CN219802159U - Dc-dc变换器及dc-dc变换装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型提出一种DC‑DC变换器及DC‑DC变换装置，涉及电源领域，包括依次串联连接在输入电压正端与负端之间的第一开关管、第四开关管和第五开关管和依次串联连接在输入电压正端与负端之间的第二开关管、第三开关管和第六开关管；变压器原边绕组，连接第一开关管和第四开关管的共节点与第二开关管和第三开关管的共节点；变压器副边绕组，连接第四开关管和第五开关管的共节点与第三开关管和第六开关管的共节点；第一输出电感连接第三开关管和第六开关管的共节点与输出电容；第二输出电感，连接第四开关管和第五开关管的共节点与输出电容，大大抬升电源变换器效率、降低电源变换器体积和成本。

Description

DC-DC变换器及DC-DC变换装置

技术领域

本实用新型涉及电源领域，尤其是DC-DC变换器及DC-DC变换装置。

背景技术

数据中心所支持的服务是目前社会所必须的，并且其所支持的服务会越来越多。因此，随着科技的发展，数据中心能耗将与日俱增。

为了满足系统高效率的要求，服务器板载供电方式由12V母线向40V-60V母线开始转变，也即在服务器板上进行40V-60V母线电压到12V的变换。目前常用的40V-60V到12V的变换有两种方案。

第一种方案为采用隔离变换器，如全桥变换器。其采用变压器进行降压并提供物理隔离以满足安规要求。这种拓扑结构中因为变压器原副边的物理隔离，所以原边和副边均有各自的参考地。为了实现原边侧高压到副边侧低压的转换，原边的绕组圈数比较多，并且原边电流不流过副边，导致副边的交流电流大，这会增加整个变压器的线圈损耗。这种方案影响到效率的继续提升，并且增加了产品(如电路板)的成本。

第二种方案为采用非隔离变换器，如Buck变换器。为了降低损耗和提高系统的效率，其取消了原副边隔离。然而，传统的Buck电路在输入电压为40V-60V，输出电压为12V的情况下，开关管的占空比很小，这会导致开关管电流有效值大，无法让Buck电路工作在最佳效率点，效率也无法继续提升。

因此，业界急需一种新的方案来抬升40V-60V母线电压到12V变换的效率。

实用新型内容

本实用新型提出一种DC-DC变换器，其特征在于，包括：第一开关支路，包括依次串联连接在输入电压正端与输入电压负端之间的第一开关管、第四开关管和第五开关管；第二开关支路，包括依次串联连接在输入电压正端与输入电压负端之间的第二开关管、第三开关管和第六开关管；变压器原边绕组，其第一端连接第一开关管与第四开关管的共节点，其第二端连接第二开关管与第三开关管的共节点；变压器副边绕组，其第一端连接第四开关管与第五开关管的共节点，其第二端连接第三开关管与第六开关管的共节点；第一输出电感，其第一端连接第三开关管与第六开关管的共节点，其第二端用于连接输出电容的第一端；第二输出电感，其第一端连接第四开关管与第五开关管的共节点，其第二端用于连接输出电容的第一端。

更进一步的，第一开关管至第六开关管均为MOSFET，均包括源极、漏极和栅极，其中，第一开关管和第二开关管的漏极连接输入电压正端，第一开关管的源极连接第四开关管的漏极，第二开关管的源极连接第三开关管的漏极，第四开关管的源极连接第五开关管的漏极，第三开关管的源极连接第六开关管的漏极，第五开关管和第六开关管的源极连接输入电压负端，第一开关管到第六开关管的栅极接收开关控制信号。

更进一步的，变压器原边绕组的第二端与变压器副边绕组的第一端同名端耦合。

更进一步的，变压器原边绕组的第一端与变压器副边绕组的第二端同名端耦合。

更进一步的，变压器原边绕组采用一匝，变压器副边绕组采用两匝。

更进一步的，输出电容的第二端连接输入电压负端。

更进一步的，第一输出电感与第二输出电感为耦合电感。

更进一步的，变压器原边绕组、变压器副边绕组、第一输出电感和第二输出电感集成为一个磁性元件。

附图说明

图1为本实用新型一实施例的DC-DC变换装置示意图。

图2为图1中的控制DC-DC变换器工作在第一工作模态时电流流向示意图。

图3为DC-DC变换器的工作波形示意图。

图4为图1中的控制DC-DC变换器工作在第二工作模态时电流流向示意图。

图5为图1中的控制DC-DC变换器工作在第三工作模态时电流流向示意图。

图6为典型的全桥变换器电路示意图。

图7为本实用新型一实施例的DC-DC变换器示意图。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在不做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

本实用新型一实施例中，在于提供一种DC-DC变换装置。具体的，请参阅图1所示的本实用新型一实施例的DC-DC变换装置示意图，DC-DC变换装置包括：

DC-DC变换器100，包括：

第一开关支路，包括依次串联连接在输入电压正端Vin+与输入电压负端Vin-之间的第一开关管S1、第四开关管S4和第五开关管S5；

第二开关支路，包括依次串联连接在输入电压正端Vin+与输入电压负端Vin-之间的第二开关管S2、第三开关管S3和第六开关管S6；

变压器原边绕组Np，其第一端连接第一开关管S1与第四开关管S4的共节点，其第二端连接第二开关管S2与第三开关管S3的共节点；

变压器副边绕组Ns，其第一端连接第四开关管S4与第五开关管S5的共节点，其第二端连接第三开关管S3与第六开关管S6的共节点；

第一输出电感Lo1，其第一端连接第三开关管S3与第六开关管S6的共节点，其第二端用于连接输出电容Co的第一端；

第二输出电感Lo2，其第一端连接第四开关管S4与第五开关管S5的共节点，其第二端用于连接输出电容Co的第一端；

控制器200，被配置为接收来自DC-DC变换器100的采样信号，以输出开关控制信号控制DC-DC变换器100在一个开关周期内依次工作在第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态和第二工作模态，其中在第一工作模态，第一开关管S1、第三开关管S3和第五开关管S5导通，第二开关管S2、第四开关管S4和第六开关管S6关断；在第二工作模态，第一开关管S1至第四开关管S4关断，第五开关管S5和第六开关管S6导通；在第三工作模态，第二开关管S2、第四开关管S4和第六开关管S6导通，第一开关管S1、第三开关管S3和第五开关管S5关断。

变压器原边绕组Np与变压器副边绕组Ns的匝比为n1：n2。具体的，在一实施例中，对于40V-60V输入到12V输出的变换，即输入电压正端Vin+与输入电压负端Vin-之间接收的输入电压为40V-60V之间，输出电容Co两端形成的输出电压Vo为12V，选择n1:n2＝1:2，其原理将在之后描述。也即，变压器原边绕组Np可采用一匝，变压器副边绕组Ns可采用两匝。当然，变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns也可采用其它匝数，只要符合n1:n2＝1:2的关系即可。上述的40V、60V和12V可有一定的误差，这是电源变换器中常见的，只要误差在可接受范围即可。

在一实施例中，变压器原边绕组Np的第二端与变压器副边绕组Ns的第一端同名端耦合，如图1所示。在另一实施例中，变压器原边绕组Np的第一端与变压器副边绕组Ns的第二端同名端耦合。变压器原副边绕组的耦合关系需使得流经变压器原边绕组Np的电流流向连接输出电容Co的负载Rload，流经变压器副边绕组Ns的电流也流向连接输出电容Co的负载。

具体的，请参阅图2所示的图1中的控制DC-DC变换器工作在第一工作模态时电流流向示意图。并请参阅图3所示的DC-DC变换器的工作波形示意图。在t0至t1时刻，也即0至DTs时间段内(其中D为第一开关管S1至第四开关管S4的占空比，Ts为一个开关周期的时间。具体的，占空比D为开关管的导通时间与开关周期的比值)，DC-DC变换器100工作在第一工作模态，控制器200根据采样信号输出的第一开关管S1和第三开关管S3的开关控制信号A，第五开关管S5的开关控制信号B_Inverse为高电平，则第一开关管S1、第三开关管S3和第五开关管S5导通，控制器200根据采样信号输出的第二开关管S2和第四开关管S4的开关控制信号B，第六开关管S6的开关控制信号A_Inverse为低电平，则第二开关管S2、第四开关管S4和第六开关管S6关断。输入电压Vin加在变压器绕组Np和变压器副边绕组Ns上，当n1:n2＝1:2时，变压器副边绕组Ns上的电压为2/3Vin，也即通过变压器原边绕组Np一匝，变压器副边绕组Ns两匝就可以实现将变压器副边绕组Ns上的电压降为2/3Vin。

继续参阅图2，原边电流Ip(同时也可称为输入电流)从输入电压正端Vin+依次流经导通的第一开关管S1、变压器原边绕组Np、导通的第三开关管S3以及第一输出电感Lo1，然后流到连接于输出电容Co的负载，再返回输入电压负端Vin-，并且原边电流Ip逐渐增加，如图3所示。同时，根据变压器的基本原理，流过变压器原边绕组Np的原边电流Ip会在变压器副边绕组Ns感应一个副边电流Is,根据变压器原边绕组Np与变压器副边绕组Ns匝比的关系，则Is＝Ip/2，根据变压器原副边绕组耦合关系可知副边电流Is依次流经过第一输出电感Lo1、连接于输出电容Co的负载后，再经过导通的第五开关管S5回到变压器副边绕组Ns。根据上述分析可知，在第一工作模态，变压器原边绕组Np流过的电流为2/3ILo1，变压器副边绕组Ns流过的电流为1/3ILo1，ILo1为流经第一输出电感Lo1的电流。

根据如上分析，在第一工作模态，变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns的电流均流过第一输出电感Lo1，而到负载。流过第一输出电感Lo1的电流ILo1为变压器原边绕组Np流过的电流与变压器副边绕组Ns流过的电流的和。同时，因为变压器副边绕组Ns第二端的电压为Vin2/3,高于输出电压Vo，所以第一输出电感Lo1激磁。由于第五开关管S5导通，输出电压Vo反向加在第二输出电感Lo2两端，则第二输出电感Lo2经导通的第五开关管S5去磁续流，ILo2逐渐减小，如图3所示，Ilo2为流经第二输出电感Lo2的电流。

接下来，请参阅图4所示的图1中的控制DC-DC变换器工作在第二工作模态时电流流向示意图，并请参阅图3。在t2至t3时刻，也即DTs+td到Ts/2-td时间段内(其中td为开关管驱动的死区时间，这里为t1到t2之间的时间)，DC-DC变换器100工作在第二工作模态，控制器200根据采样信号输出的第一开关管S1和第三开关管S3的开关控制信号A，第二开关管S2和第四开关管S4的开关控制信号B为低电平，则第一开关管S1至第四开关管S4关断，控制器200根据采样信号输出的第五开关管S5的开关控制信号B_Inverse和第六开关管S6的开关控制信号A_Inverse为高电平，则第五开关管S5和第六开关管S6导通。则原边电流Ip和副边电流Is均为零，第一输出电感Lo1和第二输出电感Lo2同时续流。其中，第一输出电感Lo1的电流ILo1经连接于输出电容Co的负载以及导通的第六开关管S6续流，第二输出电感Lo2的电流ILo2经连接于输出电容Co的负载以及导通的第五开关管S5续流。如图3所示，原边电流Ip和副边电流Is均为零，电流ILo1和电流ILo2逐渐减小。

接下来，请参阅图5所示的图1中的控制DC-DC变换器工作在第三工作模态时电流流向示意图，并请参阅图3。在t4至t5时刻，也即Ts/2至(1/2+D)Ts时间段内，DC-DC变换器100工作在第三工作模态，控制器200根据采样信号输出的第二开关管S2和第四开关管S4的开关控制信号B，第六开关管S6的开关控制信号A_Inverse为高电平，则第二开关管S2、第四开关管S4和第六开关管S6导通，控制器200根据采样信号输出的第一开关管S1和第三开关管S3的开关控制信号A，第五开关管S5的开关控制信号B_Inverse为低电平，则第一开关管S1、第三开关管S3和第五开关管S5关断。则与第一工作模式相同的，变压器副边绕组Ns上的电压降为2/3Vin，只是变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns上的电压与其在第一工作模态下时反向。

继续参阅图5，原边电流Ip从输入电压正端Vin+依次流经导通的第二开关管S2、变压器原边绕组Np、导通的第四开关管S4以及第二输出电感Lo2，然后流到连接于输出电容Co的负载，再返回输入电压负端Vin-，并且原边电流Ip逐渐增加，如图3所示，只是第三工作模式下原边电流Ip与第一工作模式下原边电流Ip方向相反。同时，根据变压器的基本原理，流过变压器原边绕组Np的原边电流Ip会在变压器副边绕组Ns感应一个副边电流Is,根据变压器原边绕组Np与变压器副边绕组Ns匝比的关系，则Is＝Ip/2，根据变压器原副边绕组耦合关系可知副边电流Is依次流经过第二输出电感Lo2、连接于输出电容Co的负载后，再经过导通的第六开关管S6回到变压器副边绕组Ns。根据上述分析可知，在第三工作模态，变压器原边绕组Np流过的电流为2/3ILo2，变压器副边绕组Ns流过的电流为1/3ILo2，ILo2为流经第二输出电感Lo2的电流。

根据如上分析，在第三工作模态，变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns的电流均流过第二输出电感Lo2，而到负载。流过第二输出电感Lo2的电流Ilo2为变压器原边绕组Np流过的电流与变压器副边绕组Ns流过的电流的和。同时，因为变压器副边绕组Ns第二端的电压为Vin2/3,高于输出电压Vo，所以第二输出电感Lo2激磁。由于第六开关管S6导通，输出电压Vo反向加在第一输出电感Lo1两端，则第一输出电感Lo1经导通的第六开关管S6去磁续流，ILo1逐渐减小，如图3所示，ILo1为流经第一输出电感Lo1的电流。

也即第三工作模态相对于第一工作模态，变压器原边绕组Np和变压器副边绕组Ns上的电压反向，原边电流Ip和副边电流Is反向，并且第一输出电感Lo1从激磁变为续流，第二输出电感Lo2从续流变为激磁，其工作原理相同。

接下来，在t6至t7时刻，也即(1/2+D)Ts+td至Ts-td时间段内(td仍为开关管驱动的死区时间)，DC-DC变换器100再次工作在第二工作模态。具体的请参阅图3和图4及上述描述，在此不再赘述。

如此，在一个开关周期Ts内，DC-DC变换器100依次工作在第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态和第二工作模态，如此循环工作，以将输入电压Vin变换为输出电压Vo。

在一实施例中，输出电容Co的第二端连接输入电压负端Vin-，以使得原边电流Ip可从输入电压正端Vin+流到负载，再返回输入电压负端Vin-。更具体的，输出电容Co的第二端直接连接输入电压负端Vin-。

根据如上对DC-DC变换器100工作模态的分析可知，原边电流Ip和副边电流Is均流至输出电感，并且第一输出电感Lo1和第二输出电感Lo2同时对负载Rload供电，则第一输出电感Lo1和第二输出电感Lo2的平均电流均为输出电流Io的一半，其中输出电流Io为流向负载的电流。将原边电流Ip、副边电流Is、流经第一输出电感Lo1的电流ILo1和流经第二输出电感Lo2的电流ILo2统一按照输出电流Io表示，ILo1/Lo2的表达式为：ILo1＝ILo2＝Io/2；Ip的表达式为：Ip＝2/3ILo1＝Io/3；Is的表达式为：Is＝1/3ILo1＝Io/6。

对于现有技术中提到的第一种方案，其采用隔离变换器，如全桥变换器。请参阅图6所示的典型的全桥变换器电路示意图，其包括原边开关单元、变压器T和整流单元，变压器T将原副边进行物理隔离，所以原边和副边均有自己的参考地，如GND1和GND2。为了实现原边侧高压到副边侧低压的转换，原边的绕组匝数比较多，对于40V-60V输入到12V输出的变换，需选择原边绕组Np三匝，副边绕组Ns两匝，也即原副边匝比为3：2，才能实现将变压器副边绕组Ns上的电压降为2/3Vin。而本实用新型的DC-DC变换器100，通过变压器原边绕组Np一匝，变压器副边绕组Ns两匝就可以实现将变压器副边绕组Ns上的电压降为2/3Vin。也即相比于传统全桥变换器，本申请的DC-DC变换器100可将原边绕组Np匝数从三匝减少到一匝，可以实现使用更少的绕组圈数来实现降压的功能。变压器是电源变换器中体积最大的器件，其已经成为变换器小型化的障碍。本申请的DC-DC变换器100可以实现减少绕组线圈匝数，从而显著减小变压器体积，进而降低整个变换器的体积，而迎合了市场对小型化的需求。并且绕组线圈匝数少还可以降低绕组的损耗以及成本。

请再参阅图6，现有全桥变换器的原边电流Ip不流向负载，导致副边的电流较大，具体的，流向负载的输出电流Io均需流经副边绕组Ns，也即副边电流Is＝Io，而本申请中Is＝Io/6，如此相对于现有全桥变换器，本申请的DC-DC变换器100将流经副边绕组Ns的电流减小到Io/6，这极大缩小了变压器的绕组损耗，进而减小了散热的压力，因此可以进一步缩小变压器体积，抬升电源变换器的功率密度，给电源变换器的设计带来极大方便。

也即，本申请的DC-DC变换器100可降低原边绕组匝数以及降低副边绕组电流的有效值，从而大大抬升电源变换器效率、降低电源变换器体积和成本。

上述以40V-60V输入到12V输出的变换为例讲明本申请DC-DC变换装置的优点，对于40V-60V输入到12V输出的变换，结合变换器中开关的占空比控制，变压器需将电压降至2/3Vin。根据如上分析，现有全桥变换器需选择原边绕组Np三匝，副边绕组Ns两匝；而本申请的DC-DC变换器100，仅需原边绕组Np一匝，副边绕组Ns两匝即可。当然本申请仅以40V-60V输入到12V输出的变换为例，对于其它等级的电压变换，上述的原理和效果相同，只是变压器的匝数可根据实际的输入电压和输出电压的不同而不同，在此不再赘述。

对于现有技术中提到的第二种方案，其采用非隔离变换器，如Buck变换器，其输出电压和输入电压关系为：Vo＝Vin*D(D为开关管的占空比)，对于40V-60V输入到12V输出的变换，开关管的占空比会很小，无法让Buck电路工作在最佳效率点。而本申请的DC-DC变换器100，根据如上分析可知，其输出电压和输入电压关系为：Vo＝2/3*Vin*D，由于变压器的降压作用，而可提高开关管的占空比，而让Buck电路工作在更佳效率点。

上述中的第一输出电感Lo1与第二输出电感Lo2为分立电感。在本申请一实施例中，第一输出电感Lo1与第二输出电感Lo2还可为耦合电感，也即集成为一个磁性元件，以进一步提高电源变换器的功率密度。更进一步的，还可以通过调整耦合电感的耦合系数(0到1之间)，而效降低输出电流纹波，提升DC-DC变换器的整体效率。

在本申请一实施例中，变压器原边绕组Np、变压器副边绕组Ns、第一输出电感Lo1和第二输出电感Lo2集成为一个磁性元件，而进一步提升DC-DC变换器的功率密度。

在本申请一实施例中，还可根据负载电流以及输入输出电压情况优化开关管驱动的死区时间td，实现DC-DC变换器效率的最优化设计。

本申请一实施例中，DC-DC变换器100还包括输入电容Cin，输入电容Cin连接在输入电压正端Vin+与输入电压负端Vin-之间。

本申请一实施例中，上述的采样信号可为DC-DC变换器100的输入电压、输出电压、输入电流、输出电流和占空比等中的一者或多者。只要为反应DC-DC变换器100状态的信号均可。

本申请的控制器200可为数字控制器，如DSP；也可为模拟控制器。

本申请一实施例中，还提供一种DC-DC变换器。具体的，请参阅图7所示的DC-DC变换器示意图，其与图1中所示的DC-DC变换器100的结构、工作原理以及优点均相同，在此不再赘述。

本实用新型一实施例中，上述的开关管(第一开关管S1至第六开关管S6)均以包括单个开关管为例来实现，在实际应用中，每一开关管均可包括多个开关管串联和/或并联。

本实用新型一实施例中，上述的开关管(第一开关管S1至第六开关管S6)可为金属氧化物半导体场效应晶体管、双极结型晶体管、超结晶体管、绝缘栅双极晶体管、基于氮化镓的功率器件和/或类似器件。业界能接收一开关控制信号而导通或关断的器件均可。

本实用新型一实施例中，上述的开关管均为MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，均包括源极、漏极和栅极。其中，第一开关管Q1和第二开关管Q2的漏极连接输入电压正端Vin+，第一开关管Q1的源极连接第四开关管Q4的漏极，第二开关管Q2的源极连接第三开关管Q3的漏极，第四开关管Q4的源极连接第五开关管Q5的漏极，第三开关管Q3的源极连接第六开关管Q6的漏极，第五开关管Q5和第六开关管Q6的源极连接输入电压负端Vin-。第一开关管Q1到第六开关管Q6的栅极接收控制器200输出的开关控制信号A、B、A_Inverse或B_Inverse。具体的，第一开关管Q1和第三开关管Q3的栅极接收开关控制信号A；第二开关管Q2和第四开关管Q4的栅极接收开关控制信号B；第五开关管Q5的栅极接收开关控制信号B_Inverse；第六开关管Q6的栅极接收开关控制信号A_Inverse。也即第六开关管Q6接收的开关控制信号A_Inverse与第一开关管Q1和第三开关管Q3接收的开关控制信号A反向；第五开关管Q5接收的开关控制信号B_Inverse与第二开关管Q2和第四开关管Q4接收开关控制信号B反向。并且开关控制信号A_Inverse与开关控制信号A之间有死区时间td，开关控制信号B_Inverse与开关控制信号B之间有死区时间td。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (8)

1.一种DC-DC变换器，其特征在于，包括：

第一开关支路，包括依次串联连接在输入电压正端与输入电压负端之间的第一开关管、第四开关管和第五开关管；

第二开关支路，包括依次串联连接在输入电压正端与输入电压负端之间的第二开关管、第三开关管和第六开关管；

变压器原边绕组，其第一端连接第一开关管与第四开关管的共节点，其第二端连接第二开关管与第三开关管的共节点；

变压器副边绕组，其第一端连接第四开关管与第五开关管的共节点，其第二端连接第三开关管与第六开关管的共节点；

第一输出电感，其第一端连接第三开关管与第六开关管的共节点，其第二端用于连接输出电容的第一端；

第二输出电感，其第一端连接第四开关管与第五开关管的共节点，其第二端用于连接输出电容的第一端。

2.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，第一开关管至第六开关管均为MOSFET，均包括源极、漏极和栅极，其中，第一开关管和第二开关管的漏极连接输入电压正端，第一开关管的源极连接第四开关管的漏极，第二开关管的源极连接第三开关管的漏极，第四开关管的源极连接第五开关管的漏极；第三开关管的源极连接第六开关管的漏极，第五开关管和第六开关管的源极连接输入电压负端，第一开关管到第六开关管的栅极接收开关控制信号。

3.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，变压器原边绕组的第二端与变压器副边绕组的第一端同名端耦合。

4.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，变压器原边绕组的第一端与变压器副边绕组的第二端同名端耦合。

5.根据权利要求1、3和4任一项所述的DC-DC变换器，其特征在于，变压器原边绕组采用一匝，变压器副边绕组采用两匝。

6.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，输出电容的第二端连接输入电压负端。

7.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，第一输出电感与第二输出电感为耦合电感。

8.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，变压器原边绕组、变压器副边绕组、第一输出电感和第二输出电感集成为一个磁性元件。