CN1937385A - 串联谐振dc－dc变换器 - Google Patents

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Abstract

串联谐振DC－DC变换器为作为负载的音频放大器供电。串联谐振DC－DC变换器可以包括功率输入级、开关级、串联谐振级、变压器级和功率输出级。串联谐振DC－DC变换器进一步可以包括钳位级和漏电感消除级。钳位级可以用来钳制至少由漏电感和寄生电容生成的过电压。漏电感消除级可以用来生成与漏电感生成的电压降对应的电压降。生成的电压降可以受到钳制。钳位级可以在所有负载条件下工作，而不会受到漏电感的任何影响。因此，串联谐振变换器可以实现改进的负载调节。

Description

串联谐振DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及一种DC-DC变换器，并特别涉及一种带有改进的负载调节的串联谐振DC-DC变换器。
背景技术
DC-DC变换器通过逐步升高或降低电源电压为负载提供合适的功率。不同的负载需要不同的电压水平。为了改变电压电平，DC-DC变换器包括根据预定的占空因数接通或关断的开关电路。开关电路的开关操作通常导致开关损耗，这影响DC-DC变换器的功率效率。串联谐振电路可以与DC-DC变换器(“串联谐振DC-DC变换器”)一起使用，以充分降低开关损耗。
串联谐振DC-DC变换器可以包括将能量传递到负载的变压器。变压器可以包括并联谐振电路。并联谐振电路可以由变压器的初级绕组和/或次级绕组上产生的寄生电容和漏电感组成。并联谐振电路可以是自然形成的并且可能是用户不可见的。并联谐振电路可以产生额外过调量和/或振铃电压。额外的过调量和/或振铃电压可以导致过量的峰值电压。过量的峰值电压可能损坏连接到变压器的电路元件，诸如整流器和负载。另外，并联谐振电路产生的能量可能被浪费。
串联谐振DC-DC变换器适合于音频应用，因为它可以是轻型的并可以具有高效率。在音频应用中，负载通常是音频放大器。当负载在宽范围内工作时，音频放大器经常在降低的信号电平上工作。作为并联谐振电路的结果产生的漏电压可能严重损坏诸如音频放大器的负载。因而，需要能够在所有负载条件下改进电压调节的串联DC-DC功率变换器。
发明内容
串联谐振DC-DC变换器包括功率输入级、开关级、串联谐振级、变压器级、钳位级和输出级。功率输入级可以提供整流AC电压。功率输入级可以用整流电压为存储电容器充电。开关级可以根据预定的开关操作循环来控制开关接通和关断。开关操作循环可以包括接通开关的第一间隔，和在另一个开关的下一个开关操作循环之前关断开关的第二间隔。串联谐振级连接到开关级，并可以包括串连的电容器和电感器。变压器级包括初级绕组和次级绕组。初级绕组可以与串联谐振级串联。钳位级可以串联在串联谐振级和变压器级之间。钳位级可以工作以钳位过电压。输出级连接到变压器级的次级绕组。输出级被配置成输出适合于负载的DC电压。
本领域的技术人员在研读下面的附图和详细说明之后，将会清楚本发明的其它系统、方法、特征和优点。应注意，所有这些其他的系统、方法、特征和优点将包括在该说明中，在本发明的范围内，并受到下面的权利要求的保护。
附图说明
参考下面的附图和详细说明，能够更好地理解本发明。附图中的元件示出本发明的原理的同时，不必须按照比例、强调。而且，在附图中，用相同的符号表示不同图中的对应部分。
图1是桥式串联谐振DC-DC变换器的框图；
图2示出了实际变压器的等效电路；
图3是半桥串联谐振DC-DC变换器；
图4示出了图1的DC-DC变换器的全桥配置；
图5示出了与半桥串联谐振DC-DC变换器一起使用的漏电感消除模块；
图6示出了图5的漏电感消除模块的全桥配置；
图7是另一个与半桥串联谐振DC-DC变换器一起使用的漏电感消除模块。
具体实施方式
串联谐振DC-DC变换器可以被用于在音频应用中提供功率。电源可以决定音频系统的整个大小和重量。串联谐振DC-DC变换器可以被配置为低成本和轻型电源。串联谐振DC-DC变换器的该特征在音频应用中具有特别的优势。
在功率输入级处具有桥式配置的串联DC-DC变换器是普及型的电源，并且通常被称为桥式变换器。桥式变换器可以是包括开关电路的开关模式的电源。开关电路可以包括组成半桥变换器的两个开关。开关电路可以包括组成全桥电路变换器的四个开关。由于全桥变换器一般提供类似的半桥变换器二倍的功率，全桥变换器可用于处理高电源应用。
图1是示例的桥式变换器100的框图。桥式变换器100使用AC输入电压110为音频放大级180供电。扬声器190可以连接到音频放大级180。桥式变换器100包括第一整流级120、开关级130和串联谐振级140。桥式变换器100进一步包括钳位级150、漏电感消除级155、变压器级160，和第二整流级170。AC输入电压110可以在预定的范围内，诸如从大约100V到240V AC。第一整流级120将AC输入电压整流，以提供给开关级130。开关级130可以包括两个开关或四个开关。如上面所提到的，根据开关级130的结构，桥式变换器100可以是半桥变换器，也可以是全桥变换器。
开关级130连接到开关控制级135。开关控制级135在开关级130处根据预定的占空因数控制开关的接通和关断。例如，对于半桥变换器，两个开关可替代地被开关控制级135控制成接通。例如，开关控制级135可以包括脉宽调制控制电路。
在开关控制级135中，可以将确定时间间隔插入到开关周期中。在时间间隔中，没有开关被接通。例如，对于半桥变换器，第一开关在开关周期的半周期期间被接通。到半周期结束时，第一开关被关断。在预定的时间间隔期间，第二开关也被关断。在下一个半周期开始时，第二开关可以被接通。该开关控制可以允许桥式变换器100在非连续传导模式(“DCM”)下工作。桥式变换器100可以以DCM工作，以在下一个开关周期开始之前，从变压器恢复能量。DCM操作可以允许开关在比较低的开关损失条件下工作。
串联谐振级140进一步允许零电压切换。在串联谐振级140中，阻抗可以随着频率的变化而变化。阻抗可以在量值和相位方面变化。因此，电压和流过串联谐振级140的电流彼此超前或滞后。电流和电压在串联谐振级140处的这种改变的相位关系允许开关在零电流经过时被关断，并在零电压时被接通。因为开关可以分别在零电流和零电压经过时被关断和接通，所以开关损失可以被充分地最小化。
钳位级150和漏电感消除级155可以在变压器级160中工作以使不需要的漏电感的不期望的影响最小化。钳位级150可以包括多个二极管。钳位级150的构成可以包括两个或更多串联的二极管、二极管桥式电路等。漏电感消除级155可以包括电感器或等效结构。下面将详细描述钳位级150和漏电感消除级155。
变压器级160包括初级绕组和次级绕组。AC输入电压110可以从初级绕组传递到次级绕组，并最后被传递到诸如音频放大级190的负载。变压器是本技术领域中熟知的，并且变压器的结构可以被描述到实现串联谐振DC-DC变换器所必需的程度。
图2示出了一个示例的变压器200，其包括初级绕组230和次级绕组240。理想变压器没有漏电感和寄生电容。然而，实际上，理想变压器是不存在的。漏电感可以因初级绕组230和次级绕组240没有被完美地链接而产生。寄生电容也可以在初级绕组230和次级绕组240之间产生。图2示出了实际变压器的等效电路。其包括代表漏电感Ls的漏电感器210和多个寄生电容器220。由于漏电感Ls和寄生电容Cp，变压器200可以产生并联谐振。当连接到图1的串联谐振级140时，可以产生由串联谐振组件和并联谐振组件引起的多谐振。
在图1中，第二整流级170可以工作以在次级绕组上将电压整流成DC波形。当开关级130的开关被接通时，电压从变压器级160的初级绕组被传递到次级绕组。次级绕组上的电压可以使第二整流级170导通。如上面所提到的，在下一个开关周期开始之前，电流可能会经过零。当电流经过零值时，第二整流级170可以不再导通，并且第二整流级170的不需要的反向恢复电流也可能被最小化。整流电压可以被输出到音频放大级180。
在桥式变换器100中，钳位级150和漏电感消除级155可以如下工作。如上面结合图2所提到的，漏电感Ls和寄生电容Cp可以产生潜在的并联谐振。由于串联谐振级140，潜在的并联谐振可导致桥式变换器100变成多谐振的。寄生电容Cp、第二整流级170的电容，和串联谐振级140的电容器可以与漏电感Ls和串联谐振级140的电感的净电感谐振。因此，可产生额外的过调节或振铃电压。第二整流级170可响应由过调节或振铃电压引起的峰值电压。第二整流级170可能被峰值电压损坏。另外，即使可对峰值电压进行整流，负载也可能受到过电压的损坏。这种情况在负载轻的时候可能会加重。在音频应用中，过电压可能会损坏经常在降低的信号范围内工作的音频放大器。
为了防止达到轻负载引起的过电压，钳位级150可以被放置在DC输入供应和变压器级160的初级绕组之间。在图1中，DC输入供应可以是第一整流级120。钳位级150可以钳位变压器级160的初级绕组上的电压，从而阻止峰值电压到达第二整流级170和诸如音频放大器180的负载。此外，钳位级150可以将并联谐振能量通过返回链路125返回到DC输入供应，如图1所示。
在负载电流高时，钳位级150可能不会如期望的那样工作。钳位级150可以受到很大的电压降，该电压降是由漏电感Ls引起的。变压器级160可以包括变压器200(图2)，变压器200可以包括漏电感器210。漏电感器210可以表示实际变压器中产生的漏电感Ls。当负载电流增加的时候，流过串联谐振级140的谐振电流增加。因为根据公知的公式V＝Ls*(di/dt)，感应出电压，所以在漏电感器210两端可产生大的电压降。如上面所提到的，由于初级绕组230和次级绕组240可能没有完美地链接，产生漏电感Ls。这样，漏电感可能不会有助于将能量从初级绕组230传递到次级绕组240。相反，漏电感可以存储能量并将能量返回给电压源。因此，漏电感Ls可以作为初级电路(电压源和初级绕组230)和次级电路(次级绕组240和负载)的串联阻抗工作。作为阻抗，漏电感Ls引起电压降。
当钳位级150受到漏电感器210(图2)两端的电压降时，它可以设法将漏电感Ls短路。使漏电感Ls短路可以使流过变压器级160的初级绕组的谐振电流转向。钳位该电压降可以防止漏电感Ls短路。然而，漏电感Ls和漏电感器210两端的电压降可能是物理上不存在的，并且可能对诸如钳位级150的其它电路是不可见的。漏电感消除级155可以产生与漏电感器210两端电压降等效的电压，并使电压对于钳位是可见的。
漏电感消除级155可以合成不可见的电压降，使得电压降可以受到钳制。如上面所提到的，漏电感消除级155可以包括可生成等效电压降的电感器。钳位级150可以连接到漏电感消除级155，使得电压降可以受到钳制。
在桥式变换器100中，钳位级150可以防止过电压损坏第二整流级170和音频放大级180。此外，钳位级150可以将并联谐振能量返回到DC输入供应。漏电感消除极155可以允许钳位级150在所有负载条件下正确地工作。桥式变换器100可以实现改进的负载调节。
桥式变换器100可以用各种电路结构来实现。图3是示例的半桥串联谐振DC-DC变换器(“桥式变换器”)300的电路图。桥式变换器300包括输入级310、开关电路320和串联谐振电路330。桥式变换器300进一步包括钳位二极管340、变压器电路350、整流电路360和功率输出级370。输入级310从输入终端302接受AC电压输入，诸如，图1的输入电压110。例如，AC电压输入可以在从100V到240V的范围变化。AC电压是对桥式电路304的输入。桥式电路304可以将AC电压整流为DC电压。输入级310可以包括控制开关306，控制开关306工作以在多个位置之间切换，诸如，在上位(Up)和下位(Lp)之间。在图3的实例中，上位(Up)可以提供大约200至240V，而下位(Lp)可以提供大约100至120V。
桥式电路304可以作为全波整流器工作，其中控制开关306是在第一位置，诸如上位(Up)。桥式电路304可以将AC电压输入整流成DC电压。当控制开关306在第二位置，诸如下位(Lp)时，桥式电路304还可以作为倍压器工作。电容器C1和C2连接到下位。当控制开关306在下位(Lp)时，AC电压输入可以变成充到每个电容器C1和C2中的双倍DC电压。电容器C1和C2也可以通过使用其中存储的电荷，稳定桥式电路304的输出电压的变化。
开关电路320包括两个开关S1和S2。开关S1和S2可以用半导体器件来组成。开关S1和S2可以用晶体管、二极管或二者来组成。例如，开关S1和S2可以用绝缘栅双极型晶体管(“IGBT”)来实现。另外，二极管可以被添加到IGBT中。可替代地，开关S1和S2可以用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)来组成。开关S1和S2可以在交替或者换向的时候被触发。当开关S1被接通时，开关S2可以被关断，反之亦然。
尽管未示出，开关控制器可以连接到开关S1和S2，以控制操作。可替代地，开关控制器可以交替地接通开关S1和S2。我们希望开关控制器控制开关S1和S2，使得桥式变换器300在DCM下工作。例如，开关S1在半个开关周期期间被接通，而开关S2在第二个半个开关周期期间被接通。确定的时间间隔可以被插入到每半个开关周期中。在该时间间隔期间，零电压可以被施加到开关S1或者S2。在下一个开关周期开始之前，电流也可以变成零。当开关S1被接通时，时间间隔可以被插入到半个开关周期的末尾。当开关S2被接通时，另一个确定的时间间隔也可以被插入到下一个半个开关周期的末尾。这样，桥式变换器300可以在DCM下工作。
串联谐振电路330可以连接到开关S1和S2的结点。串联谐振电路330包括电容器331和电感器333。串联谐振电路330可以允许开关S1和S2在软切换条件下被接通和关断。软切换条件包括零电流切换和零电压切换，如结合图1所述的那样。
电感器333可以包括第一电感器332和第二电感器334。第二电感器334可以磁耦合到第一电感器332。如图3的极性点所示，第一电感器332和第二电感器334可以被耦合为具有相同的极性。第一电感器332和第二电感器334可以具有升压配置，并且第一电感器332和第二电感器334中的每个两端的电压可以被增加。在该桥式变换器300中，第二电感器334可以作为漏电感消除组件工作。第二电感器334可以产生与初级漏电感Ls两端下降的电压类似的电压。在图3中，用虚线示出了初级漏电感Ls以及寄生电容Cp，以指示它们可能是用户不可见的。钳位二极管340(D1和D2)连接到第二电感器334的一端，形成节点336。由于在第二电感器上生成的电压，节点336是可以模拟没有漏电感的理想变压器的初级电压的节点。钳位二极管340可以不受到可能在诸如图2的漏电感器210的漏电感器两端产生的电压降。
如结合图1所描述的那样，钳位二极管340(D1和D2)可以钳制变压器350的初级绕组352上的电压，以使变压器350中并联谐振的影响最小化。第一电感器332和第二电感器334两端产生的电压可以增加，并受到钳位二极管340(D1和D2)钳制。在钳制之后，由过调节或振铃电压引起的过电压不会到达整流电路360和功率输出级370。此外，并联谐振能量可以被返回到DC输入供应，诸如存储电容器C1和C2。钳位二极管340也可以钳制与初级漏电感Ls所生成的电压降等效的电压降。通过调整匝数n2，第二电感器334可以被配置成产生等效电压，这在下面将会进行详细描述。由于节点336，初级绕组352上的电压对于钳位可以是清楚可见的。
变压器电路350包括初级绕组352和次级绕组354。初级绕组352的一端连接到第一电感器332，并且初级绕组352的另一端连接到电容器C1和C2的结点。因此，桥式变换器300可以被配置成连接串联谐振电路330和变压器350。此外，次级绕组354可以连接到整流桥式电路360，而整流桥式电路360又连接到功率输出级370。
如上面所提到的，变压器350可以包括由漏电感Ls和寄生电容Cp组成的隐藏的并联谐振组件。漏电感Ls可以与第一电感器332一起起作用，以产生谐振电感，这是串联谐振变换器的优势之一。尽管漏电感Ls可以与电容器331的电容Cr1和寄生电容Cp多谐振，但是钳位二极管340(D1和D2)可以工作以使多谐振的影响最小化。此外，第二电感器334可以使得代表漏电感Ls的漏电感器两端的电压降对于钳位是可见的。钳位二极管340(D1和D2)在负载轻和重的时候都可以正确工作。因此，桥式变换器300可以在所有负载条件下实现它的期望操作。
在桥式变换器300中，第一和第二电感器332和334的匝数分别为n1和n2。第一和第二电感器332和334的绕组可以由两个分离的绕组构成。可替代地，第一和第二电感器332和334的绕组可以通过单独的绕组上进行抽头来构成。第一电感器332的值n1可以被确定为产生电感值Lr1，该电感可与电容器331谐振。可确定谐振频率。在谐振频率上，电容器331和电感器333的总阻抗为零。第二电感器334的绕组的匝数n2可计算如下：
n2＝n1×Ls/Lr1……………………(1)
其中，Ls是漏电感，Lr1是电感器332的谐振电感。
在上面的等式(1)中，匝数n2是基于匝数n1和漏电感Ls与谐振电感Lr1的比值确定的。谐振电感器333的电感值和漏电感Ls可以基于谐振电感器333和第二电感器334两端的电压，和等式V＝L*(di/dt)来确定。n2的计算值可能不一是整数。可以选择使用最接近的整数。通过增加初级绕组352和次级绕组354之间的空间，匝数n2可以变成下一个比较大的整数。空间的增加可以使漏电感Ls增加。增加的空间也可以使初级和次级绕组352和354之间的电容减少，从而减少噪声电流。
在桥式变换器300中，电容器331被置于开关S1和S2的公共节点与电感器333之间。可替代地，电容器331可以被置于电容器C1和C2的公共节点与初级绕组352之间。该设置可以将电容器331两端的电压放到电路环路内，其可以被钳制以防止过电压。用这种设置，漏电感可以不影响钳位二极管340(D1和D2)。
在输入级310中，控制开关306可以被用于在上位(Up)和下位(Lp)之间切换。可替代地，如果AC电压输入在预定范围内，诸如，大约200至240V，则可能不需要控制开关306。在该情况下，两个电容器C1和C2可以用单独的电容器来代替，该单独的电容器能够容纳电容器C1和C2单独容纳的两倍的电压。信号电容器可以具有两个电容器C1和C2一半的电容。
如上面所提到的，因为桥式变换器300可以提供改进的负载调节，它可能更适合于音频应用。在负载轻的时候，可以调节桥式变换器300，以避免输出过电压。音频放大器可以经常在降低的信号电平工作。当桥式变换器300为作为负载的音频放大器供电时，它不会因过电压而损坏音频放大器。在高负载电流的环境下，桥式变换器300也可以工作以钳制过电压。
图4是示例的全桥串联谐振DC-DC变换器400(“全桥变换器”)的电路图。全桥变换器400可以产生二倍于半桥变换器300的功率。全桥变换器400可以包括输入级310、串联谐振电路330、变压器电路350、整流电路360和输出级370，这在上面已经结合图3进行了描述。
全桥变换器400包括开关电路420，开关电路420具有四个开关S1～S4。开关S1和S4可以如下所述进行工作。开关S1和S4可以被同时接通，开关S2和S3可以被同时接通。开关S1和S4在第一半个开关周期期间被接通。在第一半个开关周期末尾，插入确定的时间间隔，使得开关S1和S4都在下一个半个开关周期之前被关断该时间间隔。开关S2和S3仍然关断。这样，桥式变换器400可以在DCM下工作，这使得开关损失最小化。在下一个半个开关周期期间，开关S2和S3被接通，并且预定的时间间隔被插到第二半个开关周期的末尾。
全桥变换器400可以在所有负载条件下正确工作。钳位二极管340(D1和D2)钳制变压器350的初级绕组上的电压，使得过电压不会损坏整流电路360和功率输出级470上的负载。此外，在诸如图2的漏电感器210的漏电感器两端可能生成的电压，会受到钳位二极管340的钳制(D1和D2)。和图3的半桥变换器300一样，全桥变换器400适合于使用音频放大器作为负载的音频应用。
在图3和4中，描述了示例性的半桥和全桥串联谐振DC-DC变换器的电路结构。该描述的结构仅是通过示例的方式。本领域的那些熟练专业技术人员会理解，各种其它结构也是可行的。除了实现漏电感消除级155的一个实例的第二电感器334外，图5-7示出了用于各种半桥和全桥串联谐振DC-DC变换器的漏电感消除级155的各种其它实现，并且它们提供了实质上相同的操作和优点。
图5是示出了一个用于半桥串联谐振变换器(诸如，图3的桥式变换器300)的示例的漏电感消除模块500的图示。尽管未示出，半桥变换器包括功率输入级、开关电路、变压器、桥式整流电路和功率输出级，如上面结合图3所描述的那样。漏电感消除模块500包括串联谐振电路530。串联谐振电路530包括串联的电容器Cr4和电感器536。电感器536具有Lr4的电感，并可以包括第三电感器532和第四电感器534。钳位二极管D1和D2可以耦合到节点539，节点539是第三电感器532和第四电感器534之间的结点。
在电感器536中，第三电感器532和第四电感器534的极性点可以指示相反的极性。第四电感器534可以作为第三电感器532的补偿绕组工作。可以从第三电感器532上生成的电压减掉第四电感器534所生成的电压。在节点539处，得到的减去了第四电感器534两端的电压的电压可以被钳制。得到的电压可以等效于不受到任何漏电感影响的理想变压器的初级绕组的电压。钳位二极管D1和D2可以不受漏电感器(诸如，图2的漏电感器210)两端的电压降影响，并在所有负载条件下正确工作。在节点539处，并联谐振能量可以在返回链路125上被返回到DC输入供应，如图1所示。
第三电感器532的匝数可以是n3+n4，并且第四电感器534的匝数可以是n4。由于补偿绕组配置，第三电感器532的匝数可以大于第四电感器534的匝数。因此，第三电感器532可以传送流过变压器(诸如，变压器350)的全部初级电流(图3)。第四电感器534在轻负载的情况仅可以传送比较低的电流。n3与n4之间的关系可以是：
n4＝(n3+n4)×Ls/(Lr4+Ls)……………………(2)
其中Ls是漏电感，Lr4是电感器536的谐振电感。为了使用，值n4可以被选择为整数，该值可通过在变压器的初级绕组和次级绕组之间加入更大空间来改变。
在漏电感消除模块500，第四电感器534可以在主谐振电流路径中抵消漏电感Ls。因此，漏电感Ls不能用作谐振电感器，谐振电感可以完全在外部产生。可能需要电感器536来传送全部初级电流。第四电感器534可以传送在轻负载的情况下的低的初级电流。
图6是用于诸如图4的实例的全桥式实现的示例的漏电感消除模块600。全桥串联变换器包括开关电路620，开关电路620具有四个开关S1～S4，而不是两个开关。与该漏电感消除模块600一起使用的桥式变换器还可以在所有负载条件下提供改进的调整。
图7是与半桥串联谐振变换器一起使用的示例的漏电感消除模块700。漏电感消除模块700可以包括开关电路520、串联谐振电路530和钳位二极管(D1和D2)，如上面参考图5所描述的那样。代替第三和第四电感器532和534，电感器536可以包括第五电感器736和第六电感器737。第六电感器737可以被移到变压器初级绕组的另一端。操作和功能不变。第五电感器736的匝数为n3+n4，第六电感器534的匝数为n4。上面结合图5描述了匝数和钳位二极管(D1和D2)的关系。与漏电感消除模块700一起使用的全桥实现也是可行的。
上述的串联谐振DC-DC变换器可以在所有负载条件下提供改进的调整。特别地，在轻负载的情况下，可避免过电压；这样，可避免在轻负载的情况下对整流电路的损坏。钳位二极管可以钳制变压器的初级绕组和次级绕组上的电压。钳位二极管进一步可以能够钳制漏电感器两端生成的电压。该电压对于用漏电感消除模块的钳制可能是不可见的。串联谐振电路的电感器可以被配置成包括额外的饶组，使得它可以合成代表漏电感两端的模拟电压的节点。钳位电路可以钳制该电压，并可以免受由漏电感上生成的电压引起的任何不正确操作。
串联谐振DC-DC变换器可以用半桥式和/或全桥式来实现。谐振电容器和滤波电容器的可替代的设置不会影响DC-DC变换器的性能。
钳位电路和节点的合成可以用简单的结构和较低的费用来实现。DC-DC变换器的性能可以非常适合于音频应用，其中音频放大器和扬声器被供电。当音频放大器在降低的信号电平的情况下工作时，上述的DC-DC变换器可以提供最佳功率。
上述的DC-DC变换器的电路结构是作为实例。电路元件的各种其它结构和使用也是可行的。例如，各种类型的半导体器件可被用于开关和整流电路。根据需要，输出级可以被改变以适应更多或更少的通道。另外，电容值和电感值可以被确定成，适合于音频放大器应用。
虽然上面已经描述了本发明的各实施例，但是对于本领域的熟练专业技术人员来说显而易见，在本发明的范围内，更多实施方式和实现方式都是可行的。因此，本发明除了根据所附的权利要求和它们的等效体之外，并不受到限制。

Claims (36)

1.一种串联谐振DC-DC变换器，包括：
开关级，其可根据预定的开关周期来控制开关接通和关断，其中所述开关周期包括接通所述开关的第一间隔，和在另一个开关的下一个开关周期之前关断所述开关的第二间隔；
串联谐振级，其耦合到所述开关级，并包括串联连接的电容器和电感器；
变压器级，其包括初级绕组和次级绕组，所述初级绕组与所述串联谐振级串联连接；
钳位级，其放置于所述开关级和所述变压器级之间，所述钳位级可用来钳制过电压；和，
输出级，其耦合到所述变压器级的所述次级绕组并被配置成为负载供电。
2.如权利要求1所述的变换器，其中，所述钳位级包括串联连接的第一二极管和第二二极管。
3.如权利要求1所述的变换器，其中，所述串联谐振级的所述电感器包括相互磁耦合的第一电感器和第二电感器。
4.如权利要求3所述的变换器，其中，所述第一电感器两端的电压是由所述第二电感器两端的电压升压的。
5.如权利要求3所述的变换器，其中，所述第一电感器两端的电压是由所述第二电感器两端的电压降压的。
6.如权利要求3所述的变换器，其中，所述第二电感器产生预定电压降，所述预定电压降在所述钳位级处受到钳制。
7.如权利要求6所述的变换器，其中，所述预定电压降等效于所述变压器级的漏电感Ls的电压降。
8.如权利要求7所述的变换器，其中，所述第一电感器包括的匝数为n1，确定所述匝数n1以提供所述串联谐振级中包括的谐振电感Lr，并且所述第二电感器包括的匝数为n2，确定所述匝数n2以模拟所述漏电感Ls的电压降。
9.如权利要求8所述的变换器，其中，所述匝数n2被确定为：
        n2＝n1×(Ls/Lr)……………………(1)
10.如权利要求9所述的变换器，其中，所述匝数n2被选择为最接近n1×(Ls/Lr)的值的整数。
11.如权利要求3所述的变换器，其中，所述第一电感器和所述第二电感器形成于单独的绕组中。
12.如权利要求7所述的变换器，其中，所述第一电感器包括的匝数为n1+n2，所述匝数n1+n2被配置成提供所述串联谐振级中包括的谐振电感Lr，并且所述第二电感器包括的匝数为n2，确定所述匝数n2以模拟所述漏电感Ls的电压降。
13.如权利要求12所述的变换器，其中，所述匝数n2被确定为：
    n2＝(n1+n2)×[Ls/(Lr+Ls)]……………………(2)
14.如权利要求1所述的变换器，还包括漏电感消除模块，其可用来产生由所述钳位级钳制的预定电压，所述电压对应于所述变压器级的漏电感的电压降。
15.如权利要求14所述的变换器，其中，所述钳位级包括至少一个二极管，并且所述漏电感消除模块包括电感器。
16.如权利要求14所述的变换器，其中，所述串联谐振级的电感器包括漏电感消除模块。
17.如权利要求14所述的变换器，其中，所述串联谐振级的谐振电感包括所述漏电感。
18.一种串联谐振DC-DC变换器，其用于为音频放大器供电，所述串联谐振DC-DC变换器包括：
变压器，其包括初级绕组和次级绕组，其中在所述变压器中产生漏电感和寄生电容；
串联谐振电路，其包括电容器和电感器，所述电感器包括可产生与所述漏电感的电压降对应的电压降的绕组；和
二极管电路，其被布置在开关器件和所述变压器之间，所述二极管电路可用来钳制至少响应于所述漏电感和所述寄生电容生成的过电压，其中所述电感器的电压降受到所述二极管电路的钳制。
19.如权利要求18所述的变换器，其中，所述漏电感配置成被用作所述串联谐振电路的谐振电感。
20.如权利要求19所述的变换器，其中，所述电感器包括第一绕组和第二绕组，并且所述第二绕组可以产生与所述漏电感的电压降对应的所述电压降。
21.如权利要求20所述的变换器，其中，所述第一绕组和所述第二绕组磁耦合为具有相同的极性。
22.如权利要求18所述的变换器，其中，所述电感器包括第一绕组和第二绕组，并且所述第二绕组被布置在所述第一绕组和代表所述漏电感的电感器之间。
23.如权利要求22所述的变换器，其中，所述漏电感不是所述串联谐振电路的谐振电感的一部分。
24.如权利要求22所述的变换器，其中，所述第一绕组和所述第二绕组配置成在磁性上具有相反的极性。
25.如权利要求24所述的变换器，其中，所述第一绕组的匝数大于所述第二绕组的匝数，以便所述第一绕组传送初级电流。
26.如权利要求18所述的变换器，还包括使能和禁止提供输入电压的开关器件，所述开关器件包括交替被激活的两个开关。
27.如权利要求18所述的变换器，还包括使能和禁止提供输入电压的开关器件，所述开关器件包括第一对开关和第二对开关，其中所述第一对开关中的一个开关和所述第二对开关中的一个开关实质上同时被激活。
28.如权利要求18所述的变换器，还包括第一桥式整流电路，其可用来接收AC电压，并将所述AC电压整流成DC波形，其中所述第一桥式整流电路可选择性地作为全波整流器和倍压器中的一个来工作。
29.如权利要求28所述的变换器，还包括存储电容器，其配置成用所述整流的AC电压充电。
30.如权利要求28所述的变换器，还包括第二桥式整流电路，其可用来整流来自所述变压器的所述次级绕组的电压。
31.如权利要求30所述的变换器，还包括输出滤波电容器，其可用来滤波所述整流电压的高频分量。
32.一种为音频放大器供电的方法，包括：
提供驱动电压以在开关周期期间接通开关器件，其中所述驱动电压在所述开关周期的末尾并且在下一个开关周期开始之前，变成零值；
在零电流的时候关断所述开关器件，并在零电压的时候接通所述开关器件；
将功率从变压器的初级侧传递到次级侧；
钳制由于所述变压器的至少漏电感和寄生电容的谐振生成的过电压；和
将钳制的过电压的所述传递的功率提供给音频放大器。
33.如权利要求32所述的方法，还包括：
用电感器生成与所述漏电感的电压降对应的电压降。
34.如权利要求33所述的方法，还包括：
将所述电感器的电压降钳制到确定的量值。
35.如权利要求33所述的方法，还包括：
形成具有匝数为n1的第一绕组和匝数为n2的第二绕组的所述电感器；和
将所述第一绕组和所述第二绕组磁耦合为具有相同的极性。
36.如权利要求33所述的方法，还包括：
形成具有匝数为n1+n2的第一绕组和匝数为n2的第二绕组的所述电感器；和
将所述第一绕组和所述第二绕组磁耦合为具有相反的极性。
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