感滤波电路4采用差模电感器LDM2实现，差模电感器LDM2的一端连接Buck功率变换电路3的输出端VG，另一端作为差模电感滤波电路4的输出端VH，连接推挽功率变换电路5。
分频及驱动电路10包括电阻R33、电阻R34、电容C26、双D触发器U2、六同相缓冲器U3其外围电路，其作用是将PWM脉宽调制电路7产生的200kHz左右的振荡波等分为100kHz左右的两路幅值相等相位相差180°的驱动信号，输送给推挽功率变换电路5做推挽变换的驱动信号。
该分频及驱动电路10的具体电路连接为：电阻R33和电阻R34串联后电阻R33的一端接入PWM脉宽调制电路7的输出端VE，另一端接地，电容C26与电阻R34并联，电阻R33和电阻R34的连接处接入双D触发器U2的时钟信号C2端，双D触发器U2的输出端Q2连接六同相缓冲器U3的其中三个缓冲器的入口，这三个缓冲器的出口相互连接后作为分频及驱动电路10的其中一个输出端VI+，双D触发器U2的输出端-Q2连接六同相缓冲器U3的另外三个缓冲器的入口，这三个缓冲器的出口相互连接后作为分频及驱动电路10的另一个输出端VI-。
推挽功率变换电路5，用于以变压器T4作为输出耦合器件，将Buck功率变换和滤波后的12V左右的功率脉冲推挽变换到变压器T4副边，同时采用分频及驱动电路10输出的信号VI+和VI-作为推挽变换的驱动信号。
该推挽功率变换电路5的具体电路连接为：MOS管VM4、VM5和变压器T4构成了推挽功率变换电路。MOS管VM4的栅极连接分频及驱动电路10的输出端VI+，漏极连接变压器T4初级半绕组的同相端1端，源极接地，且漏源之间连接串联的电容C37和C38；MOS管VM5的栅极连接分频及驱动电路10的输出端VI-，漏极连接变压器T4初级另一个半绕组的反相端3端，源极接地，且漏源之间连接串联的电容C41和C40；变压器T4初级的中间抽头即2端连接差模电感滤波电路4的输出端VH。其中，推挽功率变换的两只MOS管驱动信号的占空比各为50％，不设置死区时间。
变压器T4具有三个副边绕组，分别耦合Buck电流馈电推挽功率变换电路外部的消幅电路15、控制电路17以及Buck电流馈电推挽功率变换电路内部的整流滤波电路14。
整流滤波电路14和自持供电电路13，用于在高压电源正常工作后，通过自持二极管D9对PWM脉宽调制电路7中的PWM芯片U1持续供电。自持电压通过变压器T4的副绕组的匝数，使得其电压较降压启动电路6产生的电压高出一定电压，如2V，可使降压启动电路处于微功耗状态，以提高效率，降低失效率，确保PWM芯片U1可靠供电。
该自持供电电路13由自持二极管D9实现；该整流滤波电路14由变压器T4的第一副边绕组(4、5、6)、整流二极管D10、D11和滤波电容C30、C31组成。变压器T4的第一副边绕组的两端4和6各自串联一个二极管(D10、D11)后连接在一起，该连接处一方面通过串联在一起的滤波电容C30和C31接地，另一方面作为第一稳压采样电路12的输出端VJ接入自持二极管D9的阳极，自持二极管D9的阴极为PWM芯片U1供电，即接入UC1845AL的电源端VC和VCC。变压器T4的第一副边绕组的中间抽头接地。
第一稳压采样电路12，由电阻R45～R48和电容C29*组成，用于从整流滤波电路的输出端VJ采样电压信号，采样电压通过输出端VC输出给PWM脉宽调制电路7作为电压反馈信息。目的是把宽范围的输入电压转换为稳定的自持电压。具体电路连接为：电阻R45和R47串联形成第一串联电路，电阻R46、电容C29*和电阻R47依次串联形成第二串联电路，第一串联电路和第二串联电路并联后一端连接整流滤波电路的输出端VJ，另一端接地；电阻R45和R47的连接端与电容C29*和电阻R47的连接端相互连接后引出作为本第一稳压采样电路12的输出端VC。
电流监测电路9，由电流互感器T2、电阻R32、R37、R38和电容C22组成。电流互感器T2通过串接在Buck功率变换线(VM3与LDM2的连接线)上感应输出一个约(3～5)V的脉冲电压，该电压经过整流分压后，输入到PWM芯片的I Sense端，从而控制PWM误差放大器的输出端，限制脉宽输出，实现限流保护输出。随用电过载，高压输出逐步减小；用电过载消失，输出恢复正常。通过参数设计，可以实现所需要的保护功率。
本Buck电流馈电推挽功率变换电路的特点如下：
特点之一为：利用降压启动给PWM芯片提供11V的工作电压，PWM采用单端输出的芯片UC1845AL，驱动信号通过变压器隔离驱动MOSFET做Buck功率变换，Buck功率变换后只用差模电感器滤波，通过电感器的电流不能突变，在电感器后的两只推挽功率MOSFET共通状态下，也不会有大电流通过MOSFET致损坏，不用设置两只推挽功率MOSFET的死区工作时间。
特点之二为：用Buck变换的单端PWM的驱动信号作为D触发器的时钟信号，D触发器的输出端和反向输出端通过缓冲器驱动推挽变换的两只MOSFET做推挽功率变换，推挽功率变换的输入为Buck变换后经差模电感器滤波的信号，推挽功率变换的两只MOSFET驱动信号的占空比各为50％，不设置死区时间，推挽变换为电感器输入，通过电感器的电流不能突变，即使两只MOSFET同时导通也不会大电流而损坏。
特点之三为：采用MOSFET工作在转移特性曲线的放大区串联调整Buck电流馈电推挽拓扑输出的交流脉冲幅值，使得加在Cockcroft-Walton倍压整流的交流脉冲幅值为根据负载不同而不同幅值的交流脉冲，交流脉冲经过桥式变换电路换向后加在MOSFET的漏源极。
三、消幅电路
消幅电路15在设计时，要对正负脉冲进行消幅，通常的具有消幅功能的电路一般针对单向脉冲进行，无法直接应用，因此这里设计了一种简单的、适用于正负脉冲消幅的电路，其通过换向实现对正负脉冲消幅。
结合图2和图3所示，本发明的消幅电路15包括变压器T4的第二副绕组(7、8)、二极管D22～二极管D25、MOS管VM6，定义消幅电路15的输入端为A1和A2，输出端为B1和B2。A1和A2通过变压器耦合方式从Buck电流馈电推挽功率变换电路2获取交流脉冲电压，B1和B2通过变压器耦合方式向Cockcroft/Walton倍压整流滤波电路输出经消幅处理的交流脉冲电压；
二极管D22～二极管D25连接成桥式电路，二极管D22和二极管D24串联、二极管D23和二极管D25串联，串联后的二极管组并联；其中二极管D22和二极管D23的阳极连接在一起；二极管D22和二极管D24的连接处连接其中一个输入端A2，二极管D23和二极管D25的连接处连接其中一个输出端B2，另一输入端A1直接引出作为另一输出端B1；二极管D24与二极管D25的连接处接入MOS管VM6的漏极，二极管D22与二极管D23的连接处接入MOS管VM6的源极并接地，MOS管VM6的栅极接控制电路17输出的控制信号。
当高压输出变大时，控制信号变小，MOS管的导通电阻变大，使得漏源两端承担的电压更多，漏源两端的电压就是所需消去的幅度，由于MOS管和输出电压B1B2是串联关系，因此在漏源电压变大时输出电压B1B2变小，从而实现了高压输出变大时，消幅幅度也变大的效果。
如果不加桥式电路，当负脉冲到来时，将击穿MOS管，因此本电路加入了桥式电路，对负脉冲进行换向，使得加在MOS的电压始终为正，从而使得本电路在输入电压A1A2为正脉冲和负脉冲时，均能实现消幅处理。
四、CockCroft-Walton倍压整流滤波电路
变压器T5、整流二极管D26～D29、滤波电容C58～C61组成了Cockcroft/Walton倍压整流滤波电路。Cockcroft/Walton倍压整流滤波电路将经过消幅后的交流脉冲整流滤波成稳定高压输出——O1和O2。
五、第二稳压采样电路
电阻R79、R80、R91组成为第二稳压采样电路。如图2所示，电阻R79和R80并联后与电阻R91串联。第二稳压采样电路串联在CockCroft-Walton倍压整流滤波电路的高压输出与地之间。电阻R91与R80的连接处输出采用电压V1。
六、控制电路
控制电路17包括运算放大器N2A、供电单元、基准电压提供单元和闭环参数补偿单元。
供电单元由整流滤波单元和稳压单元组成。整流滤波单元通过变压器耦合方式(T4的第三副绕组)从Buck电流馈电推挽功率变换电路2获取交流脉冲电压，采用整流二极管D2对交流脉冲电压进行整流后采用陶瓷电容器C50进行滤波，然后输入到稳压单元和基准电压提供单元。稳压单元采用稳压二极管DZ6对输入信号进行稳压处理后，输入到运算放大器N2A的供电端。
基准电压提供单元采用二极管DZ7对输入信号进行稳压处理后，输入到运算放大器N2A的正输入端，作为运算放大器N2A的比较阈值。二极管DZ7采用优秀的电压基准二极管2DW232，其电性能参数如表2所示，以保证比较阈值的稳定性。
闭环参数补偿单元由电阻R82*～R84*、电容C54*～C56*组成；电阻R83*串联电容C54*组成的串联电路与电阻R82*并联，获得的并联电路一端连接电压信号V1，另一端连接运算放大器N2A的负输入端；同时，电阻R84*串联电容C56*的串联电路与电容C55*并联，获得的并联电路作为反馈线路一端作为连接运算放大器N2A的输出端，另一端连接运算放大器N2A的负输入端；
运算放大器N2A的输出端输出所述控制信号。
该控制电路17中闭环控制的运放的供电采用推挽拓扑单独的一个副绕组结合半波整流滤波电路，解决了运放的供电问题。上述电路的一个副绕组结合半波整流滤波电路可以获得相对稳定的电压，满足运放的供电要求。
上文所述的地均指高压输出回线。
表2电压基准二极管的电特性参数表
综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种实现宽电压输入、高负载调整率的适用于小电流输出的高压电源电路，其特征在于，包括：输入滤波电路(1)、Buck电流馈电推挽功率变换电路(2)、消幅电路(15)、Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路(16)、控制电路(17)和第二稳压采样电路(18)；
输入滤波电路(1)对输入电压Vin进行滤波；
Buck电流馈电推挽功率变换电路(2)，将经输入滤波电路(1)处理的输入电压Vin’变换成幅值不变、频率为设定频率、占空比为设定值的交流脉冲电压，完成DC/AC变换；
消幅电路(15)，根据来自控制电路(17)的控制信号，将Buck电流馈电推挽功率变换电路(2)输出的交流脉冲电压进行消幅；
Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路(16)，将经消幅处理的交流脉冲电压整流成高压输出，完成AC/DC变换；
第二稳压采样电路(18)，采集Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路(16)的高压输出VO，将表征高压输出的幅值的电压信号V1传递给控制电路(17)；
控制电路(17)，根据所述电压信号V1，产生控制信号；控制信号表征电压信号V1的大小；电压信号V1越大，消幅电路(15)的消幅幅度越大，使得输出的高压电源的幅度满足设定的高压输出要求；
消幅电路(15)包括二极管D22～二极管D25、MOS管VM6，定义消幅电路(15)的输入端为A1和A2，输出端为B1和B2；A1和A2通过变压器耦合方式从Buck电流馈电推挽功率变换电路(2)获取交流脉冲电压，B1和B2通过变压器耦合方式向Cockcroft-Walton倍压整流滤波电路输出经消幅处理的交流脉冲电压；
二极管D22～二极管D25连接成桥式电路，二极管D22和二极管D24串联、二极管D23和二极管D25串联，串联后的二极管组并联；其中二极管D22和二极管D23的阳极连接在一起、二极管D24的阴极和二极管D25的阴极连接在一起、二极管D22的阴极连接二极管D24的阳极、二极管D23的阴极连接二极管D25的阳极；二极管D22的阴极和二极管D24的阳极的连接处连接其中一个输入端A2，二极管D23的阴极和二极管D25的阳极的连接处连接其中一个输出端B2，另一输入端A1直接引出作为另一输出端B1；二极管D24的阴极与二极管D25的阴极的连接处接入MOS管VM6的漏极，二极管D22的阳极与二极管D23的阳极的连接处接入MOS管VM6的源极并接地，MOS管VM6的栅极接控制电路(17)输出的控制信号。
2.如权利要求1所述的高压电源电路，其特征在于，所述控制电路(17)包括运算放大器N2A、供电单元、基准电压提供单元和闭环参数补偿单元；
供电单元由整流滤波单元和稳压单元组成；整流滤波单元通过变压器耦合方式从Buck电流馈电推挽功率变换电路(2)获取交流脉冲电压，采用整流二极管D2对交流脉冲电压进行整流后采用陶瓷电容器C50进行滤波，然后输入到稳压单元和基准电压提供单元；稳压单元采用稳压二极管DZ6对输入信号进行稳压处理后，输入到运算放大器N2A的供电端；
基准电压提供单元采用电压基准二极管DZ7对输入信号进行稳压处理后，输入到运算放大器N2A的同相输入端，作为运算放大器N2A的比较阈值；
闭环参数补偿单元由电阻R82*～R84*、电容C54*～C56*组成；电阻R83*串联电容C54*的串联电路与电阻R82*并联，获得的并联电路一端连接电压信号V1，另一端连接运算放大器N2A的反相输入端；同时，电阻R84*串联电容C56*的串联电路与电容C55*并联，获得的并联电路作为反馈线路一端连接运算放大器N2A的输出端，另一端连接运算放大器N2A的反相输入端；
运算放大器N2A的输出端输出所述控制信号。
3.根据权利要求2所述的高压电源电路，其特征在于，电压基准二极管DZ7采用2DW232。
4.根据权利要求2所述的高压电源电路，其特征在于，Buck电流馈电推挽功率变换电路(3)包括降压启动电路(6)、Buck功率变换电路(3)、差模电感滤波电路(4)、推挽功率变换电路(5)、PWM脉宽调制电路(7)、第一驱动电路(8)、分频及驱动电路(10)、第一稳压采样电路(12)、自持供电电路(13)和整流滤波电路(14)；
降压启动电路(6)，用于将经滤波后的输入电压Vin’进行降压处理，利用降压后的电压给PWM脉宽调制电路(7)供电；
PWM脉宽调制电路(7)，采用UC1845AL芯片及其外围电路实现，用于根据第一稳压采样电路(12)的反馈，产生振荡波，输出给第一驱动电路(8)和分频及驱动电路(10)；
第一驱动电路(8)，用于利用变压器T1将PWM脉宽调制电路(7)产生的振荡波隔离放大后作为驱动电压VF输送给Buck功率变换电路(3)；
Buck功率变换电路(3)，由MOS管VM3实现，用于在驱动电压VF的控制下，将输入滤波电路(2)输出的滤波后输入电压Vin’进行功率变换，变换为12V的脉冲功率；
差模电感滤波电路(4)采用一个差模电感器LDM2实现，用于对功率变换后的脉冲进行滤波，然后提供给推挽功率变换电路(5)；
分频及驱动电路(10)，用于将PWM脉宽调制电路(7)产生的200kHz的振荡波等分为100kHz的两路幅值相等相位相差180°的驱动信号并进行驱动放大得到信号VI+和VI-，将信号VI+和VI-输送给推挽功率变换电路(5)做推挽变换；
推挽功率变换电路(5)，由两个MOS管VM4和VM5以及变压器T4组成；MOS管VM4和VM5以分频及驱动电路(10)输出的信号VI+和VI-作为推挽变换的驱动信号，采用变压器T4作为输出耦合器件；将差模电感滤波电路(4)输出的12V的功率脉冲推挽变换到变压器T4副边；变压器T4具有三个副边绕组，分别将推挽变换后的功率脉冲耦合到整流滤波电路(14)、控制电路(17)和消幅电路(15)；
自持供电电路(13)采用二极管D9实现，整流滤波电路(14)对推挽功率变换电路(5)输出的交流脉冲进行整流滤波后，通过二极管D9对PWM脉宽调制电路(7)中的UC1845AL芯片持续供电，二极管D9输出电压较降压启动电路(6)产生的供电电压高出2V；
第一稳压采样电路(12)，用于从整流滤波电路(14)的输出端采样电压信号，采样电压信号输出给PWM脉宽调制电路(7)作为电压反馈信息。
5.根据权利要求4所述的高压电源电路，其特征在于，所述Buck电流馈电推挽功率变换电路(3)进一步包括电流监测电路(9)，采用电流互感器T2通过串接在Buck功率变换电路(3)输出线路上感应输出一个3～5V的脉冲电压，该脉冲电压经过整流分压后，输入到UC1845AL的I Sense端，控制PWM误差放大器的输出端，限制脉宽输出。
6.根据权利要求4所述的高压电源电路，其特征在于，所述分频及驱动电路(10)包括：电阻R33、电阻R34、电容C26、双D触发器U2及其外围电路、六同相缓冲器U3其外围电路；
电阻R33和电阻R34串联后电阻R33的非连接端接入PWM脉宽调制电路(7)的输出端，串联支路的另一端接高压输出回线，电容C26与电阻R34并联，电阻R33和电阻R34的连接处接入双D触发器U2的时钟信号C2端，双D触发器U2的输出端Q2连接六同相缓冲器U3的其中三个缓冲器的入口，这三个缓冲器的出口相互连接后作为分频及驱动电路(10)的其中一个输出端VI+，双D触发器U2的输出端-Q2连接六同相缓冲器U3的另外三个缓冲器的入口，这三个缓冲器的出口相互连接后作为分频及驱动电路(10)的另一个输出端VI-。
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