JPH0993914A - 多出力ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
多出力ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JPH0993914A JPH0993914A JP7244321A JP24432195A JPH0993914A JP H0993914 A JPH0993914 A JP H0993914A JP 7244321 A JP7244321 A JP 7244321A JP 24432195 A JP24432195 A JP 24432195A JP H0993914 A JPH0993914 A JP H0993914A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
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- H02M7/10—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode arranged for operation in series, e.g. for multiplication of voltage
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
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Abstract
(57)【要約】
【目的】携帯機器に適した薄型及び小型化でありながら
多出力を発生することが可能な多出力ＤＣ／ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。 【構成】入力される直流電圧を変換して異なる直流電圧
を出力するものであって、少なくとも、コイルＬ１、ス
イッチング素子Ｑ１、整流素子Ｄ１及び電圧平滑素子Ｃ
２により構成されるチョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部
ＣＣ１と、複数の整流素子Ｄ２及び電圧平滑素子Ｃ３に
より構成され、前記チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部
ＣＣ１から出力される直流出力電圧より、複数の異なる
直流出力電圧を得る倍電圧発生回路ＣＰ１と、前記チョ
ッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＣ１及び前記倍電圧発
生回路ＣＰ１のうち少なくとも一方の出力電圧に基づき
前記スイッチング素子Ｑ１をチョッパ制御する制御手段
ＩＣ１とを具備する。
多出力を発生することが可能な多出力ＤＣ／ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。 【構成】入力される直流電圧を変換して異なる直流電圧
を出力するものであって、少なくとも、コイルＬ１、ス
イッチング素子Ｑ１、整流素子Ｄ１及び電圧平滑素子Ｃ
２により構成されるチョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部
ＣＣ１と、複数の整流素子Ｄ２及び電圧平滑素子Ｃ３に
より構成され、前記チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部
ＣＣ１から出力される直流出力電圧より、複数の異なる
直流出力電圧を得る倍電圧発生回路ＣＰ１と、前記チョ
ッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＣ１及び前記倍電圧発
生回路ＣＰ１のうち少なくとも一方の出力電圧に基づき
前記スイッチング素子Ｑ１をチョッパ制御する制御手段
ＩＣ１とを具備する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、コイル及びスイッチン
グ素子を用いて単一の直流入力電圧から複数の異なる直
流出力電圧を得る多出力ＤＣ／ＤＣコンバータに関す
る。
グ素子を用いて単一の直流入力電圧から複数の異なる直
流出力電圧を得る多出力ＤＣ／ＤＣコンバータに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ブック型パソコン、携帯電話、ビデオカ
メラなどに代表される電池を駆動源とする携帯機器の普
及には目を見張るものがある。これらに機器の中で使用
される電圧は、ＣＰＵを中心とする＋３．３ｖをはじめ
論理ＩＣなどの＋５ｖ、ハードディスクドライブやフロ
ッピーディスクドライブの＋１２ｖなどと多岐に渡って
いる。また一つの部品でも、液晶表示素子（例えば、＋
１９ｖ、＋７ｖ、−１２ｖの３電圧を使用）や電荷結合
素子（例えば２３ｖ、１５ｖ、５ｖ、−９ｖの４電圧を
使用）のように複数の駆動電圧を必要とする部品もあ
る。
メラなどに代表される電池を駆動源とする携帯機器の普
及には目を見張るものがある。これらに機器の中で使用
される電圧は、ＣＰＵを中心とする＋３．３ｖをはじめ
論理ＩＣなどの＋５ｖ、ハードディスクドライブやフロ
ッピーディスクドライブの＋１２ｖなどと多岐に渡って
いる。また一つの部品でも、液晶表示素子（例えば、＋
１９ｖ、＋７ｖ、−１２ｖの３電圧を使用）や電荷結合
素子（例えば２３ｖ、１５ｖ、５ｖ、−９ｖの４電圧を
使用）のように複数の駆動電圧を必要とする部品もあ
る。
【０００３】一方、携帯機器に用いられる電池の電圧は
３ｖ〜１６ｖ程度であり、電池を駆動源として前述の各
素子を駆動するためには、ＤＣ／ＤＣコンバータが欠か
せない。中でも多出力のＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、
液晶表示素子や電荷結合素子などの複数電圧を必要とす
る部品と一体化して、外部からは単一電源を供給する形
式が、主流になりつつあるため、薄型化・小型化が要求
されている。
３ｖ〜１６ｖ程度であり、電池を駆動源として前述の各
素子を駆動するためには、ＤＣ／ＤＣコンバータが欠か
せない。中でも多出力のＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、
液晶表示素子や電荷結合素子などの複数電圧を必要とす
る部品と一体化して、外部からは単一電源を供給する形
式が、主流になりつつあるため、薄型化・小型化が要求
されている。
【０００４】多出力ＤＣ／ＤＣコンバータのうちでフォ
ワード型ＤＣ／ＤＣコンバータと呼ばれる回路の従来例
を図６を参照して説明する。すなわち、図６において、
直流入力電圧端子Ｖｉ，ＧＮＤには、いずれも図示しな
い、乾電池、二次電池、又はＡＣアダプタが接続され
る。この直流入力電圧源の両端子Ｖｉ，ＧＮＤ間に直列
に変圧器Ｔの一次巻線Ｐ１とスイッチング素子Ｑが接続
されている。変圧器Ｔの二次側には、ダイオードＤ０、
チョークコイルＬＣ及びコンデンサＣ０からなる二次回
路ＳＣ１，ＳＣ２，…ＳＣｎが設けられている。即ち、
変圧器Ｔの二次側には、必要とする出力数に応じて二次
巻線Ｓ１、Ｓ２、…、Ｓｎが設けられ、それぞれ一次巻
線数Ｎ１と二次巻線数Ｎ２１、Ｎ２２、…Ｎ２ｎとの比
率と、スイッチング素子Ｑのゲート制御信号のオン時間
比率βとの積で決まる出力電圧Ｖ１、Ｖ２、…、Ｖｎが
二次回路ＳＣ１，ＳＣ２，…ＳＣｎより得られる。
ワード型ＤＣ／ＤＣコンバータと呼ばれる回路の従来例
を図６を参照して説明する。すなわち、図６において、
直流入力電圧端子Ｖｉ，ＧＮＤには、いずれも図示しな
い、乾電池、二次電池、又はＡＣアダプタが接続され
る。この直流入力電圧源の両端子Ｖｉ，ＧＮＤ間に直列
に変圧器Ｔの一次巻線Ｐ１とスイッチング素子Ｑが接続
されている。変圧器Ｔの二次側には、ダイオードＤ０、
チョークコイルＬＣ及びコンデンサＣ０からなる二次回
路ＳＣ１，ＳＣ２，…ＳＣｎが設けられている。即ち、
変圧器Ｔの二次側には、必要とする出力数に応じて二次
巻線Ｓ１、Ｓ２、…、Ｓｎが設けられ、それぞれ一次巻
線数Ｎ１と二次巻線数Ｎ２１、Ｎ２２、…Ｎ２ｎとの比
率と、スイッチング素子Ｑのゲート制御信号のオン時間
比率βとの積で決まる出力電圧Ｖ１、Ｖ２、…、Ｖｎが
二次回路ＳＣ１，ＳＣ２，…ＳＣｎより得られる。
【０００５】Ｖｎ＝Ｖｉ×β×Ｎ２ｎ／Ｎ１ 但し、β＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ) 上述したフォワード型多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ以外
の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、フライバック
型をはじめ多くの回路形式が考案されているが、いずれ
も変圧器を用いている。
の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、フライバック
型をはじめ多くの回路形式が考案されているが、いずれ
も変圧器を用いている。
【０００６】また一部の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータに
は、変圧器を用いずに、共通の入力電圧に対して並列に
出力電圧の異なる独立した複数のＤＣ／ＤＣコンバータ
を一つの基板上に形成し、または一つの筐体内に納め
て、入力と出力の関係だけを見れば多出力ＤＣ／ＤＣコ
ンバータとなる例もあるが、変圧器を用いた多出力ＤＣ
／ＤＣコンバータに比べると大型である。
は、変圧器を用いずに、共通の入力電圧に対して並列に
出力電圧の異なる独立した複数のＤＣ／ＤＣコンバータ
を一つの基板上に形成し、または一つの筐体内に納め
て、入力と出力の関係だけを見れば多出力ＤＣ／ＤＣコ
ンバータとなる例もあるが、変圧器を用いた多出力ＤＣ
／ＤＣコンバータに比べると大型である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】携帯機器は高性能電池
の開発と相まって、今後も一層小型化されることが予想
される。前記の小型化を実現するため携帯機器内で使用
される各部品にもさらなる薄型化・小型化が求められて
いる。ＤＣ／ＤＣコンバータは、今日の小型携帯機器に
とって必要不可欠な部品の一つであるが、他の部品同様
に薄型化・小型化が求められている。
の開発と相まって、今後も一層小型化されることが予想
される。前記の小型化を実現するため携帯機器内で使用
される各部品にもさらなる薄型化・小型化が求められて
いる。ＤＣ／ＤＣコンバータは、今日の小型携帯機器に
とって必要不可欠な部品の一つであるが、他の部品同様
に薄型化・小型化が求められている。
【０００８】しかし現行の変圧器を用いる多出力ＤＣ／
ＤＣコンバータは、薄型・小型化を実現する上で、この
変圧器の大きさが最大の阻害要因になっている。即ち、
巻線比が直接的に出力電圧数と出力電圧値を決めるの
で、変圧器を薄型・小型化するための巻線数減少には自
ずと限界がある。この限界を越えて巻線数を減らしてし
まうと、必要とする出力数や出力電圧値を得られないと
いう結果につながる。そこで本発明は、多出力で薄型・
小型のＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。
ＤＣコンバータは、薄型・小型化を実現する上で、この
変圧器の大きさが最大の阻害要因になっている。即ち、
巻線比が直接的に出力電圧数と出力電圧値を決めるの
で、変圧器を薄型・小型化するための巻線数減少には自
ずと限界がある。この限界を越えて巻線数を減らしてし
まうと、必要とする出力数や出力電圧値を得られないと
いう結果につながる。そこで本発明は、多出力で薄型・
小型のＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。
【０００９】
（構成）前述の問題を解決し、多出力で薄型・小型のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータを実現するため、本発明の多出力Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータにおいては、コイルＬ１、スイッチ
ング素子Ｑ１、整流ダイオードＤ１および電圧平滑用コ
ンデンサＣ２で構成されるチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ部ＣＣ１と、コンデンサＣ３及びダイオードＤ２を
組み合わせた倍電圧発生回路部（チャージポンプ回路
部）ＣＰ１とを組み合わせて、必要とされる複数の電圧
のうち最大の電圧を発生する昇圧電源回路を構成し、さ
らに倍電圧発生回路の途中点からもその他の出力電圧を
取り出すことで、変圧器を用いずに複数の出力を得るこ
とを可能とする。
Ｃ／ＤＣコンバータを実現するため、本発明の多出力Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータにおいては、コイルＬ１、スイッチ
ング素子Ｑ１、整流ダイオードＤ１および電圧平滑用コ
ンデンサＣ２で構成されるチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ部ＣＣ１と、コンデンサＣ３及びダイオードＤ２を
組み合わせた倍電圧発生回路部（チャージポンプ回路
部）ＣＰ１とを組み合わせて、必要とされる複数の電圧
のうち最大の電圧を発生する昇圧電源回路を構成し、さ
らに倍電圧発生回路の途中点からもその他の出力電圧を
取り出すことで、変圧器を用いずに複数の出力を得るこ
とを可能とする。
【００１０】（作用）本発明の多出力ＤＣ／ＤＣコンバ
ータによれば、倍電圧発生回路ＣＰ１の複数の位置から
出力電圧を取り出すので、電源装置を薄型・小型化する
上で大きな阻害要因となる変圧器を用いずに、異なる複
数の出力電圧を得ることができる。したがって、多出力
であり且つ薄型及び小型の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ
を提供することができる。
ータによれば、倍電圧発生回路ＣＰ１の複数の位置から
出力電圧を取り出すので、電源装置を薄型・小型化する
上で大きな阻害要因となる変圧器を用いずに、異なる複
数の出力電圧を得ることができる。したがって、多出力
であり且つ薄型及び小型の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ
を提供することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、本発明による多出力ＤＣ
／ＤＣコンバータの第１の実施形態を示す回路図であ
り、昇圧型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＣ１
と、倍電圧発生回路ＣＰ１と、ツェナーダイオードＺＤ
及び分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２とからなり、３出力が全て正電
圧の多出力を与える回路である。
／ＤＣコンバータの第１の実施形態を示す回路図であ
り、昇圧型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＣ１
と、倍電圧発生回路ＣＰ１と、ツェナーダイオードＺＤ
及び分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２とからなり、３出力が全て正電
圧の多出力を与える回路である。
【００１２】昇圧型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部
ＣＣ１は、直流入力電圧端子Ｖｉ，ＧＮＤ間に、正極側
端子Ｖｉから順にコイルＬ１とスイッチング素子Ｑ１を
直列に接続し、コイルＬ１と、Ｎチャネル型のＭＯＳＦ
ＥＴの如きスイッチング素子Ｑ１の接続点に、整流ダイ
オードＤ１を接続し、さらに電圧を平滑化するためにコ
ンデンサＣ２をダイオードの出力側に付設して構成され
る。この場合、スイッチング素子Ｑ１は、ＰＷＭ制御集
積回路素子ＩＣ１の帰還端子ＮＦＢに与えられる多出力
ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて、チョッパ
制御されている。なお、直流入力電圧端子Ｖｉ，ＧＮＤ
間に接続されたコンデンサＣ１は直流入力変動を補償す
るものである。さらに、昇圧型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ部ＣＣ１の整流ダイオードＤ１の両端には、ダ
イオードＤ２とコンデンサＣ３で構成される倍電圧発生
回路ＣＰ１を接続している。倍電圧発生回路ＣＰ１に
は、ツェナーダイオードＺＤ及び分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２が
接続されている。ここに倍電圧発生回路ＣＰ１は、複数
の出力電圧のうち最も高い電圧が得られるような構成を
選定すべきである。
ＣＣ１は、直流入力電圧端子Ｖｉ，ＧＮＤ間に、正極側
端子Ｖｉから順にコイルＬ１とスイッチング素子Ｑ１を
直列に接続し、コイルＬ１と、Ｎチャネル型のＭＯＳＦ
ＥＴの如きスイッチング素子Ｑ１の接続点に、整流ダイ
オードＤ１を接続し、さらに電圧を平滑化するためにコ
ンデンサＣ２をダイオードの出力側に付設して構成され
る。この場合、スイッチング素子Ｑ１は、ＰＷＭ制御集
積回路素子ＩＣ１の帰還端子ＮＦＢに与えられる多出力
ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて、チョッパ
制御されている。なお、直流入力電圧端子Ｖｉ，ＧＮＤ
間に接続されたコンデンサＣ１は直流入力変動を補償す
るものである。さらに、昇圧型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ部ＣＣ１の整流ダイオードＤ１の両端には、ダ
イオードＤ２とコンデンサＣ３で構成される倍電圧発生
回路ＣＰ１を接続している。倍電圧発生回路ＣＰ１に
は、ツェナーダイオードＺＤ及び分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２が
接続されている。ここに倍電圧発生回路ＣＰ１は、複数
の出力電圧のうち最も高い電圧が得られるような構成を
選定すべきである。
【００１３】次に倍電圧発生回路ＣＰ１の構成を決める
上で必要となる、倍電圧発生回路ＣＰ１の各位置で発生
される電圧を、この倍電圧発生回路ＣＰ１の動作を説明
しながら説明する。すなわち、ダイオードＤ２の順方向
電圧降下をＶＦとすると、昇圧型チョッパ式ＤＣ／ＤＣ
コンバータ部ＣＣ１の出力はＶ１であるので、（イ）点
の電圧はスイッチング素子Ｑ１の開閉に伴って、０ｖと
（Ｖ１−ＶＦ）の２値をとる。スイッチング素子Ｑ１が
オン状態になると、（ロ）点の電位は出力のＶ１よりも
低くなるので、ダイオードＤ２を通じてコンデンサＣ３
の電位が（Ｖ１−ＶＦ）になるまで充電される。次にス
イッチング素子Ｑ１がオフ状態になると再び、（イ）点
の電位は（Ｖ１−ＶＦ）に戻る。したがって、先ほど充
電されていたコンデンサＣ３の電位と合わせて（ハ）点
の電位は（２Ｖ１−３ＶＦ）と、ほぼ昇圧型チョッパ式
ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＣ１の出力の２倍になる。同
様にスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを繰り返して、
（ホ）点の電位は（３Ｖ１−４ＶＦ）、（ト）点の電位
はツェナーダイオードＺＤがない状態で（４Ｖ１−５Ｖ
Ｆ）となる。
上で必要となる、倍電圧発生回路ＣＰ１の各位置で発生
される電圧を、この倍電圧発生回路ＣＰ１の動作を説明
しながら説明する。すなわち、ダイオードＤ２の順方向
電圧降下をＶＦとすると、昇圧型チョッパ式ＤＣ／ＤＣ
コンバータ部ＣＣ１の出力はＶ１であるので、（イ）点
の電圧はスイッチング素子Ｑ１の開閉に伴って、０ｖと
（Ｖ１−ＶＦ）の２値をとる。スイッチング素子Ｑ１が
オン状態になると、（ロ）点の電位は出力のＶ１よりも
低くなるので、ダイオードＤ２を通じてコンデンサＣ３
の電位が（Ｖ１−ＶＦ）になるまで充電される。次にス
イッチング素子Ｑ１がオフ状態になると再び、（イ）点
の電位は（Ｖ１−ＶＦ）に戻る。したがって、先ほど充
電されていたコンデンサＣ３の電位と合わせて（ハ）点
の電位は（２Ｖ１−３ＶＦ）と、ほぼ昇圧型チョッパ式
ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＣ１の出力の２倍になる。同
様にスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを繰り返して、
（ホ）点の電位は（３Ｖ１−４ＶＦ）、（ト）点の電位
はツェナーダイオードＺＤがない状態で（４Ｖ１−５Ｖ
Ｆ）となる。
【００１４】他方、（イ）点の電位は０と（Ｖ１−Ｖ
Ｆ）の２値間で、（ロ）点の電位は、（Ｖ１−ＶＦ）と
２（Ｖ１−ＶＦ）の２値間で、（ニ）点の電位は２（Ｖ
１−ＶＦ）と３（Ｖ１−ＶＦ）の２値間で、（ヘ）点の
電位は３（Ｖ１−ＶＦ）と４（Ｖ１−ＶＦ）の２値間
で、それぞれスイッチング素子Ｑ１のオン・オフに対応
して、変動する。したがって倍電圧発生回路ＣＰ１ら出
力を取り出す位置は、図１の（ハ）、（ホ）、（ト）な
どの位置になる。（ロ）、（ニ）、（ヘ）の位置では前
述のとおり電圧が一定でないので、出力とすることがで
きない。
Ｆ）の２値間で、（ロ）点の電位は、（Ｖ１−ＶＦ）と
２（Ｖ１−ＶＦ）の２値間で、（ニ）点の電位は２（Ｖ
１−ＶＦ）と３（Ｖ１−ＶＦ）の２値間で、（ヘ）点の
電位は３（Ｖ１−ＶＦ）と４（Ｖ１−ＶＦ）の２値間
で、それぞれスイッチング素子Ｑ１のオン・オフに対応
して、変動する。したがって倍電圧発生回路ＣＰ１ら出
力を取り出す位置は、図１の（ハ）、（ホ）、（ト）な
どの位置になる。（ロ）、（ニ）、（ヘ）の位置では前
述のとおり電圧が一定でないので、出力とすることがで
きない。
【００１５】以上のように本実施形態によれば、倍電圧
発生回路ＣＰ１により昇圧型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコン
バータ部ＣＣ１の出力電圧Ｖ１のほぼ整数倍の電圧が得
られる。前述した倍電圧発生回路ＣＰ１の各位置で得ら
れる電圧を最大出力電圧と比較して、倍電圧発生回路Ｃ
Ｐ１の倍数を選定することができる。
発生回路ＣＰ１により昇圧型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコン
バータ部ＣＣ１の出力電圧Ｖ１のほぼ整数倍の電圧が得
られる。前述した倍電圧発生回路ＣＰ１の各位置で得ら
れる電圧を最大出力電圧と比較して、倍電圧発生回路Ｃ
Ｐ１の倍数を選定することができる。
【００１６】ところで、必要とされる出力電圧と、倍電
圧発生回路ＣＰ１の発生する電圧とは必ずしも一致しな
い。第１の実施形態においても最大出力Ｖ３および第２
の出力Ｖ２は、いずれも倍電圧発生回路ＣＰ１が発生す
る電圧とは一致しておらず、このためＶ３についてはツ
ェナーダイオードＺＤを用いて、またＶ２については分
圧抵抗Ｒ１，Ｒ２による抵抗分圧を用いて、発生電圧を
必要な電圧に一致させる操作を行っている。
圧発生回路ＣＰ１の発生する電圧とは必ずしも一致しな
い。第１の実施形態においても最大出力Ｖ３および第２
の出力Ｖ２は、いずれも倍電圧発生回路ＣＰ１が発生す
る電圧とは一致しておらず、このためＶ３についてはツ
ェナーダイオードＺＤを用いて、またＶ２については分
圧抵抗Ｒ１，Ｒ２による抵抗分圧を用いて、発生電圧を
必要な電圧に一致させる操作を行っている。
【００１７】なお、前述の実施形態においてはスイッチ
ング素子Ｑ１としては、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴを
用いているが、ＮＰＮ型のトランジスタなど他のスイッ
チング素子を用いてもよい。
ング素子Ｑ１としては、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴを
用いているが、ＮＰＮ型のトランジスタなど他のスイッ
チング素子を用いてもよい。
【００１８】また帰還制御を行う電圧は、原則的には最
大電力を発生する電圧であるが、複数ある出力電力の大
小関係、接近具合によっては必ずしも最大電力でなく第
二の電圧を帰還制御した方が、全出力の制御性として良
好になる場合もあるので、実験的に決定する必要があ
る。
大電力を発生する電圧であるが、複数ある出力電力の大
小関係、接近具合によっては必ずしも最大電力でなく第
二の電圧を帰還制御した方が、全出力の制御性として良
好になる場合もあるので、実験的に決定する必要があ
る。
【００１９】図２は、図１と同一部分には同一符号を付
した本発明の第２の実施形態を示す回路図であり、昇圧
型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＣ１に、第１の
実施形態とは逆極性にて複数のダイオードＤ３及びコン
デンサＣ４からなる倍電圧発生回路ＣＰ２を接続すると
共に分圧抵抗Ｒ４，Ｒ５及びコンデンサＣ５を接続した
多出力ＤＣ／ＤＣコンバータである。本実施形態に係る
多出力ＤＣ／ＤＣコンバータは、１系統の正電圧Ｖ１と
２系統の負電圧Ｖ２，Ｖ３とを与えることができる。倍
電圧発生回路の倍数を増やせば負電圧の出力系統を増や
すことは容易に実現できる。
した本発明の第２の実施形態を示す回路図であり、昇圧
型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＣ１に、第１の
実施形態とは逆極性にて複数のダイオードＤ３及びコン
デンサＣ４からなる倍電圧発生回路ＣＰ２を接続すると
共に分圧抵抗Ｒ４，Ｒ５及びコンデンサＣ５を接続した
多出力ＤＣ／ＤＣコンバータである。本実施形態に係る
多出力ＤＣ／ＤＣコンバータは、１系統の正電圧Ｖ１と
２系統の負電圧Ｖ２，Ｖ３とを与えることができる。倍
電圧発生回路の倍数を増やせば負電圧の出力系統を増や
すことは容易に実現できる。
【００２０】図３は、図１及び図２と同一部分には同一
符号を付した本発明の第３の実施形態に係る多出力ＤＣ
／ＤＣコンバータを示す回路図である。本実施形態に係
る多出力ＤＣ／ＤＣコンバータは、図１のものと逆極性
である電圧極性反転型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ
部ＣＣ２に、正電圧を発生する図１のものと同じ倍電圧
発生回路ＣＰ１を接続すると共に分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２及
びコンデンサＣ７を接続している。本実施形態の多出力
ＤＣ／ＤＣコンバータは、１系統の負電圧出力Ｖ１と１
系統の正電圧Ｖ２，Ｖ３を与える回路である。本実施形
態中ではスイッチング素子Ｑ２として、ＰチャネルＭＯ
ＳＦＥＴを用いているが、他のスイッチング素子を用い
ても何等問題はない。
符号を付した本発明の第３の実施形態に係る多出力ＤＣ
／ＤＣコンバータを示す回路図である。本実施形態に係
る多出力ＤＣ／ＤＣコンバータは、図１のものと逆極性
である電圧極性反転型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ
部ＣＣ２に、正電圧を発生する図１のものと同じ倍電圧
発生回路ＣＰ１を接続すると共に分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２及
びコンデンサＣ７を接続している。本実施形態の多出力
ＤＣ／ＤＣコンバータは、１系統の負電圧出力Ｖ１と１
系統の正電圧Ｖ２，Ｖ３を与える回路である。本実施形
態中ではスイッチング素子Ｑ２として、ＰチャネルＭＯ
ＳＦＥＴを用いているが、他のスイッチング素子を用い
ても何等問題はない。
【００２１】図４は、本発明の第４の実施形態であり、
第３の実施形態と同様の電圧極性反転型チョッパ式ＤＣ
／ＤＣコンバータ部ＣＣ２に負電圧を発生する倍電圧発
生回路ＣＰ２を接続し、３端子型のシリーズレギュレー
タＩＣ３及びコンデンサＣ８を接続している。本実施形
態の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータは、３出力Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３が全て負電圧を与える回路である。
第３の実施形態と同様の電圧極性反転型チョッパ式ＤＣ
／ＤＣコンバータ部ＣＣ２に負電圧を発生する倍電圧発
生回路ＣＰ２を接続し、３端子型のシリーズレギュレー
タＩＣ３及びコンデンサＣ８を接続している。本実施形
態の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータは、３出力Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３が全て負電圧を与える回路である。
【００２２】図５は、本発明の第５の実施形態の多出力
ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図あり、第１の実施形
態と第２の実施形態とを合わせた構成になっている。す
なわち、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１を中心と
して、これに正電圧を発生する倍電圧発生回路ＣＰ１´
と負電圧を発生する倍電圧発生回路ＣＰ２とをコンデン
サＣ８，Ｃ９と共に接続し、正負いずれも複数の異なる
電圧を出力することができる多出力ＤＣ／ＤＣコンバー
タの実施形態である。
ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図あり、第１の実施形
態と第２の実施形態とを合わせた構成になっている。す
なわち、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１を中心と
して、これに正電圧を発生する倍電圧発生回路ＣＰ１´
と負電圧を発生する倍電圧発生回路ＣＰ２とをコンデン
サＣ８，Ｃ９と共に接続し、正負いずれも複数の異なる
電圧を出力することができる多出力ＤＣ／ＤＣコンバー
タの実施形態である。
【００２３】本実施形態に示した３出力の電源は、ＴＦ
Ｔ−ＬＣＤの駆動電源の一例で、出力１が７Ｖ、出力２
が１９Ｖ、出力３が−１２Ｖある。出力２は出力１の＋
３倍、出力３は出力１の−２倍の電圧から、各々シリー
ズレギュレータと分圧抵抗により所定の電圧として出力
している。各出力の最大出力電力は、出力１が０．５２
５Ｗ、出力２が０．０９５Ｗ、出力３が０．８４Ｗであ
るので、原則的には最も出力電圧の大きい出力３の負電
圧を帰還制御すべきであるが、負電圧出力が１系統であ
るのに対し、正電圧出力は２系統と多い点も考慮する必
要がある。図７及び図８は、本実施形態のＬＣＤ駆動電
源において、負荷変動、すなわち種々のＬＣＤ画面パタ
ーンに対し、出力１を帰還制御した場合と出力３を帰還
制御した場合について、残りの２出力の安定性を実験に
より求めた結果である。なお、図７及び図８において、
横軸は帰還制御している電圧の出力電力を、また縦軸は
帰還制御してない残りの出力の電圧安定性を各所定電圧
に対する百分率で示したものである。出力２には、シリ
ーズレギュレータを付設しているので、シリーズレギュ
レータの入力側の電圧、すなわちＣＰ１の出力電圧を求
め、破線で示している。
Ｔ−ＬＣＤの駆動電源の一例で、出力１が７Ｖ、出力２
が１９Ｖ、出力３が−１２Ｖある。出力２は出力１の＋
３倍、出力３は出力１の−２倍の電圧から、各々シリー
ズレギュレータと分圧抵抗により所定の電圧として出力
している。各出力の最大出力電力は、出力１が０．５２
５Ｗ、出力２が０．０９５Ｗ、出力３が０．８４Ｗであ
るので、原則的には最も出力電圧の大きい出力３の負電
圧を帰還制御すべきであるが、負電圧出力が１系統であ
るのに対し、正電圧出力は２系統と多い点も考慮する必
要がある。図７及び図８は、本実施形態のＬＣＤ駆動電
源において、負荷変動、すなわち種々のＬＣＤ画面パタ
ーンに対し、出力１を帰還制御した場合と出力３を帰還
制御した場合について、残りの２出力の安定性を実験に
より求めた結果である。なお、図７及び図８において、
横軸は帰還制御している電圧の出力電力を、また縦軸は
帰還制御してない残りの出力の電圧安定性を各所定電圧
に対する百分率で示したものである。出力２には、シリ
ーズレギュレータを付設しているので、シリーズレギュ
レータの入力側の電圧、すなわちＣＰ１の出力電圧を求
め、破線で示している。
【００２４】なお、出力３を帰還制御する場合には、図
５に示した実施形態に以下の２点の変更を加えたＤＣ／
ＤＣコンバータ回路となる。すなわち、出力３に付設さ
れている分圧抵抗を省略し、出力３をＰＷＭ制御回路Ｉ
Ｃ１のＮＦＢ端子に接続する。また、出力１には所定の
電圧を得るために分圧抵抗を付設する。
５に示した実施形態に以下の２点の変更を加えたＤＣ／
ＤＣコンバータ回路となる。すなわち、出力３に付設さ
れている分圧抵抗を省略し、出力３をＰＷＭ制御回路Ｉ
Ｃ１のＮＦＢ端子に接続する。また、出力１には所定の
電圧を得るために分圧抵抗を付設する。
【００２５】図７及び図８から、出力１を帰還制御した
場合は出力３の電圧変動幅は最大で１．７％であるのに
対して、出力３を帰還制御した場合は出力１の変動幅は
最大で２．９％に達する。また、出力２のＣＰ１の出力
も出力３を帰還制御した場合の方が所定電圧１９Ｖから
のずれが大きく、シリーズレギュレータによる変換効率
が低下する傾向にある。従って、出力電圧では出力３よ
りも小さいが、出力１を帰還制御した場合の方が３出力
の制御性が良好であり且つ効率の点でも優れている。
場合は出力３の電圧変動幅は最大で１．７％であるのに
対して、出力３を帰還制御した場合は出力１の変動幅は
最大で２．９％に達する。また、出力２のＣＰ１の出力
も出力３を帰還制御した場合の方が所定電圧１９Ｖから
のずれが大きく、シリーズレギュレータによる変換効率
が低下する傾向にある。従って、出力電圧では出力３よ
りも小さいが、出力１を帰還制御した場合の方が３出力
の制御性が良好であり且つ効率の点でも優れている。
【００２６】もちろん、各出力にシリーズレギュレータ
やツェナーダイオードを用いれば、出力電圧はどれも前
記素子の電圧設定精度で与えられるので、どの出力を帰
還制御するかは然程大きな問題ではなくなる。しかし、
回路の小形化あるいはコストの点を考慮すると、分圧抵
抗を付設した状態で良好な出力電圧制御特性が達成でき
ることが望ましい。
やツェナーダイオードを用いれば、出力電圧はどれも前
記素子の電圧設定精度で与えられるので、どの出力を帰
還制御するかは然程大きな問題ではなくなる。しかし、
回路の小形化あるいはコストの点を考慮すると、分圧抵
抗を付設した状態で良好な出力電圧制御特性が達成でき
ることが望ましい。
【００２７】既に述べたように帰還制御する電圧は、第
一義的には電力最大の出力電圧出あるが、正負電圧の出
力数や第２の電力を与える出力電圧、さらには各出力に
接続される負荷の間の相関などを総合的に勘案して決定
する必要がある。
一義的には電力最大の出力電圧出あるが、正負電圧の出
力数や第２の電力を与える出力電圧、さらには各出力に
接続される負荷の間の相関などを総合的に勘案して決定
する必要がある。
【００２８】本実施形態に示すように、本発明の多出力
ＤＣ／ＤＣコンバータは、チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバ
ータの部分を共通にして、正電圧を発生する倍電圧発生
回路と負電圧を発生する倍電圧発生回路を一諸に接続し
て用いることが可能である。
ＤＣ／ＤＣコンバータは、チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバ
ータの部分を共通にして、正電圧を発生する倍電圧発生
回路と負電圧を発生する倍電圧発生回路を一諸に接続し
て用いることが可能である。
【００２９】
【発明の効果】以上に説明したように本発明によれば、
電源装置の薄型・小型化の大きな阻害要因である変圧器
を用いずに単一の入力電圧から複数の異なる出力電圧を
得ることができ、携帯機器に適した薄型・小型化で多出
力を発生する多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを提供でき
る。
電源装置の薄型・小型化の大きな阻害要因である変圧器
を用いずに単一の入力電圧から複数の異なる出力電圧を
得ることができ、携帯機器に適した薄型・小型化で多出
力を発生する多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを提供でき
る。
【図１】本発明の第１の実施形態を示すものであって、
昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを中心として出力が全て
正電圧の場合の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路
図。
昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを中心として出力が全て
正電圧の場合の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路
図。
【図２】本発明の第２の実施形態を示すものであって、
昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを中心として出力が正負
両電圧に渡る多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路
図。
昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを中心として出力が正負
両電圧に渡る多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路
図。
【図３】本発明の第３の実施形態を示すものであって、
電圧極性反転型のＤＣ／ＤＣコンバータを中心として出
力が全て負電圧の場合の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを
示す回路図。
電圧極性反転型のＤＣ／ＤＣコンバータを中心として出
力が全て負電圧の場合の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを
示す回路図。
【図４】本発明の第４の実施形態を示すものであって、
電圧極性反転型のＤＣ／ＤＣコンバータを中心として出
力が正負両電圧に渡る多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを示
す回路図。
電圧極性反転型のＤＣ／ＤＣコンバータを中心として出
力が正負両電圧に渡る多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを示
す回路図。
【図５】本発明の第５の実施形態を示すものであって、
昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを中心として正負それぞ
れ複数の電圧を出力できる多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ
を示す回路図。
昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを中心として正負それぞ
れ複数の電圧を出力できる多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ
を示す回路図。
【図６】従来の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示
すものであって、フォワード型のｎ出力ＤＣ／ＤＣコン
バータを示す回路図。
すものであって、フォワード型のｎ出力ＤＣ／ＤＣコン
バータを示す回路図。
【図７】図５の本発明の実施形態における出力１を帰還
制御した場合の出力２及び出力３の負荷変動に対する出
力電圧変動幅を示す特性図。
制御した場合の出力２及び出力３の負荷変動に対する出
力電圧変動幅を示す特性図。
【図８】図５の本発明の実施形態における出力３を帰還
制御した場合の出力２及び出力３の負荷変動に対する出
力電圧変動幅を示す特性図。
制御した場合の出力２及び出力３の負荷変動に対する出
力電圧変動幅を示す特性図。
Ｑ１，Ｑ２，…スイッチング素子、Ｌ１，Ｌ２…コイ
ル、ＬＣ…チョークコイル、Ｔ…変圧器、Ｓ１…変圧器
Ｔの１次巻線、Ｓ１〜Ｓｎ…変圧器Ｔの２次巻線、Ｄ
０，Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ９…コンデン
サ、ＺＤ…ツェナーダイオード、Ｒ１〜Ｒ４…抵抗、Ｉ
Ｃ１…制御回路とスイッチング素子のゲート駆動回路を
内蔵する集積回路、ＩＣ２…３端子型のシリーズレギュ
レータ。
ル、ＬＣ…チョークコイル、Ｔ…変圧器、Ｓ１…変圧器
Ｔの１次巻線、Ｓ１〜Ｓｎ…変圧器Ｔの２次巻線、Ｄ
０，Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ９…コンデン
サ、ＺＤ…ツェナーダイオード、Ｒ１〜Ｒ４…抵抗、Ｉ
Ｃ１…制御回路とスイッチング素子のゲート駆動回路を
内蔵する集積回路、ＩＣ２…３端子型のシリーズレギュ
レータ。
Claims (5)
- 【請求項１】 入力される直流電圧を変換して異なる直
流電圧を出力するものであって、少なくとも、コイル、
スイッチング素子、整流素子及び電圧平滑素子により構
成されるチョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部と、 複数の整流素子及び電圧平滑素子により構成され、前記
チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部から出力される直流
出力電圧より、複数の異なる直流出力電圧を得る倍電圧
発生回路と前記チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び
前記倍電圧発生回路のうち少なくとも一方の出力電圧に
基づき前記スイッチング素子をチョッパ制御する制御手
段とを具備することを特徴とする多出力ＤＣ／ＤＣコン
バータ。 - 【請求項２】 前記倍電圧発生回路の一方の入力端子を
前記チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部の出力端子に接
続し、前記倍電圧発生回路の他方の入力端子を前記直流
入力電圧端子における負極側端子に接続することを特徴
とする請求項１に記載の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部
は、直流入力電圧端子間に正極側端子より順に前記コイ
ルと前記スイッチング素子とを直列接続し、前記コイル
と前記スイッチング素子との接続点に前記整流素子を接
続し、前記整流素子に前記電圧平滑素子を接続してなる
昇圧型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部であることを
特徴とする請求項１又は請求項２に記載の多出力ＤＣ／
ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部
は、直流入力電圧端子間に正極側端子より順に前記スイ
ッチング素子と前記コイルとを直列接続し、前記コイル
と前記スイッチング素子との接続点に前記整流素子を接
続し、前記整流素子に前記電圧平滑素子を接続してなる
電圧極性反転型チョッパ式ＤＣ／ＤＣコンバータ部であ
ることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の多出
力ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 前記倍電圧発生回路は、当該倍電圧発生
回路より得る電圧を、所望の出力電圧に一致させるため
の分圧抵抗、シリーズレギュレータ及びツェナーダイオ
ードのうち少なくも一つを具備することを特徴とする請
求項１乃至請求項４のいずれかに記載の多出力ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7244321A JPH0993914A (ja) | 1995-09-22 | 1995-09-22 | 多出力ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7244321A JPH0993914A (ja) | 1995-09-22 | 1995-09-22 | 多出力ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0993914A true JPH0993914A (ja) | 1997-04-04 |
Family
ID=17116989
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7244321A Pending JPH0993914A (ja) | 1995-09-22 | 1995-09-22 | 多出力ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0993914A (ja) |
Cited By (21)
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1995
- 1995-09-22 JP JP7244321A patent/JPH0993914A/ja active Pending
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