CN106787779B - 多相双向谐振直流变换电路及其控制方法、控制系统 - Google Patents

多相双向谐振直流变换电路及其控制方法、控制系统 Download PDF

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Abstract

本发明提供了多相双向谐振直流变换电路及其控制方法、控制系统，其中的多相双向谐振直流变换电路，包括：源端、变压器组和负载端，对应同一相支路的源端线路节点与变压器的源侧之间通过一个电感电容谐振电路连通，对应同一相支路的变压器的负载侧和所述负载端线路节点之间一对一连通；其中，所述源端的相邻两相支路的源端线路节点之间通过一个限流电感连通。本发明实施例提供的多相双向谐振直流变换电路，当谐振电感与限流电感上的电流相等时，由谐振电感和限流电感组成的总电感，与原有的谐振电感的电感相比，电感量有了大幅度提升，从而能够大幅度提升谐振电容上的电压，进而提升谐振电流，使功率增加。

Description

多相双向谐振直流变换电路及其控制方法、控制系统
技术领域
本发明涉及直流供电电路技术领域，具体地说是一种多相双向谐振直流变换电路及其控制方法、控制系统。
背景技术
电力电子直流变换均为硬开关，存在开关损耗，电路效率低。电力电子技术中可以利用开关管的动作实现对电流电压的控制，谐振软开关即利用感容谐振降低开关损耗。
桥式LLC直流变换电路流出电源上电流和流入负载上电流都有比较高的电流纹波；为了消除电池侧的电容纹波电流，无论是从电池侧的电容到直流母线侧的电容的升压，还是从直流母线侧的电容到电池侧的电容的降压，这两个电容都需要并联较大容量的电容，导致滤波器体积变大，特别是在中大功率等级应用时，由于低压侧的纹波电流问题会变得更突出，因而，需要并联更大容量的电容，导致滤波器体积大得将不利于电源的高密度设计。
现有的双向传递能量的串联谐振电路在开关管桥臂点不能实现开关电流的限制。现有技术中提供一种谐振式双向变换器和不间断电源装置，其采用电容电感谐振电路(即LC电路)，用于提供不间断电源，但是并不能通过调频来调节功率。
发明内容
根据本发明的实施例提供了多相双向谐振直流变换电路及其控制方法、控制系统，通过在源端的电路上增加限流电感，使限流电感与固有的电感电容谐振电路进行谐振，从而实现增加功率的目的。
根据本发明的一个方面，提供了一种多相双向谐振直流变换电路，包括：
源端，对应每相支路连接一个源端开关管桥臂，所述源端开关管桥臂包括串联的两个半导体开关管，位于两个半导体开关管之间的线路上的任意连接点为源端线路节点；
变压器组，对应每相支路设置一个变压器；
负载端，对应每相支路连接一个负载端开关管桥臂，所述负载端开关管桥臂包括同向串联的两个半导体开关管，位于两个半导体开关管之间的线路上的任意连接点为负载端线路节点；
对应同一相支路的所述源端线路节点与变压器的源侧之间通过一个电感电容谐振电路连通，对应同一相支路的所述变压器的负载侧和所述负载端线路节点之间一对一连通；其中，在所述源端的相邻两相支路的源端线路节点之间通过一个限流电感连通。
所述电感电容谐振电路，由谐振电感和谐振电容串联组成。
可选择地，所述限流电感的电感量大于所述电感电容谐振电路中的谐振电感的电感量。
可选择地，所述限流电感的电感量是所述电感电容谐振电路中的谐振电感的电感量的4-12倍。
可选择地，所述电感电容谐振电路中的谐振电感位于与所述电感电容谐振电路连通的变压器的源侧，此时的谐振电感作为变压器的线圈使用。
可选择地，所述源端开关管桥臂的两个半导体开关管采用同向串联的方式连接，或者，所述源端开关管桥臂的两个半导体开关管采用反向串联的方式连接。
可选择地，所述负载端开关管桥臂的两个半导体开关管采用同向串联的方式连接，或者，所述负载端开关管桥臂的两个半导体开关管采用反向串联的方式连接。
可选择地，所述半导体开关管为金属氧化物场效应晶体管(Mosfet)、双向可控金属氧化物半导体场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、可关断晶闸管(GTO)或二极管。
可选择地，所述多相双向谐振直流变换电路，用于两相、三相或四相及以上。
可选择地，所述源端的各个所述源端开关管桥臂之间的相位沿圆周方向依次相差相等的相位角；
和/或，所述负载端的各个所述负载端开关管桥臂之间的相位沿圆周方向依次相差相等的相位角。
可选择地，所述源端开关管桥臂的两个半导体开关管之间的相位角相差180度，并且所述源端开关管桥臂的两个半导体开关管的占空比为50％；
可选择地，所述负载端开关管桥臂的两个半导体开关管之间的相位角相差180度，并且所述负载端开关管桥臂的两个半导体开关管的占空比为50％。
根据本发明的另一个方面，提供了一种多相双向谐振直流变换电路的控制系统，用于所述多相双向谐振直流变换电路的源端电压U1和/或负载端电压U2进行控制，包括：
频率控制器，用于调节所述多相双向谐振直流变换电路的工作频率，使所述多相双向谐振直流变换电路的源端电压U1达到预设阈值U1*和/或负载端电压U2达到预设阈值U2*；
偏置控制器，用于调节所述多相双向谐振直流变换电路中的每相支路的高电平时间，使每相支路的高电平的占空比小于50％；
检测器，用于检测所述多相双向谐振直流变换电路的源端电压U1和/或负载端电压U2、以及所述多相双向谐振直流变换电路的工作频率fs；
策略选择器，用于接收所述检测器的电压信号和频率信号，并根据接收到的电压信号和频率信号选择控制所述频率控制器或所述偏置控制器。
可选择地，所述偏置控制器，控制每相支路的高电平时间偏置△T；当所述多相双向谐振直流变换电路为三相时，△T的取值范围为(0，T/6)，其中T为每相支路的周期。
根据本发明的第三个方面，提供了一种多相双向谐振直流变换电路的控制方法，包括：
调节所述多相双向谐振直流变换电路的工作频率fs，使所述多相双向谐振直流变换电路的源端电压U1达到预设阈值U1*和/或负载端电压U2达到预设阈值U2*；
当所述工作频率fs达到最大值fmax时，固定工作频率fs＝fmax，调节所述多相双向谐振直流变换电路中的每相支路的高电平偏置△T＞0，使每相支路的高电平的占空比小于50％，使所述多相双向谐振直流变换电路的源端电压U1达到预设阈值U1*和/或负载端电压U2达到预设阈值U2*；
当所述偏置△T＝0时，重新调节所述多相双向谐振直流变换电路的工作频率fs，使所述多相双向谐振直流变换电路的源端电压U1达到预设阈值U1*和/或负载端电压U2达到预设阈值U2*。
本发明实施例提供的多相双向谐振直流变换电路，其中的每个单相支路主要由源端开关管桥臂、串联的谐振电感和谐振电容、变压器、负载端开关管桥臂组成，相邻两相支路的源端开关管桥臂之间通过限流电感连接，由此组成的多相双向谐振直流变换电路，可以有效地减小输入输出谐振电容上的纹波电流，通过限流电感和变压器自感，实现了双向的以谐振方式传递能量；本发明实施例提供的多相双向谐振直流变换电路，当谐振电感与限流电感上的电流相等时，由谐振电感和限流电感组成的总电感，与原有的谐振电感的电感相比，电感量有了大幅度提升，从而能够大幅度提升谐振电容上的电压，进而提升谐振电流，使功率增加。
将本发明实施例提供的多相双向谐振直流变换电路，应用于直流供电设备上，可以使直流供电设备的功率增加，并且有效地减小直流供电设备的纹波电流。
所述检测器包括电压检测单元和频率检测单元，其中的电压检测单元用于检测多相双向谐振直流变换电路的源端电压U1和/或负载端电压U2；其中的频率检测单元用于检测多相双向谐振直流变换电路的工作频率fs。
本发明实施例提供的多相双向谐振直流变换电路的控制系统，策略选择器根据检测器的检测数据，选择控制频率控制器或控制偏置控制器30，从而确保负载端电压U2达到预设阈值U2*。
本发明实施例提供的多相双向谐振直流变换电路的控制方法，通过对多相双向谐振直流变换电路的工作频率fs进行控制，以及对多相双向谐振直流变换电路的单相支路的高电平进行偏置控制，从而确保负载端电压U2达到预设阈值U2*。
附图说明
下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：
通过阅读以下参照附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显，其中，相同或相似的附图标记表示相同或相似的特征。
图1是本发明一个实施例中多相双向谐振直流变换电路，图中显示为三相电路。
图2是以限流电感L12、谐振电容C1和谐振电感L1为例，当限流电感L12与谐振电感L1的电流相等时，三者的电路图。
图3是以限流电感L12、谐振电容C1和谐振电感L1为例，当限流电感L12与谐振电感L1的电流相等时，三者的等效电路图。
图4是本发明一个实施例中多相双向谐振直流变换电路的控制系统的模块控制图。
图5是本发明一个实施例中多相双向谐振直流变换电路的控制方法所显示三相支路的高电平的偏置△T的时序示意图。
图6是本发明一个实施例中多相双向谐振直流变换电路的控制方法的流程示意图。
其中：
U1为源端电压；
U2为负载端电压；
U2*为负载端电压的目标值；
T1，T2和T3为变压器；
C1，C2和C3为谐振电容；
L1，L2和L3为谐振电感；
L12，L12和L23为限流电感；
L1’为等效的谐振电感；
Q1，Q2，Q3，Q4，Q5，Q6，Q7，Q8，Q9，Q10，Q11，Q12为半导体开关管；
10、多相双向谐振直流变换电路；
20、频率控制器；
30、偏置控制器；
40、检测器；
50、策略选择器。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。在图中相同的附图标记表示相同或类似的结构，因而将省略它们的详细描述。此外，下文中所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施例中。并且，下述描述中出现的方位词均为图中示出的方向，并不是对本发明的具体结构进行限定。
在本发明的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。对于本领域的普通技术人员而言，可视具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
本发明的实施例提供了一种多相双向谐振直流变换电路，包括：
源端，对应每相支路连接一个源端开关管桥臂，源端开关管桥臂包括串联的两个半导体开关管，位于两个半导体开关管之间的线路上的任意连接点为源端线路节点；
变压器组，对应每相支路设置一个变压器；
负载端，对应每相支路连接一个负载端开关管桥臂，负载端开关管桥臂包括同向串联的两个半导体开关管，位于两个半导体开关管之间的线路上的任意连接点为负载端线路节点；
对应同一相支路的源端线路节点与变压器的源侧之间通过一个电感电容谐振电路连通，对应同一相支路的变压器的负载侧和负载端线路节点之间一对一连通；其中，在源端的相邻两相支路的源端线路节点之间通过一个限流电感连通。
电感电容谐振电路，由谐振电感和谐振电容串联组成。
下面以三相为例，结合附图1所示，本发明的实施例提供了一种多相双向谐振直流变换电路，包括：
源端，包括三个源端开关管桥臂，分别是：由半导体开关管Q1和半导体开关管Q4组成的第一个源端开关管桥臂；由半导体开关管Q2和半导体开关管Q5组成的第二个源端开关管桥臂；由半导体开关管Q3和半导体开关管Q6组成的第三个源端开关管桥臂；
变压器组，包括三个变压器，分别与三相支路对应，即变压器T1、变压器T2和变压器T3；
负载端U2，包括三个负载端开关管桥臂，分别是：由半导体开关管Q7和半导体开关管Q10组成的第一个负载端开关管桥臂；由半导体开关管Q8和半导体开关管Q11组成的第二个负载端开关管桥臂；由半导体开关管Q9和半导体开关管Q12组成的第三个负载端开关管桥臂；
在源端和变压器组之间，源端开关管桥臂与变压器的源侧之间一一对应的通过一个电容电感谐振电路连通，具体地：
在变压器T1和第一个源端开关管桥臂之间连接的，由谐振电容C1和谐振电感L1组成的第一个电容电感谐振电路；
在变压器T2和第二个源端开关管桥臂之间连接的，由谐振电容C2和谐振电感L2组成的第二个电容电感谐振电路；
在变压器T3和第三个源端开关管桥臂之间连接的，由谐振电容C3和谐振电感L3组成的第三个电容电感谐振电路；
其中：
在第一个源端开关管桥臂与第二个源端开关管桥臂之间通过限流电感L12连通；
在第二个源端开关管桥臂与第三个源端开关管桥臂之间通过限流电感L23连通；
在第一个源端开关管桥臂与第三个源端开关管桥臂之间通过限流电感L13连通。
可选择地，第一个源端开关管桥臂的半导体开关管Q1和半导体开关管Q4的占空比都是50％，相位角相差180度，第二个源端开关管桥臂的半导体开关管Q2和半导体开关管Q5的占空比都是50％，相位角相差180度，第三个源端开关管桥臂的半导体开关管Q3和半导体开关管Q6的占空比都是50％，相位角相差180度；
相应地，第一个负载端开关管桥臂的半导体开关管Q7和半导体开关管Q10的占空比都是50％，相位角相差180度，第二个负载端开关管桥臂的半导体开关管Q8和半导体开关管Q11的占空比都是50％，相位角相差180度，第三个负载端开关管桥臂的半导体开关管Q9和半导体开关管Q12的占空比都是50％，相位角相差180度。
其中，在源端的三个源端开关管桥臂之间的相互相位差是120度，流过谐振电感L1、谐振电感L2、谐振电感L3和谐振电容C1、谐振电容C2、谐振电容C3的电流之和为零。
当源端开关管桥臂的开关管频率等于电感电容谐振电路的谐振频率时，源端的输入电压U1等于变压器变比n乘以输出电压U2；当源端开关管桥臂的开关管频率大于电感电容谐振电路的谐振频率时，流入负载端的电流为不完整的正弦波，功率减小，U1>n*U2；当开关频率小于电感电容谐振电路的谐振频率时，每个半导体开关管周期内，谐振电容上电压在谐振周期外，被变压器自感充入能量，使流入负载侧的功率增加，U1<n*U2。因为在源端的限流电感L12、限流电感L13、限流电感L23的感值大于谐振电感L1、谐振电感L2、谐振电感L3的感值，所以其上的电流基本可以忽略不计，所以电感电容谐振电路的电流不会受三个限流电感的影响。负载端利用半导体开关管的反向二极管导通能量，流入直流负载。负载端的半导体开关管的二极管也可以同时开启，以起到同步整流的作用降低导通。从源端流出的电流为三相互差120度的正弦电流的包络线，比半正弦波电流的纹波小的多。流入负载断的电流纹波同样为三相正弦的包络线。
当需要能量从负载端流向源端时，负载端的半导体开关管Q7和半导体开关管Q10，半导体开关管Q8和半导体开关管Q11，半导体开关管Q9和半导体开关管Q12作为三相桥臂协同工作，每个桥臂的占空比为50％，各桥臂之间相位互差120度。和源端流入负载端的工作情况相似，变压器自感和谐振电路为并联关系，其上只流过很小的励磁电流且不会影响谐振网络的工作。
如图2、图3所示，图2中的限流电感L12和谐振电感L1等效为图3中的谐振电感L1’，谐振电感L1’的感应值是谐振电感L1的2倍以上，源端的源端开关管桥臂上的限流电感L12、限流电感L23、限流电感L13在开关频率大于等于谐振频率时不起作用，当开关频率小于谐振频率时，以半导体开关管Q1、半导体开关管Q4组成的第一源端开关管桥臂为例，当谐振电感L1上的谐振电流等于限流电感L12上的电流后，谐振电感L1与限流电感L12组成了一个更大的谐振电感L1’。该谐振电感L1’的感应值是谐振电感L1和限流电感L12的感应值的和，即谐振电感L1’＝谐振电感L1+限流电感L12，由于谐振电感L1’＞谐振电感L1，所以谐振电感L1’＞2倍的谐振电感L1。此时，由谐振电感L1和谐振电容C1的谐振变为谐振电感L1+限流电感L12(谐振电感L1’)和谐振电容C1的谐振，由于限流电感L12的感应值大于谐振电感L1的感应值(一般地，限流电感L12的感应值是谐振电感L1的感应值4-12倍)，所以谐振电容C1上电压有大幅度的提升，导致下一周期的谐振电流也有很大的提升，从而实现增加功率的目的。
可选择地，限流电感的电感量大于电感电容谐振电路中的谐振电感的电感量，可进一步选择地，限流电感的电感量是电感电容谐振电路中的谐振电感的电感量的4-12倍，在实际应用中，本领域技术人员可以根据使用的需要来选择合适的限流电感和谐振电感。
可选择地，电感电容谐振电路中的谐振电感位于与电感电容谐振电路连通的变压器的源侧，此时谐振电感作为变压器的线圈的一部分，参与变压器的变压工作。
可选择地，源端开关管桥臂的两个半导体开关管采用同向串联的方式连接，或者，源端开关管桥臂的两个半导体开关管采用反向串联的方式连接；负载端开关管桥臂的两个半导体开关管采用同向串联的方式连接，或者，负载端开关管桥臂的两个半导体开关管采用反向串联的方式连接。
源端开关管桥臂和负载端开关管桥臂的半导体开关管的串联方式可以根据使用需要而进行选择，即可以是同向串联也可以是反向串联的方式，都能够满足使用的需要。
可选择地，半导体开关管为金属氧化物场效应晶体管(Mosfet)、双向可控金属氧化物半导体场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、可关断晶闸管(GTO)或二极管。
以上实施例提供的多相双向谐振直流变换电路，是以三相为例，基于本领域技术人员的理解，本发明实施例提供的多相双向谐振直流变换电路，也可以用于两相或四相及以上。
与之对应的，当多相双向谐振直流变换电路为两相支路时，两相支路之间的相位差为180度，在两相支路的源端开关管桥臂之间连接限流电感；
当多相双向谐振直流变换电路为四相时，相邻两相支路之间的相位差为90度，在相邻两相支路的源端开关管桥臂之间连接限流电感。
当多相双向谐振直流变换电路为六相时，参考两相、三相及四相的设计进行设计。
本发明实施例提供的多相双向谐振直流变换电路，其中的每个单相支路主要由源端开关管桥臂、串联的谐振电感和谐振电容、变压器、负载端开关管桥臂组成，相邻两相支路的源端开关管桥臂之间通过限流电感连接，由此组成的多相双向谐振直流变换电路，可以有效地减小输入输出谐振电容上的纹波电流，通过限流电感和变压器自感，实现了双向的以谐振方式传递能量；本发明实施例提供的多相双向谐振直流变换电路，当谐振电感与限流电感上的电流相等时，由谐振电感和限流电感组成的总电感，与原有的谐振电感的电感相比，电感量有了大幅度提升，从而能够大幅度提升谐振电容上的电压，进而提升谐振电流，使功率增加。
将本发明实施例提供的多相双向谐振直流变换电路，应用于直流供电设备上，可以使直流供电设备的功率增加，并且有效地减小直流供电设备的纹波电流。
如图4所示，本发明实施例还提供一种多相双向谐振直流变换电路的控制系统，用于对以上实施例提供的多相双向谐振直流变换电路10的源端电压U1和/或负载端电压U2进行控制，包括：频率控制器20、偏置控制器30、检测器40以及策略选择器50，其中，
频率控制器20用于调节多相双向谐振直流变换电路10的工作频率，使多相双向谐振直流变换电路10的源端电压U1达到预设阈值U1*和/或负载端电压U2达到预设阈值U2*；
偏置控制器30用于调节多相双向谐振直流变换电路10中的每相支路的高电平时间，使每相支路的高电平的占空比小于50％；
检测器40用于检测多相双向谐振直流变换电路10的源端电压U1和/或负载端电压U2、以及多相双向谐振直流变换电路的工作频率fs；
策略选择器50用于接收检测器40的电压信号和频率信号，并根据接收到的电压信号和频率信号选择控制频率控制器20或偏置控制器30。
偏置控制器30，控制每相支路的高电平时间偏置△T；当多相双向谐振直流变换电路10为三相时，△T的取值范围为(0，T/6)，其中T为每相支路的周期。
检测器40包括电压检测单元和频率检测单元，其中的电压检测单元用于检测多相双向谐振直流变换电路10的源端电压U1和/或负载端电压U2；其中的频率检测单元用于检测多相双向谐振直流变换电路的工作频率fs。
本发明实施例提供的多相双向谐振直流变换电路的控制系统，策略选择器根据检测器的检测数据，选择控制频率控制器20或控制偏置控制器30，从而确保负载端电压U2达到预设阈值U2*。
如图5、图6所示，本发明实施例提供一种用于多相双向谐振直流变换电路的控制方法，包括：
调节多相双向谐振直流变换电路10的工作频率fs，使多相双向谐振直流变换电路10的负载端电压U2达到预设阈值U2*；
当工作频率fs达到最大值fmax时，固定工作频率fs＝fmax，调节多相双向谐振直流变换电路10中的每相支路的高电平偏置△T＞0，使每相支路的高电平的占空比小于50％，使多相双向谐振直流变换电路10的负载端电压U2达到预设阈值U2*；
当偏置△T＝0时，重新调节多相双向谐振直流变换电路10的工作频率fs，使多相双向谐振直流变换电路10的负载端电压U2达到预设阈值U2*。
本发明实施例提供的多相双向谐振直流变换电路的控制方法，通过对多相双向谐振直流变换电路10的工作频率fs进行控制，以及对多相双向谐振直流变换电路10的单相支路的高电平进行偏置控制，从而确保负载端电压U2达到预设阈值U2*。
基于本领域技术人员的理解，本实施例提供的用于多相双向谐振直流变换电路的控制方法，也可以控制源端电压U1达到预设阈值U1*。
本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。并且，在不同实施例中出现的不同技术特征可以进行组合，以取得有益效果。本领域技术人员在研究附图、说明书及权利要求书的基础上，应能理解并实现所揭示的实施例的其他变化的实施例。

Claims (15)

1.多相双向谐振直流变换电路，其特征在于，包括：
源端，对应每相支路连接一个源端开关管桥臂，所述源端开关管桥臂包括串联的两个半导体开关管，位于两个半导体开关管之间的线路上的任意连接点为源端线路节点；
变压器组，对应每相支路设置一个变压器；
负载端，对应每相支路连接一个负载端开关管桥臂，所述负载端开关管桥臂包括同向串联的两个半导体开关管，位于两个半导体开关管之间的线路上的任意连接点为负载端线路节点；
其中，对应同一相支路的所述源端线路节点与变压器的源侧之间通过一个电感电容谐振电路连通，对应同一相支路所述变压器的负载侧和所述负载端线路节点之间一对一连通；所述源端的相邻两相支路的源端线路节点之间通过一个限流电感连通。
2.如权利要求1所述的多相双向谐振直流变换电路，其特征在于，
所述电感电容谐振电路，由谐振电感和谐振电容串联组成。
3.如权利要求1所述的多相双向谐振直流变换电路，其特征在于，
所述限流电感的电感量大于所述电感电容谐振电路中的谐振电感的电感量。
4.如权利要求3所述的多相双向谐振直流变换电路，其特征在于，
所述限流电感的电感量是所述电感电容谐振电路中的谐振电感的电感量的4-12倍。
5.如权利要求1所述的多相双向谐振直流变换电路，其特征在于，
所述电感电容谐振电路中的谐振电感位于与所述电感电容谐振电路连通的变压器的源侧。
6.如权利要求1所述的多相双向谐振直流变换电路，其特征在于，
所述源端开关管桥臂的两个半导体开关管采用同向串联的方式连接，或者，所述源端开关管桥臂的两个半导体开关管采用反向串联的方式连接。
7.如权利要求1所述的多相双向谐振直流变换电路，其特征在于，
所述负载端开关管桥臂的两个半导体开关管采用同向串联的方式连接，或者，所述负载端开关管桥臂的两个半导体开关管采用反向串联的方式连接。
8.如权利要求1-7之一所述的多相双向谐振直流变换电路，其特征在于，
所述半导体开关管为金属氧化物场效应晶体管、双向可控金属氧化物半导体场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管、可关断晶闸管或二极管。
9.如权利要求1-7之一所述的多相双向谐振直流变换电路，其特征在于，
所述多相双向谐振直流变换电路，用于两相、三相或四相及以上。
10.如权利要求1-7之一所述的多相双向谐振直流变换电路，其特征在于，
所述源端的各个所述源端开关管桥臂之间的相位沿圆周方向依次相差相等的相位角；
和/或，所述负载端的各个所述负载端开关管桥臂之间的相位沿圆周方向依次相差相等的相位角。
11.如权利要求1-7之一所述的多相双向谐振直流变换电路，其特征在于，
所述源端开关管桥臂的两个半导体开关管之间的相位角相差180度，并且所述源端开关管桥臂的两个半导体开关管的占空比为50％。
12.如权利要求1-7之一所述的多相双向谐振直流变换电路，其特征在于，
所述负载端开关管桥臂的两个半导体开关管之间的相位角相差180度，并且所述负载端开关管桥臂的两个半导体开关管的占空比为50％。
13.多相双向谐振直流变换电路的控制系统，用于对权利要求1-12之一所述多相双向谐振直流变换电路(10)的源端电压U1和/或负载端电压U2进行控制，其特征在于，包括：
频率控制器(20)，用于调节所述多相双向谐振直流变换电路(10)的工作频率，使所述多相双向谐振直流变换电路(10)的源端电压U1达到预设阈值U1*和/或负载端电压U2达到预设阈值U2*；
偏置控制器(30)，用于调节所述多相双向谐振直流变换电路(10)中的每相支路的高电平时间，使每相支路的高电平的占空比小于50％；
检测器(40)，用于检测所述多相双向谐振直流变换电路(10)的源端电压U1和/或负载端电压U2、以及所述多相双向谐振直流变换电路(10)的工作频率fs；
策略选择器(50)，用于接收所述检测器(40)的电压信号和频率信号，并根据接收到的电压信号和频率信号选择控制所述频率控制器(20)或所述偏置控制器(30)。
14.如权利要求13所述的控制系统，其特征在于，
所述偏置控制器(30)，控制每相支路的高电平时间偏置ΔT；当所述多相双向谐振直流变换电路(10)为三相时，ΔT的取值范围为(0，T/6)，其中T为每相的周期。
15.一种用于如权利要求1-12之一所述的多相双向谐振直流变换电路的控制方法，其特征在于，包括：
调节所述多相双向谐振直流变换电路(10)的工作频率fs，使所述多相双向谐振直流变换电路(10)的源端电压U1达到预设阈值U1*和/或负载端电压U2达到预设阈值U2*；
当所述工作频率fs达到最大值fmax时，固定工作频率fs＝fmax，调节所述多相双向谐振直流变换电路(10)中的每相支路的高电平偏置ΔT＞0，使每相支路的高电平的占空比小于50％，使所述多相双向谐振直流变换电路(10)的源端电压U1达到预设阈值U1*和/或负载端电压U2达到预设阈值U2*；
当所述偏置ΔT＝0时，重新调节所述多相双向谐振直流变换电路(10)的工作频率fs，使所述多相双向谐振直流变换电路(10)的源端电压U1达到预设阈值U1*和/或负载端电压U2达到预设阈值U2*。
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