JPH07147778A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH07147778A JPH07147778A JP5295030A JP29503093A JPH07147778A JP H07147778 A JPH07147778 A JP H07147778A JP 5295030 A JP5295030 A JP 5295030A JP 29503093 A JP29503093 A JP 29503093A JP H07147778 A JPH07147778 A JP H07147778A
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- Japan
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- voltage
- frequency
- power supply
- resonance
- circuit
- Prior art date
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- Y02B70/126—
-
- Y02B70/1433—
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- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】力率の向上と高調波歪の改善とが図れるととも
に入力電流の休止区間がなく回路構成が簡単な電源装置
を提供する。 【構成】交流電源１にインダクタＬ1 とコンデンサＣ1
とから成る共振回路２が接続されている。インバータ回
路３の高周波交流電圧を帰還する帰還巻線ｎがコンデン
サＣ1 と直列に接続されている。共振回路２の共振電圧
が重畳された電源電圧がダイオードブリッジＤＢで全波
整流されて平滑コンデンサＣ0 を充電する。平滑コンデ
ンサＣ0 で平滑され供給される直流電力をインバータ回
路３において高周波交流電力に変換し、出力用トランス
Ｔを介して放電ランプ４を点灯させる。共振電圧が重畳
された電源電圧は、その一周期の略全域に渡って平滑コ
ンデンサＣ0 の両端電圧Ｅ0 よりも高くなる。よって、
交流電源１の交流電圧の一周期の略全域に渡って入力電
流を流すことができる。
に入力電流の休止区間がなく回路構成が簡単な電源装置
を提供する。 【構成】交流電源１にインダクタＬ1 とコンデンサＣ1
とから成る共振回路２が接続されている。インバータ回
路３の高周波交流電圧を帰還する帰還巻線ｎがコンデン
サＣ1 と直列に接続されている。共振回路２の共振電圧
が重畳された電源電圧がダイオードブリッジＤＢで全波
整流されて平滑コンデンサＣ0 を充電する。平滑コンデ
ンサＣ0 で平滑され供給される直流電力をインバータ回
路３において高周波交流電力に変換し、出力用トランス
Ｔを介して放電ランプ４を点灯させる。共振電圧が重畳
された電源電圧は、その一周期の略全域に渡って平滑コ
ンデンサＣ0 の両端電圧Ｅ0 よりも高くなる。よって、
交流電源１の交流電圧の一周期の略全域に渡って入力電
流を流すことができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源から供給され
る交流電圧を整流平滑し、整流平滑された直流電圧をイ
ンバータで高周波交流電圧に変換して負荷を駆動する電
源装置であって、特に力率を向上させるとともに交流電
源からの入力電流の高調波歪を改善した電源装置に関す
るものである。
る交流電圧を整流平滑し、整流平滑された直流電圧をイ
ンバータで高周波交流電圧に変換して負荷を駆動する電
源装置であって、特に力率を向上させるとともに交流電
源からの入力電流の高調波歪を改善した電源装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、上記のような電源装置としては、
例えば特公平５−９９１８号に記載されたものがある。
図６は上記特公平５−９９１８号に記載されたものを示
す概略回路図であり、高周波カット用のインダクタＬ2
を介して交流電源１から供給される交流電圧をダイオー
ドブリッジＤＢで全波整流し、高周波カット用フィルタ
としてのインダクタＬ3 を介して平滑コンデンサＣ0 で
平滑しインバータ回路３に直流電圧を供給しており、イ
ンバータ回路３から出力される高周波交流電圧を出力用
トランスＴを介して負荷である放電ランプ４に供給する
とともに、併せてインバータ回路３の高周波交流電圧を
帰還巻線ｎにより低周波カット用フィルタとしてのコン
デンサＣ1 を介してダイオードブリッジＤＢの入力側に
帰還している。そして、上記高周波交流電圧が重畳され
たダイオードブリッジＤＢの出力電圧によりインダクタ
Ｌ3 を介して平滑コンデンサＣ0 を充電することによっ
て、交流電源１の交流電圧の一周期の略全域に渡って入
力電流を流すことができるため、交流電源１からの入力
力率を向上させるとともに入力電流の高調波歪を改善す
ることができるものであり、しかも比較的簡単な回路構
成で実現できるため、コストアップを抑えることができ
るのである。
例えば特公平５−９９１８号に記載されたものがある。
図６は上記特公平５−９９１８号に記載されたものを示
す概略回路図であり、高周波カット用のインダクタＬ2
を介して交流電源１から供給される交流電圧をダイオー
ドブリッジＤＢで全波整流し、高周波カット用フィルタ
としてのインダクタＬ3 を介して平滑コンデンサＣ0 で
平滑しインバータ回路３に直流電圧を供給しており、イ
ンバータ回路３から出力される高周波交流電圧を出力用
トランスＴを介して負荷である放電ランプ４に供給する
とともに、併せてインバータ回路３の高周波交流電圧を
帰還巻線ｎにより低周波カット用フィルタとしてのコン
デンサＣ1 を介してダイオードブリッジＤＢの入力側に
帰還している。そして、上記高周波交流電圧が重畳され
たダイオードブリッジＤＢの出力電圧によりインダクタ
Ｌ3 を介して平滑コンデンサＣ0 を充電することによっ
て、交流電源１の交流電圧の一周期の略全域に渡って入
力電流を流すことができるため、交流電源１からの入力
力率を向上させるとともに入力電流の高調波歪を改善す
ることができるものであり、しかも比較的簡単な回路構
成で実現できるため、コストアップを抑えることができ
るのである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記の従来
構成においては、図７に示すように交流電源１の交流電
圧がゼロの近傍にあるときに入力電流が流れない、いわ
ゆる入力電流の休止区間が生じるという問題がある。さ
らに、インバータ回路３の高周波交流電圧を帰還巻線ｎ
を介して交流電源１側に帰還させているので、出力用ト
ランスＴから放電ランプ４に供給されるエネルギが帰還
巻線ｎにより帰還される分だけ減少することになる。そ
のため、図８に示すように、放電ランプ４に流れるラン
プ電流に、交流電源１の交流電圧の周期と同期したリッ
プルが生じるという問題もある。
構成においては、図７に示すように交流電源１の交流電
圧がゼロの近傍にあるときに入力電流が流れない、いわ
ゆる入力電流の休止区間が生じるという問題がある。さ
らに、インバータ回路３の高周波交流電圧を帰還巻線ｎ
を介して交流電源１側に帰還させているので、出力用ト
ランスＴから放電ランプ４に供給されるエネルギが帰還
巻線ｎにより帰還される分だけ減少することになる。そ
のため、図８に示すように、放電ランプ４に流れるラン
プ電流に、交流電源１の交流電圧の周期と同期したリッ
プルが生じるという問題もある。
【０００４】上記問題を同時に解決するものとして、い
わゆるアクティブフィルタ回路と呼ばれる直流−直流コ
ンバータ回路を用いたもの等が提案されているが、上記
のようなアクティブフィルタ回路を用いると回路構成が
複雑になりコストが上昇してしまうという問題がある。
本発明は上記問題に鑑みてなされたものであり、力率の
向上と高調波歪の改善とが図れるとともに入力電流の休
止区間がなく回路構成が簡単な電源装置の提供を目的と
するものである。
わゆるアクティブフィルタ回路と呼ばれる直流−直流コ
ンバータ回路を用いたもの等が提案されているが、上記
のようなアクティブフィルタ回路を用いると回路構成が
複雑になりコストが上昇してしまうという問題がある。
本発明は上記問題に鑑みてなされたものであり、力率の
向上と高調波歪の改善とが図れるとともに入力電流の休
止区間がなく回路構成が簡単な電源装置の提供を目的と
するものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源と、交流電源から供給
される交流電圧を整流する整流器と、整流器からの出力
電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサから
出力される直流電圧を高周波交流電圧に変換して負荷に
供給するインバータと、インバータから出力される高周
波交流電圧を整流器の入力側に帰還する電圧帰還器と、
交流電源と整流器との間に接続され、電圧帰還器により
帰還される高周波交流電圧と共振するＬＣ共振回路とを
備えたことを特徴とする。
目的を達成するために、交流電源と、交流電源から供給
される交流電圧を整流する整流器と、整流器からの出力
電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサから
出力される直流電圧を高周波交流電圧に変換して負荷に
供給するインバータと、インバータから出力される高周
波交流電圧を整流器の入力側に帰還する電圧帰還器と、
交流電源と整流器との間に接続され、電圧帰還器により
帰還される高周波交流電圧と共振するＬＣ共振回路とを
備えたことを特徴とする。
【０００６】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、ＬＣ共振回路の共振周波数をインバータから出力さ
れる高周波交流電圧の周波数よりも高く設定することを
特徴とする。請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、ＬＣ共振回路の共振周波数をインバータから出力さ
れる高周波交流電圧の周波数よりも低く設定することを
特徴とする。
て、ＬＣ共振回路の共振周波数をインバータから出力さ
れる高周波交流電圧の周波数よりも高く設定することを
特徴とする。請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、ＬＣ共振回路の共振周波数をインバータから出力さ
れる高周波交流電圧の周波数よりも低く設定することを
特徴とする。
【０００７】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、インバータから出力される高周波交流電圧の周波数
の変化に応じて、ＬＣ共振回路の共振周波数が高周波交
流電圧の周波数に略等しくなるようにインダクタのイン
ダクタンスとコンデンサの容量との少なくとも一方を調
節する調節手段を備えたことを特徴とする。
て、インバータから出力される高周波交流電圧の周波数
の変化に応じて、ＬＣ共振回路の共振周波数が高周波交
流電圧の周波数に略等しくなるようにインダクタのイン
ダクタンスとコンデンサの容量との少なくとも一方を調
節する調節手段を備えたことを特徴とする。
【０００８】
【作用】請求項１の発明の構成では、交流電源と、交流
電源から供給される交流電圧を整流する整流器と、整流
器からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コ
ンデンサから出力される直流電圧を高周波交流電圧に変
換して負荷に供給するインバータと、インバータから出
力される高周波交流電圧を整流器の入力側に帰還する電
圧帰還器と、交流電源と整流器との間に接続され、電圧
帰還器により帰還される高周波交流電圧と共振するＬＣ
共振回路とを備えたので、帰還された高周波交流電圧が
ＬＣ共振回路における共振により増大して整流器の出力
電圧に重畳されることによって、平滑コンデンサの両端
電圧よりも高くなり、交流電源の交流電圧の一周期の略
全域に渡って交流電源から入力電流を流すことが可能と
なって入力電流の休止区間をなくすことができるもので
ある。
電源から供給される交流電圧を整流する整流器と、整流
器からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コ
ンデンサから出力される直流電圧を高周波交流電圧に変
換して負荷に供給するインバータと、インバータから出
力される高周波交流電圧を整流器の入力側に帰還する電
圧帰還器と、交流電源と整流器との間に接続され、電圧
帰還器により帰還される高周波交流電圧と共振するＬＣ
共振回路とを備えたので、帰還された高周波交流電圧が
ＬＣ共振回路における共振により増大して整流器の出力
電圧に重畳されることによって、平滑コンデンサの両端
電圧よりも高くなり、交流電源の交流電圧の一周期の略
全域に渡って交流電源から入力電流を流すことが可能と
なって入力電流の休止区間をなくすことができるもので
ある。
【０００９】請求項２の発明の構成では、ＬＣ共振回路
の共振周波数をインバータから出力される高周波交流電
圧の周波数よりも高く設定したので、通常の周波数より
も高い周波数の高周波交流電圧で負荷を駆動する場合
に、インバータの高周波交流電圧の周波数が上昇してＬ
Ｃ共振回路の共振周波数に近づくことによって、交流電
源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交流電源から入
力電流を流すことが可能となって入力電流の休止区間を
なくすことができるものである。
の共振周波数をインバータから出力される高周波交流電
圧の周波数よりも高く設定したので、通常の周波数より
も高い周波数の高周波交流電圧で負荷を駆動する場合
に、インバータの高周波交流電圧の周波数が上昇してＬ
Ｃ共振回路の共振周波数に近づくことによって、交流電
源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交流電源から入
力電流を流すことが可能となって入力電流の休止区間を
なくすことができるものである。
【００１０】請求項３の発明の構成では、ＬＣ共振回路
の共振周波数をインバータから出力される高周波交流電
圧の周波数よりも低く設定したので、通常の周波数より
も低い周波数の高周波交流電圧で負荷を駆動する場合
に、インバータの高周波交流電圧の周波数が下降してＬ
Ｃ共振回路の共振周波数に近づくことによって、交流電
源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交流電源から入
力電流を流すことが可能となって入力電流の休止区間を
なくすことができるものである。
の共振周波数をインバータから出力される高周波交流電
圧の周波数よりも低く設定したので、通常の周波数より
も低い周波数の高周波交流電圧で負荷を駆動する場合
に、インバータの高周波交流電圧の周波数が下降してＬ
Ｃ共振回路の共振周波数に近づくことによって、交流電
源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交流電源から入
力電流を流すことが可能となって入力電流の休止区間を
なくすことができるものである。
【００１１】請求項４の発明の構成では、インバータか
ら出力される高周波交流電圧の周波数の変化に応じて、
ＬＣ共振回路の共振周波数が高周波交流電圧の周波数に
略等しくなるようにインダクタのインダクタンスとコン
デンサの容量との少なくとも一方を調節する調節手段を
備えたので、インバータの高周波交流電圧の周波数が変
化した場合にも、調節手段によりその変化に応じてＬＣ
共振回路の共振周波数に略等しくすることによって、交
流電源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交流電源か
ら入力電流を流すことが可能となって入力電流の休止区
間をなくすことができるものである。
ら出力される高周波交流電圧の周波数の変化に応じて、
ＬＣ共振回路の共振周波数が高周波交流電圧の周波数に
略等しくなるようにインダクタのインダクタンスとコン
デンサの容量との少なくとも一方を調節する調節手段を
備えたので、インバータの高周波交流電圧の周波数が変
化した場合にも、調節手段によりその変化に応じてＬＣ
共振回路の共振周波数に略等しくすることによって、交
流電源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交流電源か
ら入力電流を流すことが可能となって入力電流の休止区
間をなくすことができるものである。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は本実施例における電源装置の概略回路構成
図を示すものである。図１に示すように、この電源装置
は、交流電源１と、インダクタＬ1 及びコンデンサＣ1
から成る共振回路２と、ダイオードブリッジＤＢと、平
滑コンデンサＣ0 と、インバータ回路３と、出力用トラ
ンスＴと、出力用トランスＴから共振回路２にインバー
タ回路３の高周波交流電圧を帰還する帰還巻線ｎとで構
成され、出力用トランスＴの２次側には負荷として放電
ランプ４が接続されている。なお、交流電源１に接続さ
れたインダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とは高周波カット
用のフィルタを構成するものである。
する。図１は本実施例における電源装置の概略回路構成
図を示すものである。図１に示すように、この電源装置
は、交流電源１と、インダクタＬ1 及びコンデンサＣ1
から成る共振回路２と、ダイオードブリッジＤＢと、平
滑コンデンサＣ0 と、インバータ回路３と、出力用トラ
ンスＴと、出力用トランスＴから共振回路２にインバー
タ回路３の高周波交流電圧を帰還する帰還巻線ｎとで構
成され、出力用トランスＴの２次側には負荷として放電
ランプ４が接続されている。なお、交流電源１に接続さ
れたインダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とは高周波カット
用のフィルタを構成するものである。
【００１３】上記帰還巻線ｎは、その出力側が共振回路
２のコンデンサＣ1 と直列に接続され、コンデンサＣ1
と帰還巻線ｎとの直列回路がダイオードブリッジＤＢと
並列に交流電源１に接続されている。交流電源１から供
給される交流電圧はダイオードブリッジＤＢにおいて全
波整流され、さらに平滑コンデンサＣ0 により平滑され
てインバータ回路３に入力されている。
２のコンデンサＣ1 と直列に接続され、コンデンサＣ1
と帰還巻線ｎとの直列回路がダイオードブリッジＤＢと
並列に交流電源１に接続されている。交流電源１から供
給される交流電圧はダイオードブリッジＤＢにおいて全
波整流され、さらに平滑コンデンサＣ0 により平滑され
てインバータ回路３に入力されている。
【００１４】インバータ回路３は、直列に接続された一
対のスイッチングトランジスタＱ1，Ｑ2 を交互に導通
遮断させることによって、平滑コンデンサＣ0 を介して
入力される直流電圧より高周波交流電圧を得て、その高
周波交流電圧を電流帰還トランスＣＴとコンデンサＣ3
との直列共振回路において共振させ、出力用トランスＴ
を介して放電ランプ４に高周波交流電圧を供給すること
により、放電ランプ４を始動及び点灯させているもので
ある。なお、スイッチングトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の導
通遮断の切り換え動作は、スイッチングトランジスタＱ
1 ，Ｑ2 の各ベースに２次巻線が接続された電流帰還ト
ランスＣＴによる自励動作である。また、スイッチング
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と並列にインバータ回路３を起
動するための起動回路５が接続されていて、この起動回
路５はカップリングコンデンサＣ 4 、抵抗Ｒ1 、ダイオ
ードＤ1 並びにダイアックＱ3 で構成されている。
対のスイッチングトランジスタＱ1，Ｑ2 を交互に導通
遮断させることによって、平滑コンデンサＣ0 を介して
入力される直流電圧より高周波交流電圧を得て、その高
周波交流電圧を電流帰還トランスＣＴとコンデンサＣ3
との直列共振回路において共振させ、出力用トランスＴ
を介して放電ランプ４に高周波交流電圧を供給すること
により、放電ランプ４を始動及び点灯させているもので
ある。なお、スイッチングトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の導
通遮断の切り換え動作は、スイッチングトランジスタＱ
1 ，Ｑ2 の各ベースに２次巻線が接続された電流帰還ト
ランスＣＴによる自励動作である。また、スイッチング
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と並列にインバータ回路３を起
動するための起動回路５が接続されていて、この起動回
路５はカップリングコンデンサＣ 4 、抵抗Ｒ1 、ダイオ
ードＤ1 並びにダイアックＱ3 で構成されている。
【００１５】一方、共振回路２の共振周波数ｆ0 は、イ
ンダクタＬ1 のインダクタンスをＬ 1 、コンデンサＣ1
の容量をＣ1 とすると次式で表される。
ンダクタＬ1 のインダクタンスをＬ 1 、コンデンサＣ1
の容量をＣ1 とすると次式で表される。
【００１６】
【式１】
【００１７】上記共振周波数ｆ0 がインバータ回路３か
ら出力される高周波交流電圧の周波数ｆに略等しくなる
ように、インダクタＬ1 のインダクタンス及びコンデン
サＣ1の容量を設定している。上記構成における回路動
作を図２により説明する。まず、交流電源１の交流電圧
が正の半周期にあるときを考える。共振回路２に接続さ
れた帰還巻線ｎにはインバータ回路３の動作周波数に応
じた高周波交流電圧が、図２におけるｖ1 の向きとその
逆のｖ2 の向きとに交互に生じている。そして、帰還巻
線ｎに生じる高周波交流電圧の周波数ｆと共振回路２の
共振周波数ｆ0 とは、上述のように略等しくなるように
設定されているので、帰還巻線ｎに生じる高周波交流電
圧によって共振回路２には共振電流ｉ1 が流れることに
なる。したがって、コンデンサＣ 1 の両端には高周波の
交流電圧が生じることになり、コンデンサＣ1 の両端電
圧と帰還巻線ｎに生じる高周波交流電圧とが交流電源１
の交流電圧に重畳され（図３（ａ）参照）、ダイオード
ブリッジＤＢにおいて全波整流されて平滑コンデンサＣ
0 を充電するのである。
ら出力される高周波交流電圧の周波数ｆに略等しくなる
ように、インダクタＬ1 のインダクタンス及びコンデン
サＣ1の容量を設定している。上記構成における回路動
作を図２により説明する。まず、交流電源１の交流電圧
が正の半周期にあるときを考える。共振回路２に接続さ
れた帰還巻線ｎにはインバータ回路３の動作周波数に応
じた高周波交流電圧が、図２におけるｖ1 の向きとその
逆のｖ2 の向きとに交互に生じている。そして、帰還巻
線ｎに生じる高周波交流電圧の周波数ｆと共振回路２の
共振周波数ｆ0 とは、上述のように略等しくなるように
設定されているので、帰還巻線ｎに生じる高周波交流電
圧によって共振回路２には共振電流ｉ1 が流れることに
なる。したがって、コンデンサＣ 1 の両端には高周波の
交流電圧が生じることになり、コンデンサＣ1 の両端電
圧と帰還巻線ｎに生じる高周波交流電圧とが交流電源１
の交流電圧に重畳され（図３（ａ）参照）、ダイオード
ブリッジＤＢにおいて全波整流されて平滑コンデンサＣ
0 を充電するのである。
【００１８】すなわち、図３（ａ）に示すように、コン
デンサＣ1 の両端電圧と、帰還巻線ｎに生じる高周波交
流電圧とが重畳された交流電源１の交流電圧は、その一
周期の略全域に渡って平滑コンデンサＣ0 の両端電圧Ｅ
0 よりも高くなるので、上記の略全域においてチョッピ
ング電流として平滑コンデンサＣ0 に充電電流が流れる
のである（図３（ｂ）参照）。その結果、交流電源１の
交流電圧の一周期の略全域に渡って入力電流が流れるこ
とになるため、従来例のような入力電流の休止区間をな
くすことができるのである（図３（ｂ）参照）。
デンサＣ1 の両端電圧と、帰還巻線ｎに生じる高周波交
流電圧とが重畳された交流電源１の交流電圧は、その一
周期の略全域に渡って平滑コンデンサＣ0 の両端電圧Ｅ
0 よりも高くなるので、上記の略全域においてチョッピ
ング電流として平滑コンデンサＣ0 に充電電流が流れる
のである（図３（ｂ）参照）。その結果、交流電源１の
交流電圧の一周期の略全域に渡って入力電流が流れるこ
とになるため、従来例のような入力電流の休止区間をな
くすことができるのである（図３（ｂ）参照）。
【００１９】このとき、負荷である放電ランプ４には、
図４に示すように低リップルの良好な電流波形のランプ
電流が流れることになる。さらに、本発明の構成であれ
ば、インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 との共振回路２よ
り得られる共振によるエネルギで平滑コンデンサＣ0 を
充電するので、交流電源１の交流電圧がゼロ付近にある
ときのランプ電流の低下が殆どなく、良好な光出力を得
ることができるのである。なお、図５に示すように、高
周波カット用のインダクタＬ2 の代わりに、２本の巻線
を同一鉄心に巻回して構成されるパッシブフィルタ６を
交流電源１に接続することによって、交流電源１から供
給される入力電流の高調波歪をさらに改善することがで
きる。
図４に示すように低リップルの良好な電流波形のランプ
電流が流れることになる。さらに、本発明の構成であれ
ば、インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 との共振回路２よ
り得られる共振によるエネルギで平滑コンデンサＣ0 を
充電するので、交流電源１の交流電圧がゼロ付近にある
ときのランプ電流の低下が殆どなく、良好な光出力を得
ることができるのである。なお、図５に示すように、高
周波カット用のインダクタＬ2 の代わりに、２本の巻線
を同一鉄心に巻回して構成されるパッシブフィルタ６を
交流電源１に接続することによって、交流電源１から供
給される入力電流の高調波歪をさらに改善することがで
きる。
【００２０】ところで、負荷が放電ランプ４であるよう
な場合には、放電ランプ４の光出力を絞った調光点灯モ
ード、あるいは放電ランプ４への電源供給を開始した直
後のフィラメントの予熱モードにおいては、インバータ
回路３の高周波交流電圧の周波数を通常の点灯モードに
おける周波数より上昇させている。よって、共振回路２
の共振周波数ｆ0 を通常の点灯モードにおけるインバー
タ回路３の高周波交流電圧の周波数ｆよりも高くなるよ
うにインダクタＬ1 のインダクタンス及びコンデンサＣ
1 の容量を設定すれば、上記のようなモードで放電ラン
プ４を点灯させる場合にも、インバータ回路３の高周波
交流電圧の周波数が上昇するにつれて設定した共振回路
２の共振周波数ｆ0 に近づき、上述のように交流電源１
の交流電圧がゼロ付近にあるときのランプ電流の低下が
殆どなく、良好な光出力を得ることができるのである。
な場合には、放電ランプ４の光出力を絞った調光点灯モ
ード、あるいは放電ランプ４への電源供給を開始した直
後のフィラメントの予熱モードにおいては、インバータ
回路３の高周波交流電圧の周波数を通常の点灯モードに
おける周波数より上昇させている。よって、共振回路２
の共振周波数ｆ0 を通常の点灯モードにおけるインバー
タ回路３の高周波交流電圧の周波数ｆよりも高くなるよ
うにインダクタＬ1 のインダクタンス及びコンデンサＣ
1 の容量を設定すれば、上記のようなモードで放電ラン
プ４を点灯させる場合にも、インバータ回路３の高周波
交流電圧の周波数が上昇するにつれて設定した共振回路
２の共振周波数ｆ0 に近づき、上述のように交流電源１
の交流電圧がゼロ付近にあるときのランプ電流の低下が
殆どなく、良好な光出力を得ることができるのである。
【００２１】また、共振回路２の共振周波数ｆ0 を通常
の点灯モードにおけるインバータ回路３の高周波交流電
圧の周波数ｆよりも低くなるようにインダクタＬ1 のイ
ンダクタンス及びコンデンサＣ1 の容量を設定すれば、
無負荷状態のようにインバータ回路３の高周波交流電圧
の周波数ｆを通常の点灯モードにおける周波数より下降
させる場合にも、インバータ回路３の高周波交流電圧の
周波数が下降するにつれて設定した共振回路２の共振周
波数ｆ0 に近づき、上述のように交流電源１の交流電圧
がゼロ付近にあるときのランプ電流の低下が殆どなく、
良好な光出力を得ることができるのである。
の点灯モードにおけるインバータ回路３の高周波交流電
圧の周波数ｆよりも低くなるようにインダクタＬ1 のイ
ンダクタンス及びコンデンサＣ1 の容量を設定すれば、
無負荷状態のようにインバータ回路３の高周波交流電圧
の周波数ｆを通常の点灯モードにおける周波数より下降
させる場合にも、インバータ回路３の高周波交流電圧の
周波数が下降するにつれて設定した共振回路２の共振周
波数ｆ0 に近づき、上述のように交流電源１の交流電圧
がゼロ付近にあるときのランプ電流の低下が殆どなく、
良好な光出力を得ることができるのである。
【００２２】さらに、共振回路２の共振周波数ｆ0 を変
化させることができるように、インダクタＬ1 のインダ
クタンス及びコンデンサＣ1 の容量の少なくともいずれ
か一方を調節する調節手段を設け、上述のようにインバ
ータ回路３の種々の動作状態により変化するインバータ
回路３の高周波交流電圧の周波数ｆに応じて、上記調節
手段により共振回路２の共振周波数ｆ0 を調節して高周
波交流電圧の周波数ｆに近づければ、インバータ回路３
のあらゆる動作状態において上述のように交流電源１の
交流電圧がゼロ付近にあるときのランプ電流の低下が殆
どなく、良好な光出力を得ることができるのである。
化させることができるように、インダクタＬ1 のインダ
クタンス及びコンデンサＣ1 の容量の少なくともいずれ
か一方を調節する調節手段を設け、上述のようにインバ
ータ回路３の種々の動作状態により変化するインバータ
回路３の高周波交流電圧の周波数ｆに応じて、上記調節
手段により共振回路２の共振周波数ｆ0 を調節して高周
波交流電圧の周波数ｆに近づければ、インバータ回路３
のあらゆる動作状態において上述のように交流電源１の
交流電圧がゼロ付近にあるときのランプ電流の低下が殆
どなく、良好な光出力を得ることができるのである。
【００２３】なお、本実施例においては負荷が放電ラン
プの場合について説明したがこれに限定する主旨ではな
い。また、インバータ回路も本実施例のものに限らず、
例えば一石式やＬ−プッシュプル式等種々の方式のもの
が使用できる。
プの場合について説明したがこれに限定する主旨ではな
い。また、インバータ回路も本実施例のものに限らず、
例えば一石式やＬ−プッシュプル式等種々の方式のもの
が使用できる。
【００２４】
【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源と、交流電
源から供給される交流電圧を整流する整流器と、整流器
からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コン
デンサから出力される直流電圧を高周波交流電圧に変換
して負荷に供給するインバータと、インバータから出力
される高周波交流電圧を整流器の入力側に帰還する電圧
帰還器と、交流電源と整流器との間に接続され、電圧帰
還器により帰還される高周波交流電圧と共振するＬＣ共
振回路とを備えたので、帰還された高周波交流電圧がＬ
Ｃ共振回路における共振により増大して整流器の出力電
圧に重畳されることによって、平滑コンデンサの両端電
圧よりも高くなり、交流電源の交流電圧の一周期の略全
域に渡って交流電源から入力電流を流すことが可能とな
る。その結果、入力電流のいわゆる休止区間をなくすこ
とができ、しかも簡単な回路構成で力率の向上と高調波
歪の改善とが図れるという効果がある。
源から供給される交流電圧を整流する整流器と、整流器
からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コン
デンサから出力される直流電圧を高周波交流電圧に変換
して負荷に供給するインバータと、インバータから出力
される高周波交流電圧を整流器の入力側に帰還する電圧
帰還器と、交流電源と整流器との間に接続され、電圧帰
還器により帰還される高周波交流電圧と共振するＬＣ共
振回路とを備えたので、帰還された高周波交流電圧がＬ
Ｃ共振回路における共振により増大して整流器の出力電
圧に重畳されることによって、平滑コンデンサの両端電
圧よりも高くなり、交流電源の交流電圧の一周期の略全
域に渡って交流電源から入力電流を流すことが可能とな
る。その結果、入力電流のいわゆる休止区間をなくすこ
とができ、しかも簡単な回路構成で力率の向上と高調波
歪の改善とが図れるという効果がある。
【００２５】請求項２の発明は、ＬＣ共振回路の共振周
波数をインバータから出力される高周波交流電圧の周波
数よりも高く設定したので、インバータの高周波交流電
圧の周波数が上昇してＬＣ共振回路の共振周波数に近づ
くことによって、交流電源の交流電圧の一周期の略全域
に渡って交流電源から入力電流を流すことが可能となっ
て入力電流の休止区間をなくすことができ、通常の周波
数よりも高い周波数の高周波交流電圧で負荷を駆動する
場合に力率の向上と高調波歪の改善とが図れるという効
果がある。
波数をインバータから出力される高周波交流電圧の周波
数よりも高く設定したので、インバータの高周波交流電
圧の周波数が上昇してＬＣ共振回路の共振周波数に近づ
くことによって、交流電源の交流電圧の一周期の略全域
に渡って交流電源から入力電流を流すことが可能となっ
て入力電流の休止区間をなくすことができ、通常の周波
数よりも高い周波数の高周波交流電圧で負荷を駆動する
場合に力率の向上と高調波歪の改善とが図れるという効
果がある。
【００２６】請求項３の発明は、ＬＣ共振回路の共振周
波数をインバータから出力される高周波交流電圧の周波
数よりも低く設定したので、インバータの高周波交流電
圧の周波数が下降してＬＣ共振回路の共振周波数に近づ
くことによって、交流電源の交流電圧の一周期の略全域
に渡って交流電源から入力電流を流すことが可能となっ
て入力電流の休止区間をなくすことができ、通常の周波
数よりも低い周波数の高周波交流電圧で負荷を駆動する
場合に力率の向上と高調波歪の改善とが図れるという効
果がある。
波数をインバータから出力される高周波交流電圧の周波
数よりも低く設定したので、インバータの高周波交流電
圧の周波数が下降してＬＣ共振回路の共振周波数に近づ
くことによって、交流電源の交流電圧の一周期の略全域
に渡って交流電源から入力電流を流すことが可能となっ
て入力電流の休止区間をなくすことができ、通常の周波
数よりも低い周波数の高周波交流電圧で負荷を駆動する
場合に力率の向上と高調波歪の改善とが図れるという効
果がある。
【００２７】請求項４の発明は、インバータから出力さ
れる高周波交流電圧の周波数の変化に応じて、ＬＣ共振
回路の共振周波数が高周波交流電圧の周波数に略等しく
なるようにインダクタのインダクタンスとコンデンサの
容量との少なくとも一方を調節する調節手段を備えたの
で、インバータから出力される高周波交流電圧の周波数
の変化に応じて、調節手段によりＬＣ共振回路の共振周
波数を高周波交流電圧の周波数に略等しくすることによ
って、交流電源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交
流電源から入力電流を流すことが可能となって入力電流
の休止区間をなくすことができ、インバータの高周波交
流電圧の周波数が変化した場合にも力率の向上と高調波
歪の改善とが図れるという効果がある。
れる高周波交流電圧の周波数の変化に応じて、ＬＣ共振
回路の共振周波数が高周波交流電圧の周波数に略等しく
なるようにインダクタのインダクタンスとコンデンサの
容量との少なくとも一方を調節する調節手段を備えたの
で、インバータから出力される高周波交流電圧の周波数
の変化に応じて、調節手段によりＬＣ共振回路の共振周
波数を高周波交流電圧の周波数に略等しくすることによ
って、交流電源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交
流電源から入力電流を流すことが可能となって入力電流
の休止区間をなくすことができ、インバータの高周波交
流電圧の周波数が変化した場合にも力率の向上と高調波
歪の改善とが図れるという効果がある。
【図１】実施例を示す概略回路図である。
【図２】同上の要部を示す回路図である。
【図３】（ａ）及び（ｂ）は同上の動作を説明するため
の波形図である。
の波形図である。
【図４】同上の放電ランプのランプ電流の波形図であ
る。
る。
【図５】同上の他の例を示す概略回路図である。
【図６】従来例を示す概略回路図である。
【図７】同上の電源電圧と入力電流を示す波形図であ
る。
る。
【図８】同上の電源電圧及び放電ランプのランプ電流の
波形図である。
波形図である。
１ 交流電源 ２ 共振回路 ３ インバータ回路 ４ 放電ランプ Ｌ1 インダクタ Ｃ1 コンデンサ ｎ 帰還巻線
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源と、交流電源から供給される交
流電圧を整流する整流器と、整流器からの出力電圧を平
滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサから出力され
る直流電圧を高周波交流電圧に変換して負荷に供給する
インバータと、インバータから出力される高周波交流電
圧を整流器の入力側に帰還する電圧帰還器と、交流電源
と整流器との間に接続され、電圧帰還器により帰還され
る高周波交流電圧と共振するＬＣ共振回路とを備えたこ
とを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 ＬＣ共振回路の共振周波数をインバータ
から出力される高周波交流電圧の周波数よりも高く設定
することを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 ＬＣ共振回路の共振周波数をインバータ
から出力される高周波交流電圧の周波数よりも低く設定
することを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項４】 インバータから出力される高周波交流電
圧の周波数の変化に応じて、ＬＣ共振回路の共振周波数
が高周波交流電圧の周波数に略等しくなるようにインダ
クタのインダクタンスとコンデンサの容量との少なくと
も一方を調節する調節手段を備えたことを特徴とする請
求項１記載の電源装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29503093A JP3329913B2 (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | 電源装置 |
| CN941051579A CN1065106C (zh) | 1993-11-15 | 1994-04-28 | 电源装置 |
| US08/235,346 US5644480A (en) | 1993-11-15 | 1994-04-29 | Power source device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29503093A JP3329913B2 (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07147778A true JPH07147778A (ja) | 1995-06-06 |
| JP3329913B2 JP3329913B2 (ja) | 2002-09-30 |
Family
ID=17815419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29503093A Expired - Fee Related JP3329913B2 (ja) | 1993-11-15 | 1993-11-25 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3329913B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100377870B1 (ko) * | 2000-12-29 | 2003-04-03 | 세빛 주식회사 | 고조파 전력필터 장치 |
| KR100420962B1 (ko) * | 2001-10-20 | 2004-03-02 | 학교법인 포항공과대학교 | 고역률 하프 브리지형 컨버터 |
-
1993
- 1993-11-25 JP JP29503093A patent/JP3329913B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100377870B1 (ko) * | 2000-12-29 | 2003-04-03 | 세빛 주식회사 | 고조파 전력필터 장치 |
| KR100420962B1 (ko) * | 2001-10-20 | 2004-03-02 | 학교법인 포항공과대학교 | 고역률 하프 브리지형 컨버터 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3329913B2 (ja) | 2002-09-30 |
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Legal Events
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