JP2000270553A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】軽負荷時に回路素子にかかるストレスを低減し
た電源装置を提供する。 【解決手段】インバータ回路ＩＮＶはスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の直列回路を有し、出力端にはトランスＴ１
の一次巻線の一端が接続され、トランスＴ１の二次側に
はＬＣ共振回路及び放電灯Ｌａからなる負荷回路が接続
される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端間には平滑
コンデンサＣ３と、平滑コンデンサＣ３の放電用のダイ
オードＤ４との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ
３及びダイオードＤ４の接続点とトランスＴ１の一次巻
線の他端との間には平滑コンデンサＣ３の充電電用のダ
イオードＤ３が接続される。制御回路１は、平滑コンデ
ンサＣ３を充電する側のスイッチング素子Ｑ２のオンデ
ューティを、軽負荷時は定格時に比べて大きくなるよう
に制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源の電源電
圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ回路
により高周波に変換して負荷に供給する電源装置に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】この種の電源装置としては、図１２に示
すように、交流電源ＡＣの電源電圧を整流する整流器Ｄ
Ｂと、整流器ＤＢの直流出力端子間にダイオードＤ２５
及びインピーダンス要素Ｚの並列回路を介して接続され
たバイポーラトランジスタよりなるスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に
それぞれ逆並列接続されたダイオードＤ２１，Ｄ２２
と、整流器ＤＢの直流出力端子間に接続されたコンデン
サＣ２３，Ｃ２４の直列回路と、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の接続点とコンデンサＣ２３，Ｃ２４の接続点
との間にインダクタＬ１１を介して接続されたコンデン
サＣ２２及び負荷Ｆの並列回路と、ダイオードＤ２５及
びインピーダンス要素Ｚの並列回路とスイッチング素子
Ｑ１との接続点に一端が接続された電解コンデンサより
なる平滑コンデンサＣ２５と、平滑コンデンサＣ２５の
他端にアノードが接続されると共に、コンデンサＣ２２
及び負荷Ｆの並列回路とインダクタＬ１１の接続点にカ
ソードが接続されたダイオードＤ２３と、平滑コンデン
サＣ２５の他端にカソードが接続されると共に、整流器
ＤＢの低電位側出力端子にアノードが接続されたダイオ
ードＤ２４とを備えたものがあった（特開平５−５６６
４７号公報参照）。

【０００３】本回路では、制御回路１によってスイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフし、整流器ＤＢ
の出力電圧又は平滑コンデンサＣ２５の充電電圧を電源
として、ハーフブリッジ型のインバータ回路として動作
し、負荷Ｆに高周波電圧を供給する。すなわち、スイッ
チング素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ２３→ダイ
オードＤ２５及びインピーダンス要素Ｚの並列回路→ス
イッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１１→負荷Ｆ及びコ
ンデンサＣ２２の並列回路→コンデンサＣ２３の経路で
電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、コン
デンサＣ２４→負荷Ｆ及びコンデンサＣ２２の並列回路
→インダクタＬ１１→スイッチング素子Ｑ２→コンデン
サＣ２４の経路で電流が流れるので、負荷Ｆにはトラン
ジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数の高周波電力が
供給される。なお、コンデンサＣ２２及びインダクタＬ
１１はＬＣ直列共振回路を構成し、共振作用により発生
した電圧が負荷Ｆに印加される。

【０００４】次に平滑コンデンサＣ２５の充放電動作に
ついて説明する。電源電圧が十分高い期間にスイッチン
グ素子Ｑ２がオンになると、交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ
→ダイオードＤ２５及びインピーダンス要素Ｚの並列回
路→平滑コンデンサＣ２５→ダイオードＤ２３→インダ
クタＬ１１→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢ→交流
電源ＡＣの経路で電流が流れて、インダクタＬ１１にエ
ネルギが蓄積される。その後、スイッチング素子Ｑ２が
オフになると、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギ
により、インダクタＬ１１→ダイオードＤ２１→平滑コ
ンデンサＣ２５→ダイオードＤ２３→インダクタＬ１１
の経路で回生電流が流れて、平滑コンデンサＣ２５が充
電される。このように、インダクタＬ１１、ダイオード
Ｄ２１，Ｄ２３、スイッチング素子Ｑ１及び平滑コンデ
ンサＣ２５は降圧チョッパ回路を構成しており、平滑コ
ンデンサＣ２５を充電している。

【０００５】一方、電源電圧が低い期間にスイッチング
素子Ｑ２がオンになると、コンデンサＣ２５からインピ
ーダンス要素Ｚ→コンデンサＣ２３→負荷Ｆ及びコンデ
ンサＣ２２の並列回路→インダクタＬ１１→スイッチン
グ素子Ｑ２→ダイオードＤ２４→平滑コンデンサＣ２５
の経路で放電電流が流れる。この時、インピーダンス要
素Ｚには図中右向きに電圧が発生するので、整流器ＤＢ
の出力電圧が平滑コンデンサＣ２５の両端電圧より低く
ても、交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→コンデンサＣ２３→
負荷Ｆ及びコンデンサＣ２２の並列回路→インダクタＬ
１１→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢ→交流電源Ａ
Ｃの経路で入力電流が引き込まれるから、入力電流の高
調波成分を低減することができる。

【０００６】また、特開平９−１２１５５０号公報に示
されるように、上述の電源装置と類似した構成の回路を
有し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に印加さ
れる電圧を低減した電源装置も従来より提供されてい
る。この電源装置は、図１３に示すように、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフを繰り返すことによ
り負荷である放電灯Ｌａを高周波点灯させるハーフブリ
ッジ型のインバータ回路ＩＮＶを備えており、ダイオー
ドＤ３１と、ダイオードＤ３２及びコンデンサＣ３２の
並列回路とにより交流電源ＡＣの１周期の略全期間にわ
たり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフに応じ
て交流電源ＡＣからインバータ回路ＩＮＶの負荷回路を
介して電流が供給されるため、入力電流波形を略正弦波
状にすることが可能となり、従って入力力率が高力率で
入力電流波形歪の改善も可能となる。またダイオードＤ
３３，Ｄ３４、インダクタＬ２２及び平滑コンデンサＣ
３３からなる補助電源回路ＰＯＷは所謂降圧チョッパ回
路を構成しており、スイッチング素子Ｑ２のオン時にダ
イオードＤ３３及びインダクタＬ２２を介して平滑コン
デンサＣ３３を充電し、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コ
ンデンサＣ３３の充電電圧よりも低い期間では、ダイオ
ードＤ３４を介して平滑コンデンサＣ３３の充電電圧が
インバータ回路に給電される。

【０００７】本回路の動作を以下に簡単に説明する。ス
イッチング素子Ｑ１がオンになると、交流電源ＡＣ→フ
ィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→イ
ンダクタＬ２１→放電灯Ｌａ（放電灯Ｌａの点灯前はコ
ンデンサＣ３６にも流れる）→コンデンサＣ３４→ダイ
オードＤ３１→整流器ＤＢ→フィルタ回路Ｆ→交流電源
ＡＣの経路で電流が流れる。次にスイッチング素子Ｑ１
がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、コンデ
ンサＣ３４，Ｃ３６、インダクタＬ２１及び放電灯Ｌａ
から成る振動回路に蓄積されたエネルギにより、インダ
クタＬ２１→放電灯Ｌａ（コンデンサＣ３６）→コンデ
ンサＣ３４→コンデンサＣ３２→スイッチング素子Ｑ２
の寄生ダイオード→インダクタＬ２１の経路で所謂回生
電流が流れ、コンデンサＣ３２には電荷が蓄積される。
ここで、コンデンサＣ３２の充電電圧と整流器ＤＢの出
力電圧（＝コンデンサＣ３１の両端電圧）との合成電圧
がコンデンサＣ３５の両端電圧Ｖｃ３５を越えると、コ
ンデンサＣ３１，Ｃ３２の電荷がダイオードＤ３１を介
してコンデンサＣ３５に充電される。

【０００８】そして、引き続きコンデンサＣ３４を電源
としてコンデンサＣ３４→放電灯Ｌａ（コンデンサＣ３
６）→インダクタＬ２１→スイッチング素子Ｑ２→コン
デンサＣ３２→コンデンサＣ３４の経路で電流が流れ、
コンデンサＣ３２の充電電圧が０Ｖになるとダイオード
Ｄ３２が導通する。

【０００９】次にスイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッ
チング素子Ｑ１がオンになると、所謂回生電流がインダ
クタＬ２１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→
コンデンサＣ３５→ダイオードＤ３２→コンデンサＣ３
４→放電灯Ｌａ（コンデンサＣ３６）→インダクタＬ２
１の経路で流れる。その後、コンデンサＣ３５→スイッ
チング素子Ｑ１→インダクタＬ２１→放電灯Ｌａ（コン
デンサＣ３６）→コンデンサＣ３４→コンデンサＣ３２
→コンデンサＣ３５の経路で電流が流れてコンデンサＣ
３２の充電が行われ、コンデンサＣ３１，Ｃ３２とによ
る合成電圧がコンデンサＣ３５の両端電圧Ｖｃ３５を越
えると、コンデンサＣ３１，Ｃ３２の充電電荷によりコ
ンデンサＣ３５が充電され、再び交流電源ＡＣ→フィル
タ回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→インダ
クタＬ２１→放電灯Ｌａ（コンデンサＣ３６）→コンデ
ンサＣ３４→ダイオードＤ１→整流器ＤＢ→フィルタ回
路Ｆ→交流電源ＡＣの経路で入力電源が流れ、以上の様
な動作を繰り返す。

【００１０】即ち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン
・オフによりコンデンサＣ３２の充放電が繰り返され、
コンデンサＣ３２の充電電圧及び整流器ＤＢの出力電圧
（＝コンデンサＣ３１の両端電圧）の和の電圧と、コン
デンサＣ３５の両端電圧Ｖｃ３５との高低をダイオード
Ｄ３１が比較することによって交流電源ＡＣから入力電
流が供給される。

【００１１】また、スイッチング素子Ｑ２がオンになる
と、コンデンサＣ３５からインダクタＬ２２→平滑コン
デンサＣ３３→ダイオードＤ３３→スイッチング素子Ｑ
２→コンデンサＣ３５の経路で充電電流が流れ、平滑コ
ンデンサＣ３３が充電される。ここで、コンデンサＣ３
５の両端電圧Ｖｃ３５が、コンデンサＣ３２の充電電圧
と整流器ＤＢの出力電圧との合成電圧よりも低下する
と、交流電源ＡＣ→フィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→イン
ダクタＬ２２→平滑コンデンサＣ３３→ダイオードＤ３
３→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ３２及びコン
デンサＣ３２の並列回路→ダイオードＤ３１→整流器Ｄ
Ｂ→フィルタ回路Ｆ→交流電源ＡＣの経路で平滑コンデ
ンサＣ３３に充電電流が流れる。一方、平滑コンデンサ
Ｃ３３の放電は、コンデンサＣ３５の両端電圧Ｖｃ３５
が平滑コンデンサＣ３３の両端電圧Ｖｃ３３より低い場
合に行われ、平滑コンデンサＣ３３からダイオードＤ３
４を介してコンデンサＣ３５に電荷が放電され、それが
インバータ回路ＩＮＶの電源として作用する。

【００１２】ここで、制御回路１はコンデンサＣ３５の
両端電圧Ｖｃ３５を検出して、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２のデューティ制御を行っており、放電灯Ｌａの始動
時などの軽負荷時において平滑コンデンサＣ３３の両端
電圧Ｖｃ３３が昇圧するのを抑制している。軽負荷時に
おいて平滑コンデンサＣ３３の両端電圧Ｖｃ３３が昇圧
するのは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数
と、スイッチング素子Ｑ１のオン時に交流電源ＡＣ→フ
ィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→イ
ンダクタＬ２１→放電灯Ｌａ（コンデンサＣ３６）→コ
ンデンサＣ３４→ダイオードＤ３１→整流器ＤＢ→フィ
ルタ回路Ｆ→交流電源ＡＣの経路で電流Ｉ１が流れるモ
ード、つまり交流電源ＡＣから直接ＬＣ共振負荷に電力
供給される動作モードとが影響していると考えられ、こ
の動作モードの発生時間が長ければ長いほど、またこの
動作モードが発生している時の交流電源ＡＣの電圧値が
高ければ高いほど、両端電圧Ｖｃ３３の昇圧度は大きく
なる。

【００１３】そこで、この動作モードを少なくするため
に、軽負荷時においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオ
ン時間をスイッチング素子Ｑ１よりスイッチング素子Ｑ
２の方が長くなるようにアンバランス制御し、両端電圧
Ｖｃ３３の昇圧を抑制するために、交流電源ＡＣと追従
した部分平滑電圧を検出して、交流電源電圧のピーク
（山部）付近でのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周
波数を、ゼロクロス（谷部）付近での動作周波数よりも
高く制御することが考えられる。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の動作周波数を全体的に高くすれば平滑コンデ
ンサＣ３３の両端電圧Ｖｃ３３の昇圧は低減されるが、
放電灯Ｌａへの予熱電力が十分に得にくくなるから、ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比をアンバラン
スに制御するデューティ制御と、交流電源電圧のピーク
付近とゼロクロス付近とにおける周波数変調を組み合わ
せることにより、放電灯Ｌａへの予熱電力を確保しつ
つ、平滑コンデンサＣ３３の両端電圧Ｖｃ３３の昇圧を
抑制することができる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】上述した図１３に示す
電源装置では、放電灯Ｌａの始動時などの軽負荷時にコ
ンデンサＣ３３の昇圧を抑制して、回路素子に加わる高
電圧ストレスを低減することはできるが、降圧チョッパ
回路を構成するインダクタＬ２２とは別に、コンデンサ
Ｃ３４，Ｃ３６などとともに共振回路を構成するインダ
クタＬ２１を設けているので、部品数が増加してコスト
高となるという問題があった。

【００１５】そこで、本発明者らは、図１４に示すよう
に降圧チョッパ回路を構成するインダクタと、共振回路
を構成するインダクタ（すなわちリーケージトランスＴ
１’の漏れインダクタンス）とを共用してコストを低減
した回路を従来より提案しているが、インダクタを降圧
チョッパ回路と共振回路で共用しているので、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間を個別に制御しにくく、
軽負荷時においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回
路の両端間に印加される電圧が上昇してしまい、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２などの回路部品に高電圧ストレス
がかかるという問題があった。

【００１６】また、制御回路１がスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２のオンデューティを上述のようにアンバランス
に制御すると、放電灯Ｌａの予熱時に放電灯Ｌａの両端
間に印加される電圧の低周波リップルが大きくなり、放
電灯Ｌａの両端間に高電圧が印加されるため、所定の先
行予熱電流が確保されるとフィラメントが十分予熱され
ていないにも関わらず点灯してしまい（コールドスター
ト）、フィラメントの断線やランプ管端の黒化などが発
生して、ランプ寿命が短くなるという問題もあった。

【００１７】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
であり、その目的とするところは、回路素子に加わるス
トレスを低減することのできる電源装置を提供すること
にある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、交流電源の電源電圧を整流す
る整流器と、少なくとも１個のスイッチング要素を有し
直流電圧を高周波電圧に変換して少なくともＬＣ共振回
路を含む負荷回路に供給するインバータ回路と、整流器
の出力電圧を平滑してインバータ回路に供給する平滑コ
ンデンサと、整流器の直流出力端からスイッチング要素
と負荷回路の一部とを介して平滑コンデンサに充電電流
を流すための充電用ダイオードと、平滑コンデンサから
インバータ回路への給電経路に挿入され平滑コンデンサ
の放電電流を流すための放電用ダイオードとを備え、ス
イッチング要素に印加される電圧を低下させるよう平滑
コンデンサを充電する側のスイッチング要素のオンデュ
ーティを変化させるデューティ可変手段を設けたことを
特徴とし、インバータ回路を構成するスイッチング要素
のオン時に該スイッチング要素と負荷回路の一部と充電
用ダイオードとを介して平滑コンデンサに充電電流が流
れて平滑コンデンサが充電され、整流器の出力電圧が低
い期間には平滑コンデンサから放電用ダイオードを介し
てインバータ回路に放電電流が流れるので、電源電圧が
低い期間にもインバータ回路に電力供給することがで
き、しかも負荷回路を構成するＬＣ共振回路のインダク
タとインバータ回路を構成するスイッチング要素とを、
整流器の出力電圧を平滑するチョッパ回路の構成要素と
して兼用することにより、部品点数を少なくしてコスト
ダウンを図ることができ、且つ、デューティ可変手段を
用いて平滑コンデンサを充電する側のスイッチング要素
のオンデューティを変化させることにより、スイッチン
グ要素を介して平滑コンデンサに充電電流を流す期間を
変化させることができるから、平滑コンデンサの両端電
圧を変化させて、スイッチング要素に印加される電圧を
抑制することができる。

【００１９】請求項２の発明では、交流電源の電源電圧
を整流する整流器と、少なくとも１個のスイッチング要
素を有し直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回
路と、整流器の出力電圧を平滑してインバータ回路に供
給する平滑コンデンサと、平滑コンデンサからインバー
タ回路への給電経路に挿入され平滑コンデンサの放電電
流を流すための放電用ダイオードと、整流器の直流出力
端からインバータ回路への給電経路に挿入されたインピ
ーダンス要素と、インバータ回路の出力端と整流器の直
流出力端との間に一次巻線が接続されたトランスと該ト
ランスの二次側に接続された負荷及び共振回路とを含み
インバータ回路から高周波電圧が供給される負荷回路
と、整流器の直流出力端からスイッチング要素と負荷回
路の一部とを介して平滑コンデンサに充電電流を流すた
めの充電用ダイオードとを備え、スイッチング要素に印
加される電圧を低下させるように平滑コンデンサを充電
する側のスイッチング要素のオンデューティを変化させ
るデューティ可変手段を設けたことを特徴とし、インバ
ータ回路を構成するスイッチング要素のオン時に該スイ
ッチング要素と負荷回路の一部と充電用ダイオードとを
介して平滑コンデンサに充電電流が流れて平滑コンデン
サが充電され、整流器の出力電圧が低い期間には平滑コ
ンデンサから放電用ダイオードを介してインバータ回路
に放電電流が流れるので、電源電圧が低い期間にもイン
バータ回路に電力供給することができ、しかも負荷回路
を構成する共振回路のインダクタとインバータ回路を構
成するスイッチング要素とを、整流器の出力電圧を平滑
するチョッパ回路の構成要素として兼用することによ
り、部品点数を少なくしてコストダウンを図ることがで
き、且つ、デューティ可変手段を用いて平滑コンデンサ
を充電する側のスイッチング要素のオンデューティを変
化させることにより、スイッチング要素を介して平滑コ
ンデンサに充電電流を流す期間を変化させることができ
るから、平滑コンデンサの両端電圧を変化させて、スイ
ッチング要素に印加される電圧を抑制することができ
る。

【００２０】請求項３の発明では、請求項１又は２の発
明において、上記デューティ可変手段は、平滑コンデン
サを充電する側のスイッチング要素のオンデューティ
を、軽負荷時は定格負荷時に比べて大きくすることを特
徴とし、軽負荷時は負荷回路の消費電力が小さいため、
インバータ回路のスイッチング要素に印加される電圧が
定格負荷時に比べて上昇するが、平滑コンデンサを充電
する側のスイッチング要素のオンデューティを軽負荷時
は定格負荷時に比べて大きくしているので、スイッチン
グ要素を介して平滑コンデンサに充電電流が流れる期間
が長くなり、平滑コンデンサの充電電荷が増加するか
ら、スイッチング要素に印加される電圧が低下し、スイ
ッチング要素に耐圧の低い素子を用いることができる。

【００２１】請求項４の発明では、請求項１又は２の発
明において、上記負荷回路は放電灯を含み、上記デュー
ティ可変手段は、平滑コンデンサを充電する側のスイッ
チング要素のオンデューティを、放電灯始動時は定格点
灯時に比べて大きくすることを特徴とし、放電灯始動時
は負荷である放電灯の消費電力が小さいため、インバー
タ回路のスイッチング要素に印加される電圧が定格点灯
時に比べて上昇するが、平滑コンデンサを充電する側の
スイッチング要素のオンデューティを放電灯始動時は定
格点灯時に比べて大きくしているので、スイッチング要
素を介して平滑コンデンサに充電電流が流れる期間が長
くなり、平滑コンデンサの充電電荷が増加するから、ス
イッチング要素に印加される電圧が低下し、スイッチン
グ要素に耐圧の低い素子を用いることができる。

【００２２】請求項５の発明では、請求項１又は２の発
明において、上記負荷回路は予熱用の電極を有する放電
灯を含み、上記デューティ可変手段は、平滑コンデンサ
を充電する側のスイッチング要素のオンデューティを、
予熱時は定格点灯時に比べて小さくすることを特徴と
し、平滑コンデンサを充電する側のスイッチング要素の
オンデューティを放電灯予熱時は定格点灯時に比べて小
さくしているので、スイッチング要素を介して平滑コン
デンサに充電電流が流れる期間が短くなり、平滑コンデ
ンサの充電電荷が減少するから、インバータ回路に供給
される電圧波形は交流電源電圧のピーク付近における電
圧とゼロクロス付近における電圧との電位差が大きいよ
うな電圧波形となるが、インバータ回路の出力電圧波形
は交流電源電圧のピーク付近とゼロクロス付近とでピー
ク値が略等しくなるような電圧波形となるので、放電灯
を始動させるのに十分な高い電圧が発生しにくく、デュ
ーティ制御や周波数変調制御を組み合わせるような複雑
な制御を行うことなく、予熱が不十分な状態で放電灯が
点灯するのを防止できる。

【００２３】請求項６の発明では、請求項１又は２の発
明において、上記デューティ可変手段は、スイッチング
要素を自励発振させる制御回路から構成され、平滑コン
デンサを充電する側のスイッチング要素がオンになって
から一定時間が経過すると、上記制御回路は該スイッチ
ング要素を強制的にオフさせることを特徴とし、制御回
路はスイッチング要素がオンになってから一定時間が経
過すると、スイッチング要素を強制的にオフさせている
ので、スイッチング要素のオンデューティを変化させる
ことができ、スイッチング要素を介して平滑コンデンサ
に充電電流の流れる期間が変化するから、平滑コンデン
サの両端電圧を変化させて、スイッチング要素に印加さ
れる電圧を抑制することができる。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下に本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。

【００２５】（実施形態１）図１は本実施形態の電源装
置の回路図である。本回路は、交流電源ＡＣの電源電圧
を整流する整流器ＤＢと、整流器ＤＢの高電位側の直流
出力端子にアノードが接続されたダイオードＤ１と、ダ
イオードＤ１のカソードにアノードが接続されたダイオ
ードＤ２と、ダイオードＤ２に並列接続されたコンデン
サＣ２と、整流器ＤＢの直流出力端間にダイオードＤ１
と、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２の並列回路から
なるインピーダンス要素とを介して接続された例えばＦ
ＥＴよりなるスイッチング素子（スイッチング要素）Ｑ
１，Ｑ２の直列回路と、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点
とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に直流カ
ット用のコンデンサＣ４を介して一次巻線が接続された
トランスＴ１と、トランスＴ１の二次巻線の両端間に共
振用のインダクタＬ１を介して両フィラメント電極の電
源側端子が接続された例えば予熱用のフィラメント電極
を有する蛍光ランプからなる放電灯Ｌａと、放電灯Ｌａ
の両フィラメント電極の非電源側端子間に接続された共
振用のコンデンサＣ２１と、ダイオードＤ２とスイッチ
ング素子Ｑ１の接続点に一端が接続された平滑コンデン
サＣ３と、平滑コンデンサＣ３の他端にカソードが接続
されるとともに整流器ＤＢの低電位側の直流出力端子と
の間にアノードが接続される放電用ダイオードＤ４と、
平滑コンデンサＣ３とダイオードＤ４の接続点にアノー
ドが接続されるとともにコンデンサＣ４とトランスＴ１
の接続点にカソードが接続される充電用ダイオードＤ３
と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端間に接続された
小容量のコンデンサＣ５と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２のオン・オフを制御するデューティ可変手段たる制御
回路１とで構成される。ここに、平滑コンデンサＣ３、
トランスＴ１、トランスＴ１の二次側に接続された負荷
回路、ダイオードＤ３，Ｄ４及びスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２から所謂降圧チョッパ回路を構成しており、こ
の降圧チョッパ回路から補助電源回路ＰＯＷが構成され
る。

【００２６】本回路の動作を図２（ａ）〜（ｇ）を参照
して説明する。尚、図２（ａ）〜（ｇ）中の矢印は電流
の流れる経路を示している。先ずスイッチング素子Ｑ２
がオンすると、図２（ａ）に示すように負荷回路の回生
電流が、トランスＴ１の一次巻線→コンデンサＣ４→ダ
イオードＤ２及びコンデンサＣ２の並列回路→コンデン
サＣ５→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→トラ
ンスＴ１の一次巻線の経路で流れる（モード１）。負荷
回路に流れる回生電流が反転すると、図２（ｂ）に示す
ようにコンデンサＣ５を電源としてコンデンサＣ５→コ
ンデンサＣ２→コンデンサＣ４→トランスＴ１の一次巻
線→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５の経路で電
流が流れ、コンデンサＣ２に電荷が充電される（モード
２）。

【００２７】コンデンサＣ２の両端電圧が増加し、整流
器ＤＢの出力電圧｜Ｖｓ｜とコンデンサＣ５の両端電圧
Ｖｃ５との差の電圧に達すると、図２（ｃ）に示すよう
に交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→コンデンサＣ４→トラン
スＴ１の一次巻線→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢ
→交流電源ＡＣの経路で入力電流が引き込まれ、コンデ
ンサＣ４に電荷が充電される（モード３）。コンデンサ
Ｃ４の両端電圧が増加するにつれて、コンデンサＣ４と
ダイオードＤ３の接続点の電位が低下し、コンデンサＣ
５の両端電圧Ｖｃ５と平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖ
ｃ３との差電圧よりも小さくなると、図２（ｄ）に示す
ようにコンデンサＣ５→平滑コンデンサＣ３→ダイオー
ドＤ３→トランスＴ１の一次巻線→スイッチング素子Ｑ
２→コンデンサＣ５の経路で電流が流れて、平滑コンデ
ンサＣ３が充電される（モード４）。図２（ｄ）に示す
経路でコンデンサＣ５の充電電荷が放電して、コンデン
サＣ５の両端電圧Ｖｃ５が低下し、整流器ＤＢの出力電
圧｜Ｖｓ｜よりも低下すると、図２（ｅ）に示すよう
に、交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→ダイオードＤ１→ダイ
オードＤ２及びコンデンサＣ２の並列回路→平滑コンデ
ンサＣ３→ダイオードＤ３→トランスＴ１の一次巻線→
スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢ→交流電源ＡＣの経
路で電流が流れ、平滑コンデンサＣ３が充電される（モ
ード５）。

【００２８】次に、スイッチング素子Ｑ１がオンする
と、図２（ｆ）に示すようにインバータ回路ＩＮＶに流
れる共振電流によりトランスＴ１の一次巻線→スイッチ
ング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ３→
ダイオードＤ３→トランスＴ１の一次巻線の経路電流が
流れ、引き続き平滑コンデンサＣ３を充電する（モード
６）。その後共振電流が反転すると、図２（ｇ）に示す
ようにトランスＴ１の一次巻線→コンデンサＣ４→ダイ
オードＤ２及びコンデンサＣ２の並列回路→スイッチン
グ素子Ｑ１→トランスＴ１の一次巻線の経路で電流が流
れ（モード７）、その後は図２（ａ）に示すモードに戻
って、上述の動作を繰り返す。このように、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２がオン・オフすることによって、トラ
ンスＴ１の一次巻線に流れる電流の方向が反転し、負荷
に交番した電流を流すことができる。なお、平滑コンデ
ンサＣ３の放電は、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデ
ンサＣ３の両端電圧より低い場合に行われ、平滑コンデ
ンサＣ３の充電電荷はダイオードＤ４を介して放電さ
れ、インバータ回路ＩＮＶに給電される。

【００２９】ここで、負荷である放電灯Ｌａが始動する
状態を考えると、放電灯Ｌａに始動電圧を印加する必要
があるため、インバータ回路ＩＮＶの共振電流は、定格
点灯時に比べて増大している。そのため、本回路のよう
に共振電流の一部が入力電流となってコンデンサＣ５を
充電する回路では、入力電流及び入力電力が増加する。
しかしながら、放電灯Ｌａは点灯していないから消費電
力は小さく、そのためコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５
が定格点灯時に比べて上昇する虞がある。

【００３０】また、平滑コンデンサＣ３は、スイッチン
グ素子Ｑ２のオン時にコンデンサＣ５或いは交流電源Ａ
Ｃを電源として充電され、平滑コンデンサＣ３の両端電
圧はスイッチング素子Ｑ２のオン時の充電量によって決
まるので、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティによ
って決定される。したがって、放電灯始動時におけるス
イッチング素子Ｑ２のオンデューティが定格点灯時のオ
ンデューティと同じであれば、平滑コンデンサＣ３の両
端電圧Ｖｃ３は放電灯始動時においてコンデンサＣ５の
両端電圧Ｖｃ５ほど急激には上昇しない。したがって、
図３（ｂ）に示すように、例えばスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２のオンデューティを略５０％として、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２を動作させている場合、放電灯始動
時には定格点灯時に比べてコンデンサＣ５の両端電圧Ｖ
ｃ５と平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３との電位差
が大きくなり、放電灯始動時にはコンデンサＣ５の両端
電圧Ｖｃ５が高くなるため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２にかかる高電圧ストレスが大きくなる虞がある。

【００３１】そこで、本回路では、放電灯始動時（図４
（ｂ）参照）において、制御回路１が一対のスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２の内、平滑コンデンサＣ３を充電する
側のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを定格点灯
時（図４（ａ）参照）に比べて大きくしているので、コ
ンデンサＣ５を電源としてコンデンサＣ５からダイオー
ドＤ３及びスイッチング素子Ｑ２を介して平滑コンデン
サＣ３に充電電流の流れる期間が長くなり、コンデンサ
Ｃ５の充電電荷が減少するとともに、平滑コンデンサＣ
３の充電電荷が増加する。したがって、図３（ｃ）に示
すようにコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５と平滑コンデ
ンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３との電位差を小さくすること
ができ、放電灯始動時にコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ
５が減少するため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加
される電圧が低下し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にか
かる高電圧ストレスを低減することができる。而して、
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２などの回路素子に耐圧の小
さいものを使用でき、コストダウンを図ることができ
る。

【００３２】また、本回路では図２（ｃ）に示す経路で
入力電流が引き込まれて、コンデンサＣ４が充電される
のであるが、コンデンサＣ４の両端電圧が増加すること
によって、コンデンサＣ４とダイオードＤ３との接続点
の電位が低下し、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５と平
滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３との差の電圧よりも
低くなると、図２（ｄ）に示すようにコンデンサＣ５か
らダイオードＤ３→トランスＴ１の一次巻線→スイッチ
ング素子Ｑ２→コンデンサＣ５の経路でコンデンサＣ５
に充電電流が流れ始める。

【００３３】このように、本実施形態では、共振電流の
一部が入力電流となって流れ込むことにより入力歪みを
改善するインバータ回路ＩＮＶと、降圧チョッパ回路と
でインダクタを共用することによって、回路部品の数を
少なくしてコストダウンが図られ、且つ、平滑コンデン
サＣ３を充電する側のスイッチング素子Ｑ２のオンデュ
ーティを放電灯始動時には定格点灯時よりも大きくする
ことによって、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５を低減
して、回路素子に加わるストレスを低減することができ
る。また、放電灯始動時だけではなく、負荷の異常時や
軽負荷時にも制御回路１が上述と同様の制御を行うこと
によって、上述と同様の効果を得ることができる。

【００３４】（実施形態２）図５に本実施形態の電源装
置の回路図を示す。本実施形態の電源装置は、実施形態
１の電源装置の変形例であって、実施形態１ではスイッ
チング素子Ｑ１の両端間にトランスＴ１の一次巻線及び
ダイオードＤ３を介して平滑コンデンサＣ３を接続する
と共に、スイッチング素子Ｑ２の両端間にトランスＴ１
の一次巻線及びダイオードＤ３を介して逆方向にダイオ
ードＤ４を接続しているのに対して、本実施形態ではダ
イオードＤ３の極性を逆向きとし、低電位側のスイッチ
ング素子Ｑ２の両端間にトランスＴ１の一次巻線及びダ
イオードＤ３を介して平滑コンデンサＣ３を接続すると
共に、高電位側のスイッチング素子Ｑ１の両端間にトラ
ンスＴ１の一次巻線及びダイオードＤ３を介して逆方向
に放電用のダイオードＤ４を接続している。なお、その
他の構成は実施形態１と同様であるので、その説明は省
略する。

【００３５】実施形態１の回路では、スイッチング素子
Ｑ２を介して平滑コンデンサＣ３を充電しているのに対
して、本回路ではスイッチング素子Ｑ１を介して平滑コ
ンデンサＣ３を充電しており、ハイサイドのスイッチン
グ素子Ｑ１がインバータ回路ＩＮＶと降圧チョッパ回路
とで共用されている。

【００３６】ここで、放電灯始動時において、制御回路
１は平滑コンデンサＣ３を充電する側のスイッチング素
子Ｑ１のオンデューティを定格点灯時に比べて大きくし
ているので、コンデンサＣ５を電源としスイッチング素
子Ｑ１を介して平滑コンデンサＣ３に充電電流を流す期
間を長くすることができ、コンデンサＣ５の充電電荷が
減少するとともに、平滑コンデンサＣ３の充電電荷が増
加するから、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５と平滑コ
ンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３との電位差が小さくな
り、放電灯始動時におけるコンデンサＣ５の両端電圧Ｖ
ｃ５が減少するから、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にか
かるストレスを低減することができる。尚、放電灯始動
時だけではなく、負荷の異常時や軽負荷時にも制御回路
１が上述と同様の制御を行うことによって、上述と同様
の効果を得ることができる。

【００３７】（実施形態３）図６に本実施形態の電源装
置の回路図を示す。本実施形態の電源装置は、実施形態
１の電源装置の変形例であって、実施形態１の回路で
は、コンデンサＣ４の一端をダイオードＤ１を介して整
流器ＤＢの高電位側の直流出力端子に接続すると共に、
コンデンサＣ４とスイッチング素子Ｑ１との間にコンデ
ンサＣ２及びダイオードＤ２の並列回路からなるインピ
ーダンス要素を挿入しているのに対して、本実施形態で
は、コンデンサＣ４の一端をダイオードＤ１を介して整
流器ＤＢの低電位側の直流出力端子に接続すると共に、
コンデンサＣ４とスイッチング素子Ｑ２との間にコンデ
ンサＣ２及びダイオードＤ２の並列回路からなるインピ
ーダンス要素を挿入している。ここで、ダイオードＤ１
はカソードを整流器ＤＢに接続し、ダイオードＤ２はア
ノードをスイッチング素子Ｑ２に接続してある。尚、そ
の他の構成は実施形態１と同様であるので、その説明は
省略する。

【００３８】本回路の動作を図７（ａ）〜（ｇ）を参照
して説明する。尚、図７（ａ）〜（ｇ）中の矢印は電流
の流れる経路を示している。先ずスイッチング素子Ｑ１
がオンすると、図７（ａ）に示すように、負荷回路の回
生電流がトランスＴ１の一次巻線→スイッチング素子Ｑ
１の寄生ダイオード→平滑コンデンサＣ３→ダイオード
Ｄ３→トランスＴ１の一次巻線の経路で流れて、平滑コ
ンデンサＣ３が充電される（モード１）。

【００３９】その後、負荷電流が反転すると、図７
（ｂ）に示すようにコンデンサＣ５を電源としてコンデ
ンサＣ５→スイッチング素子Ｑ１→トランスＴ１の一次
巻線→コンデンサＣ４→コンデンサＣ２→コンデンサＣ
５の経路で流れ、コンデンサＣ２に電荷が充電される
（モード２）。図７（ｂ）に示す経路でコンデンサＣ５
の充電電荷が放電して、コンデンサＣ５の両端電圧が低
下し、整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖｓ｜よりも低下する
と、図７（ｃ）に示すように交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ
→スイッチング素子Ｑ１→トランスＴ１の一次巻線→コ
ンデンサＣ４→ダイオードＤ１→整流器ＤＢ→交流電源
ＡＣの経路で入力電流が引き込まれ、コンデンサＣ４に
電荷が充電される（モード３）。

【００４０】次にスイッチング素子Ｑ１がオフになり、
スイッチング素子Ｑ２がオンになると、図７（ｄ）に示
すように交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→コンデンサＣ５→
スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→トランスＴ１
の一次巻線→コンデンサＣ４→ダイオードＤ１→整流器
ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で入力電流が引き込まれて、
コンデンサＣ４，Ｃ５が充電される（モード４）。

【００４１】その後、図７（ｅ）に示すようにコンデン
サＣ４の充電電荷がコンデンサＣ４→トランスＴ１の一
次巻線→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ２及びコ
ンデンサＣ２の並列回路→コンデンサＣ４の経路で放出
される（モード５）。コンデンサＣ４の充電電荷の放電
により、コンデンサＣ４とダイオードＤ３の接続点の電
位が低下し、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５と平滑コ
ンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３との差電圧よりも小さく
なると、図７（ｆ）に示すようにコンデンサＣ５→平滑
コンデンサＣ３→ダイオードＤ３→トランスＴ１の一次
巻線→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５の経路で
コンデンサＣ５から平滑コンデンサＣ３にスイッチング
素子Ｑ２を介して充電電流が流れる（モード６）。

【００４２】図７（ｆ）に示す経路でコンデンサＣ５の
放電電流が流れ、コンデンサＣ５の両端電圧が低下し、
整流器ＤＢの出力電圧｜Ｖｓ｜よりも低下すると、図７
（ｇ）に示すように交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→平滑コ
ンデンサＣ３→ダイオードＤ３→トランスＴ１の一次巻
線→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ２及びコンデ
ンサＣ２の並列回路→ダイオードＤ１→整流器ＤＢ→交
流電源ＡＣの経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣ３が
充電される。その後、図７（ａ）に示すモードに戻っ
て、上述の動作を繰り返す。このように、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２がオンオフすることによって、トランス
Ｔ１の一次巻線に流れる電流の方向が反転し、負荷に交
番した電流を流すことができる。なお、平滑コンデンサ
Ｃ３の放電は、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサ
Ｃ３の両端電圧より低い場合に行われ、平滑コンデンサ
Ｃ３の充電電荷はダイオードＤ４を介して放電され、イ
ンバータ回路ＩＮＶに給電される。

【００４３】本実施形態においても、実施形態１の電源
装置と同様に、制御回路１は放電灯始動時に平滑コンデ
ンサＣ３を充電する側のスイッチング素子Ｑ２のオンデ
ューティを定格点灯時に比べて大きくしているので、コ
ンデンサＣ５を電源としてコンデンサＣ５からダイオー
ドＤ３及びスイッチング素子Ｑ２を介して平滑コンデン
サＣ３に充電電流が流れる期間が長くなり、コンデンサ
Ｃ５の充電電荷が減少するとともに、平滑コンデンサＣ
３の充電電荷が増加して、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖ
ｃ５と平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３との電位差
を小さくすることができ、放電灯始動時にコンデンサＣ
５の両端電圧Ｖｃ５が減少するため、スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２に印加される電圧が低下し、スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２にかかる高電圧ストレスを低減することが
できる。尚、放電灯始動時だけではなく、負荷の異常時
や軽負荷時にも制御回路１が上述と同様の制御を行うこ
とによって、上述と同様の効果を得ることができる。

【００４４】（実施形態４）図８に本実施形態の電源装
置の回路図を示す。本実施形態の電源装置は実施形態３
の電源装置の変形例であって、本実施形態では実施形態
３の電源装置において、ダイオードＤ３の極性を逆向き
にし、低電位側のスイッチング素子Ｑ２の両端間にトラ
ンスＴ１の一次巻線及びダイオードＤ３を介して平滑コ
ンデンサＣ３を接続すると共に、高電位側のスイッチン
グ素子Ｑ１の両端間にトランスＴ１の一次巻線及びダイ
オードＤ３を介してダイオードＤ４を接続している。
尚、その他の構成は実施形態３の電源装置と同様である
ので、その説明は省略する。

【００４５】実施形態３の回路では、スイッチング素子
Ｑ２を介して平滑コンデンサＣ３を充電しているのに対
して、本回路ではスイッチング素子Ｑ１を介して平滑コ
ンデンサＣ３を充電しており、高電位側のスイッチング
素子Ｑ１がインバータ回路ＩＮＶと降圧チョッパ回路と
で共用されている。

【００４６】ここで、放電灯始動時において、制御回路
１は平滑コンデンサＣ３を充電する側のスイッチング素
子Ｑ１のオンデューティを定格点灯時に比べて大きくし
ているので、コンデンサＣ５を電源としスイッチング素
子Ｑ１を介して平滑コンデンサＣ３に充電電流を流す期
間を長くすることができ、コンデンサＣ５の充電電荷が
減少するとともに、平滑コンデンサＣ３の充電電荷が増
加するから、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５と平滑コ
ンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３との電位差が小さくな
り、放電灯始動時におけるコンデンサＣ５の両端電圧Ｖ
ｃ５が減少するから、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にか
かるストレスを低減することができる。尚、放電灯始動
時だけではなく、負荷の異常時や軽負荷時にも制御回路
１が上述と同様の制御を行うことによって、上述と同様
の効果を得ることができる。

【００４７】（実施形態５）図９に本実施形態の電源装
置の回路図を示す。本実施形態では、実施形態１の電源
装置において、コンデンサＣ４及びダイオードＤ３の接
続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間にリ
ーケージトランスＴ１’の一次巻線及び駆動トランスＴ
２の一次巻線ｎ１の直列回路を接続し、蛍光灯よりなる
放電灯Ｌａ１，Ｌａ２の一方のフィラメント電極の両端
子間を互いに接続し、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２の他方のフ
ィラメント電極の電源側端子間にリーケージトランスＴ
１’の二次巻線を接続すると共に、他方のフィラメント
電極の非電源側端子間にコンデンサＣ２１を接続してい
る。また、コンデンサＣＦ１及びインダクタンス素子Ｌ
３，ＬＦ１から構成され電源側に流れ出す高調波成分を
カットするためのフィルタ回路を整流器ＤＢの入力側に
設けている。尚、電源装置の主回路の基本構成は上述し
た実施形態１の電源装置と略同様であるので、同一の構
成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。

【００４８】本回路ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を
自励発振させる自励式の制御回路２を設けており、この
制御回路２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオ
ンオフさせる駆動回路２ａと、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２を起動させる起動回路２ｂと、放電灯始動時に放電
灯Ｌａ１，Ｌａ２を予熱する予熱始動回路２ｃとで構成
される。

【００４９】駆動回路２ａは、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の接続点とリーケージトランスＴ１’との間に一次
巻線ｎ１が接続された駆動トランスＴ２を備えており、
スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に、抵抗Ｒ１
を介してトランスＴ２の二次巻線ｎ２を接続すると共
に、アノードが互いに接続されたツェナダイオードＺＤ
１，ＺＤ２の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ２
のゲート・ソース間に、抵抗Ｒ２を介してトランスＴ２
の二次巻線ｎ３を接続すると共に、アノードが互いに接
続されたツェナダイオードＺＤ３，ＺＤ４の直列回路を
接続して構成される。

【００５０】起動回路２ｂは、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の直列回路の両端間に接続された抵抗Ｒ３〜Ｒ５及
びコンデンサＣ６の直列回路と、抵抗Ｒ５及びコンデン
サＣ６の接続点にアノードが接続されると共にスイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点にカソードが接続されたダ
イオードＤ５と、抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ６の接続点
とスイッチング素子Ｑ２のゲートとの間に接続されたト
リガ素子Ｑ３とで構成される。

【００５１】また予熱始動回路２ｃは、スイッチング素
子Ｑ１のゲートに一端が接続された抵抗Ｒ１１と、抵抗
Ｒ１１の他端にカソードが接続されたダイオードＤ１２
と、ダイオードＤ１２のアノードにカソードが接続され
ると共にスイッチング素子Ｑ１のソースにアノードが接
続されたダイオードＤ１３と、抵抗Ｒ１１及びダイオー
ドＤ１２の接続点にアノードが接続されたダイオードＤ
１１と、ダイオードＤ１１のカソードとダイオードＤ１
２，Ｄ１３の接続点との間に抵抗Ｒ１２を介して接続さ
れたコンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ１３の並列回路と、ダ
イオードＤ１３に並列接続されたコンデンサＣ１２と、
ダイオードＤ１２，Ｄ１３の接続点に抵抗Ｒ１４を介し
てベースが接続されると共にダイオードＤ１３のアノー
ドにエミッタが接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ４
と、スイッチング素子Ｑ１のゲートにアノードが接続さ
れると共にトランジスタＱ４のコレクタにカソードが接
続されたダイオードＤ１４とで構成される。

【００５２】以下に制御回路２の動作を簡単に説明す
る。交流電源ＡＣが投入されると、抵抗Ｒ３〜Ｒ５を介
してコンデンサＣ６が充電され、コンデンサＣ６の両端
電圧が所定電圧に達すると、トリガ素子Ｑ３がオンして
スイッチング素子Ｑ２のゲートに起動信号が入力され、
スイッチング素子Ｑ２がオンする。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２のゲートには、それぞれ、逆極性の二次巻線ｎ
２，ｎ３が接続されているので、リーケージトランスＴ
１’の一次巻線に流れる共振電流に対して、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフを繰り返し、自励
発振を行う。

【００５３】予熱始動回路２ｃでは、放電灯Ｌａ１，ｌ
ａ２の始動時にスイッチング素子Ｑ１のゲート信号がハ
イになると、抵抗Ｒ１１、ダイオードＤ１１及び抵抗Ｒ
１２を介してコンデンサＣ１１が充電されるが、コンデ
ンサＣ１１が十分に充電されていない間は抵抗Ｒ１１、
ダイオードＤ１１、抵抗Ｒ１２、抵抗Ｒ１３及びコンデ
ンサＣ１１の並列回路を介してコンデンサＣ１２が充電
される。そして、コンデンサＣ１２の両端電圧がトラン
ジスタＱ４のしきい値に達すると、トランジスタＱ４が
オンし、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号をオフする
ので、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが小さく
なる。その後、コンデンサＣ１１が徐々に充電される
と、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティは徐々に増
加し、略５０％に近付いていく。一方、スイッチング素
子Ｑ２のオンデューティは５０％よりも大きい値から徐
々に低下し、略５０％に近付いていくので、放電灯始動
時にインバータ回路ＩＮＶの出力電圧は徐々に増加し、
放電灯Ｌａ１，Ｌａ２を十分に予熱して始動させること
ができる。

【００５４】上述のように予熱始動回路２ｃでは、放電
灯始動時に平滑コンデンサＣ３を充電する側のスイッチ
ング素子Ｑ２のオンデューティを定格点灯時に比べて大
きくしているので、実施形態１と同様、コンデンサＣ５
を電源としスイッチング素子Ｑ２を介して平滑コンデン
サＣ３に充電電流を流す期間を長くすることができ、コ
ンデンサＣ５の充電電荷が減少すると共に、平滑コンデ
ンサＣ３の充電電荷が増加する。したがって、コンデン
サＣ５の両端電圧Ｖｃ５と平滑コンデンサＣ３の両端電
圧Ｖｃ３との電位差が小さくなり、また放電灯始動時に
コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５が低下するから、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２に加わる高電圧ストレスを低減
することができる。尚、放電灯始動時だけではなく、負
荷の異常時や軽負荷時にも上述と同様の制御を行うこと
によって、上述と同様の効果を得ることができる。

【００５５】（実施形態６）図１０に本実施形態の電源
装置の回路図を示す。本実施形態では、実施形態２の電
源装置において、コンデンサＣ４及びダイオードＤ３の
接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に
リーケージトランスＴ１’の一次巻線及びトランスＴ２
の一次巻線ｎ１の直列回路を接続し、蛍光灯よりなる放
電灯Ｌａ１，Ｌａ２の一方のフィラメント電極の両端子
間を互いに接続し、放電灯Ｌａ１，Ｌａ２の他方のフィ
ラメント電極の電源側端子間にコンデンサＣ７を介して
リーケージトランスＴ１’の二次巻線を接続すると共
に、他方のフィラメント電極の非電源側端子間にコンデ
ンサＣ２１を接続している。また、コンデンサＣＦ１及
びインダクタンス素子Ｌ３，ＬＦ１から構成され電源側
に流れ出す高調波ノイズをカットするためのフィルタ回
路を整流器ＤＢの入力側に設けている。尚、電源装置の
主回路の基本構成は上述した実施形態２の電源装置と略
同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付し
て、その説明を省略する。

【００５６】また、本回路ではスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２を自励発振させる自励式の制御回路２を設けてお
り、この制御回路２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を
交互にオンオフさせる駆動回路２ａと、スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２を起動させる起動回路２ｂと、放電灯始動
時に放電灯Ｌａ１，Ｌａ２を予熱する予熱始動回路２ｃ
とで構成される。尚、駆動回路２ａ及び起動回路２ｂの
構成は実施形態５と同様であるので、その説明は省略す
る。

【００５７】予熱始動回路２ｃは、スイッチング素子Ｑ
２のゲートに一端が接続された抵抗Ｒ１１と、抵抗Ｒ１
１の他端にカソードが接続されたダイオードＤ１２と、
ダイオードＤ１２のアノードにカソードが接続されると
共に整流器ＤＢの低電位側の直流出力端子にアノードが
接続されたダイオードＤ１３と、抵抗Ｒ１１及びダイオ
ードＤ１２の接続点にアノードが接続されたダイオード
Ｄ１１と、ダイオードＤ１１のカソードとダイオードＤ
１２，Ｄ１３の接続点との間に抵抗Ｒ１２を介して接続
されたコンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ１３の並列回路と、
ダイオードＤ１３に並列接続されたコンデンサＣ１２
と、ダイオードＤ１２，Ｄ１３の接続点に抵抗Ｒ１４を
介してベースが接続されると共にダイオードＤ１３のア
ノードにエミッタが接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ
４と、スイッチング素子Ｑ２のゲートにアノードが接続
されると共にトランジスタＱ４のコレクタにカソードが
接続されたダイオードＤ１４とで構成される。

【００５８】以下に制御回路２の動作を簡単に説明す
る。交流電源ＡＣが投入されると、抵抗Ｒ３〜Ｒ５を介
してコンデンサＣ６が充電され、コンデンサＣ６の両端
電圧が所定電圧に達すると、トリガ素子Ｑ３がオンして
スイッチング素子Ｑ２のゲートに起動信号が入力され、
スイッチング素子Ｑ２がオンする。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２のゲートには、それぞれ、逆極性の二次巻線ｎ
２，ｎ３が接続されているので、リーケージトランスＴ
１’の一次巻線に流れる共振電流に対して、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフを繰り返し、自励
発振を行う。

【００５９】予熱始動回路２ｃでは、放電灯Ｌａ１，ｌ
ａ２の始動時にスイッチング素子Ｑ２のゲート信号がハ
イになると、抵抗Ｒ１１、ダイオードＤ１１及び抵抗Ｒ
１２を介してコンデンサＣ１１が充電されるが、コンデ
ンサＣ１１が十分に充電されていない間は抵抗Ｒ１１、
ダイオードＤ１１、抵抗Ｒ１２、抵抗Ｒ１３及びコンデ
ンサＣ１１の並列回路を介してコンデンサＣ１２が充電
される。そして、コンデンサＣ１２の両端電圧がトラン
ジスタＱ４のしきい値に達すると、トランジスタＱ４が
オンし、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号をオフする
ので、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが小さく
なる。その後、コンデンサＣ１１が徐々に充電される
と、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティは徐々に増
加し、略５０％に近付いていく。一方、スイッチング素
子Ｑ１のオンデューティは５０％よりも大きい値から徐
々に低下し、略５０％に近付いていくので、放電灯始動
時にインバータ回路ＩＮＶの出力電圧は徐々に増加し、
放電灯Ｌａ１，Ｌａ２を十分に予熱して始動させること
ができる。

【００６０】上述のように予熱始動回路２ｃでは、放電
灯始動時に平滑コンデンサＣ３を充電する側のスイッチ
ング素子Ｑ１のオンデューティを定格点灯時に比べて大
きくしているので、実施形態２と同様、コンデンサＣ５
を電源としスイッチング素子Ｑ１を介して平滑コンデン
サＣ３に充電電流を流す期間を長くすることができ、コ
ンデンサＣ５の充電電荷が減少すると共に、平滑コンデ
ンサＣ３の充電電荷が増加する。したがって、コンデン
サＣ５の両端電圧Ｖｃ５と平滑コンデンサＣ３の両端電
圧Ｖｃ３との電位差が小さくなり、放電灯始動時にコン
デンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５が低下するから、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２に加わる高電圧ストレスを低減する
ことができる。尚、放電灯始動時だけではなく、負荷の
異常時や軽負荷時にも上述と同様の制御を行うことによ
って、上述と同様の効果を得ることができる。

【００６１】ところで、上述した各実施形態の電源装置
では、平滑コンデンサＣ３を充電する側のスイッチング
素子のオンデューティを放電灯始動時には定格点灯時に
比べて大きくしているが、放電灯予熱時に、平滑コンデ
ンサＣ３を充電する側のスイッチング素子のオンデュー
ティを定格点灯時よりも小さくすることによって、放電
灯の両端間に印加される電圧の低周波リップルを低減
し、且つ、放電灯始動時に平滑コンデンサＣ３を充電す
る側のスイッチング素子のオンデューティを定格点灯時
よりも大きくすることによって、出力電圧の低周波リッ
プルを大きくしても良い。

【００６２】例えば図１或いは図６に示す回路におい
て、放電灯予熱時に、平滑コンデンサＣ３を充電する側
のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティが、定格点灯
時に比べて大きくなるように制御した場合、コンデンサ
Ｃ５を電源として平滑コンデンサＣ３に充電電流の流れ
る期間が長くなるので、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ
５の電圧波形は、図１１（ｂ）に示すように、交流電源
ＡＣの電源電圧のピーク付近（コンデンサＣ５の両端電
圧Ｖｃ５に相当）と、電源電圧のゼロクロス付近（平滑
コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３に相当）とで、平滑電
圧のピーク値の差が小さい電圧波形（以下、完全平滑電
圧波形という）になる。したがって、インバータ回路Ｉ
ＮＶの出力電圧波形は、図１１（ｄ）に示すように、交
流電源ＡＣの電源電圧のゼロクロス付近でピークを有す
るような電圧波形となるため、低周波リップルが大きく
なり、所定の先行予熱電流が確保されるとフィラメント
が十分予熱されていないにも関わらずコールドスタート
しやすくなる遅れがあった。

【００６３】そこで、図１或いは図６に示す回路では、
制御回路１が、放電灯予熱時に平滑コンデンサＣ３を充
電する側のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを、
他方のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティよりも小
さくなるように制御することによって、コンデンサＣ５
を電源として平滑コンデンサＣ３に充電電流が流れる期
間を短くし、図１１（ａ）に示すように、コンデンサＣ
５の両端電圧Ｖｃ５の電圧波形を、交流電源ＡＣの電源
電圧のピーク付近（コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５に
相当）とゼロクロス付近（平滑コンデンサＣ３の両端電
圧Ｖｃ３に相当）とでピーク値の差が大きいような谷埋
め電圧波形としている。而して、インバータ回路ＩＮＶ
の出力電圧波形は、図１１（ｃ）に示すように、交流電
源ＡＣの電源電圧のピーク付近とゼロクロス付近とでそ
れぞれピーク値を有するような電圧波形になるが、各々
のピーク値は略等しく、比較的低周波リップルの小さい
波形になる。したがって、インバータ回路ＩＮＶの出力
電圧は、十分な先行予熱電流が確保されたとしても、放
電灯Ｌａを始動させるには不十分な電圧値にピーク値が
抑制されたような電圧波形となっているので、デューテ
ィ制御に加えて周波数変調制御を行うことなく、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを制御するだけ
で（或いは周波数制御のみを行うだけで）、予熱中にコ
ールドスタートが発生するのを防止することができる。

【００６４】そして、放電灯始動時には平滑コンデンサ
Ｃ３を充電する側のスイッチング素子Ｑ２のオンデュー
ティが定格点灯時に比べて大きくなるように、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティをアンバランスに
制御することにより、コンデンサＣ５を電源として平滑
コンデンサＣ３に充電電流を流す期間が長くなって、コ
ンデンサＣ５の充電電荷が増加すると共に平滑コンデン
サＣ３の充電電荷が減少するから、コンデンサＣ５の両
端電圧Ｖｃ５の電圧波形を、図１１（ｂ）に示すよう
に、脈流電圧｜Ｖｓ｜のピーク付近とゼロクロス付近と
における平滑電圧のピーク値の電位差が小さい波形と
し、略一定電圧の電圧波形（完全平滑電圧波形）に近づ
けることができる。したがって、インバータ回路ＩＮＶ
の出力電圧波形は、図１１（ｄ）に示すように、脈流電
圧｜Ｖｓ｜のゼロクロス付近でピークを有するような電
圧波形となるため、予熱時に比べて放電灯に印加する電
圧が高くなり、放電灯の始動性が向上する。また、放電
灯始動時にはコンデンサＣ５の両端電圧が低下するの
で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加される電圧を低
減でき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にかかる高電圧ス
トレスを低減できる。

【００６５】なお、図５或いは図８に示す回路では、放
電灯予熱時に、平滑コンデンサＣ３を充電する電流ルー
プ内に配置されたスイッチング素子Ｑ１のオンデューテ
ィが定格点灯時に比べて小さくなるように、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティをアンバランスに制
御し、放電灯始動時にはスイッチング素子Ｑ１のオンデ
ューティが定格点灯時に比べて大きくなるように、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティをアンバラン
スに制御することにより、上述と同様の効果を得ること
ができる。

【００６６】

【発明の効果】上述のように、請求項１の発明は、交流
電源の電源電圧を整流する整流器と、少なくとも１個の
スイッチング要素を有し直流電圧を高周波電圧に変換し
て少なくともＬＣ共振回路を含む負荷回路に供給するイ
ンバータ回路と、整流器の出力電圧を平滑してインバー
タ回路に供給する平滑コンデンサと、整流器の直流出力
端からスイッチング要素と負荷回路の一部とを介して平
滑コンデンサに充電電流を流すための充電用ダイオード
と、平滑コンデンサからインバータ回路への給電経路に
挿入され平滑コンデンサの放電電流を流すための放電用
ダイオードとを備え、スイッチング要素に印加される電
圧を低下させるよう平滑コンデンサを充電する側のスイ
ッチング要素のオンデューティを変化させるデューティ
可変手段を設けたことを特徴とし、インバータ回路を構
成するスイッチング要素のオン時に該スイッチング要素
と負荷回路の一部と充電用ダイオードとを介して平滑コ
ンデンサに充電電流が流れて平滑コンデンサが充電さ
れ、整流器の出力電圧が低い期間には平滑コンデンサか
ら放電用ダイオードを介してインバータ回路に放電電流
が流れるので、電源電圧が低い期間にもインバータ回路
に電力供給することができ、しかも負荷回路を構成する
ＬＣ共振回路のインダクタとインバータ回路を構成する
スイッチング要素とを、整流器の出力電圧を平滑するチ
ョッパ回路の構成要素として兼用することにより、部品
点数を少なくしてコストダウンを図ることができ、且
つ、デューティ可変手段を用いて平滑コンデンサを充電
する側のスイッチング要素のオンデューティを変化させ
ることにより、スイッチング要素を介して平滑コンデン
サに充電電流を流す期間を変化させることができるか
ら、平滑コンデンサの両端電圧を変化させて、スイッチ
ング要素に印加される電圧を抑制できるという効果があ
る。

【００６７】請求項２の発明は、交流電源の電源電圧を
整流する整流器と、少なくとも１個のスイッチング要素
を有し直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路
と、整流器の出力電圧を平滑してインバータ回路に供給
する平滑コンデンサと、平滑コンデンサからインバータ
回路への給電経路に挿入され平滑コンデンサの放電電流
を流すための放電用ダイオードと、整流器の直流出力端
からインバータ回路への給電経路に挿入されたインピー
ダンス要素と、インバータ回路の出力端と整流器の直流
出力端との間に一次巻線が接続されたトランスと該トラ
ンスの二次側に接続された負荷及び共振回路とを含みイ
ンバータ回路から高周波電圧が供給される負荷回路と、
整流器の直流出力端からスイッチング要素と負荷回路の
一部とを介して平滑コンデンサに充電電流を流すための
充電用ダイオードとを備え、スイッチング要素に印加さ
れる電圧を低下させるように平滑コンデンサを充電する
側のスイッチング要素のオンデューティを変化させるデ
ューティ可変手段を設けたことを特徴とし、インバータ
回路を構成するスイッチング要素のオン時に該スイッチ
ング要素と負荷回路の一部と充電用ダイオードとを介し
て平滑コンデンサに充電電流が流れて平滑コンデンサが
充電され、整流器の出力電圧が低い期間には平滑コンデ
ンサから放電用ダイオードを介してインバータ回路に放
電電流が流れるので、電源電圧が低い期間にもインバー
タ回路に電力供給することができ、しかも負荷回路を構
成する共振回路のインダクタとインバータ回路を構成す
るスイッチング要素とを、整流器の出力電圧を平滑する
チョッパ回路の構成要素として兼用することにより、部
品点数を少なくしてコストダウンを図ることができ、且
つ、デューティ可変手段を用いて平滑コンデンサを充電
する側のスイッチング要素のオンデューティを変化させ
ることにより、スイッチング要素を介して平滑コンデン
サに充電電流を流す期間を変化させることができるか
ら、平滑コンデンサの両端電圧を変化させて、スイッチ
ング要素に印加される電圧を抑制できるという効果があ
る。

【００６８】請求項３の発明は、請求項１又は２の発明
において、上記デューティ可変手段は、平滑コンデンサ
を充電する側のスイッチング要素のオンデューティを、
軽負荷時は定格負荷時に比べて大きくすることを特徴と
し、軽負荷時は負荷回路の消費電力が小さいため、イン
バータ回路のスイッチング要素に印加される電圧が定格
負荷時に比べて上昇するが、平滑コンデンサを充電する
側のスイッチング要素のオンデューティを軽負荷時は定
格負荷時に比べて大きくしているので、スイッチング要
素を介して平滑コンデンサに充電電流が流れる期間が長
くなり、平滑コンデンサの充電電荷が増加するから、ス
イッチング要素に印加される電圧が低下し、スイッチン
グ要素に耐圧の低い素子を用いることができるという効
果がある。

【００６９】請求項４の発明は、請求項１又は２の発明
において、上記負荷回路は放電灯を含み、上記デューテ
ィ可変手段は、平滑コンデンサを充電する側のスイッチ
ング要素のオンデューティを、放電灯始動時は定格点灯
時に比べて大きくすることを特徴とし、放電灯始動時は
負荷である放電灯の消費電力が小さいため、インバータ
回路のスイッチング要素に印加される電圧が定格点灯時
に比べて上昇するが、平滑コンデンサを充電する側のス
イッチング要素のオンデューティを放電灯始動時は定格
点灯時に比べて大きくしているので、スイッチング要素
を介して平滑コンデンサに充電電流が流れる期間が長く
なり、平滑コンデンサの充電電荷が増加するから、スイ
ッチング要素に印加される電圧が低下し、スイッチング
要素に耐圧の低い素子を用いることができるという効果
がある。

【００７０】請求項５の発明は、請求項１又は２の発明
において、上記負荷回路は予熱用の電極を有する放電灯
を含み、上記デューティ可変手段は、平滑コンデンサを
充電する側のスイッチング要素のオンデューティを、予
熱時は定格点灯時に比べて小さくすることを特徴とし、
平滑コンデンサを充電する側のスイッチング要素のオン
デューティを放電灯予熱時は定格点灯時に比べて小さく
しているので、スイッチング要素を介して平滑コンデン
サに充電電流が流れる期間が短くなり、平滑コンデンサ
の充電電荷が減少するから、インバータ回路に供給され
る電圧波形は交流電源電圧のピーク付近における電圧と
ゼロクロス付近における電圧との電位差が大きいような
電圧波形となるが、インバータ回路の出力電圧波形は交
流電源電圧のピーク付近とゼロクロス付近とでピーク値
が略等しくなるような電圧波形となるので、放電灯を始
動させるのに十分な高い電圧が発生しにくく、デューテ
ィ制御や周波数変調制御を組み合わせるような複雑な制
御を行うことなく、予熱が不十分な状態で放電灯が点灯
するのを防止できるという効果がある。

【００７１】請求項６の発明は、請求項１又は２の発明
において、上記デューティ可変手段は、スイッチング要
素を自励発振させる制御回路から構成され、平滑コンデ
ンサを充電する側のスイッチング要素がオンになってか
ら一定時間が経過すると、上記制御回路は該スイッチン
グ要素を強制的にオフさせることを特徴とし、制御回路
はスイッチング要素がオンになってから一定時間が経過
すると、スイッチング要素を強制的にオフさせているの
で、スイッチング要素のオンデューティを変化させるこ
とができ、スイッチング要素を介して平滑コンデンサに
充電電流の流れる期間が変化するから、平滑コンデンサ
の両端電圧を変化させて、スイッチング要素に印加され
る電圧を抑制することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１の電源装置を示す回路図である。

【図２】（ａ）〜（ｇ）は同上の動作を説明する回路図
である。

【図３】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作を説明する波形図
である。

【図４】（ａ）（ｂ）は同上の動作を説明する波形図で
ある。

【図５】実施形態２の電源装置を示す回路図である。

【図６】実施形態３の電源装置を示す回路図である。

【図７】（ａ）〜（ｇ）は同上の動作を説明する回路図
である。

【図８】実施形態４の電源装置を示す回路図である。

【図９】実施形態５の電源装置を示す回路図である。

【図１０】実施形態６の電源装置を示す回路図である。

【図１１】（ａ）〜（ｄ）は同上の電源装置の動作を説
明する波形図である。

【図１２】従来の電源装置の回路図である。

【図１３】従来の別の電源装置の回路図である。

【図１４】従来のまた別の電源装置の回路図である。

【符号の説明】

１ 制御回路 Ｃ３ 平滑コンデンサ Ｄ３，Ｄ４ ダイオード ＩＮＶ インバータ回路 Ｌａ 放電灯 Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子 Ｔ１ トランス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｑ Ｆターム(参考） 3K072 AA02 AB03 BA03 BA05 BB01 BC01 BC02 BC03 BC07 DB03 DD04 EB01 GA02 GB12 GB13 GC02 GC04 HA10 HB03 5H006 AA02 BB01 BB08 CA02 CA07 CA12 CA13 CB01 CC02 DA02 DA04 DB01 GA01 5H007 AA02 AA03 AA08 AA17 BB01 BB03 CA02 CB03 CB12 CB22 CB25 CC03 CC32 DA03 DB01 DC02 DC05 EA08 EA09 GA01

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源の電源電圧を整流する整流器と、
   少なくとも１個のスイッチング要素を有し直流電圧を高
   周波電圧に変換して少なくともＬＣ共振回路を含む負荷
   回路に供給するインバータ回路と、整流器の出力電圧を
   平滑してインバータ回路に供給する平滑コンデンサと、
   整流器の直流出力端からスイッチング要素と負荷回路の
   一部とを介して平滑コンデンサに充電電流を流すための
   充電用ダイオードと、平滑コンデンサからインバータ回
   路への給電経路に挿入され平滑コンデンサの放電電流を
   流すための放電用ダイオードとを備え、平滑コンデンサ
   を充電する側のスイッチング要素のオンデューティを変
   化させるデューティ可変手段を設けたことを特徴とする
   電源装置。
2. 【請求項２】交流電源の電源電圧を整流する整流器と、
   少なくとも１個のスイッチング要素を有し直流電圧を高
   周波電圧に変換するインバータ回路と、整流器の出力電
   圧を平滑してインバータ回路に供給する平滑コンデンサ
   と、平滑コンデンサからインバータ回路への給電経路に
   挿入され平滑コンデンサの放電電流を流すための放電用
   ダイオードと、整流器の直流出力端からインバータ回路
   への給電経路に挿入されたインピーダンス要素と、イン
   バータ回路の出力端と整流器の直流出力端との間に一次
   巻線が接続されたトランスと該トランスの二次側に接続
   された負荷及び共振回路とを含みインバータ回路から高
   周波電圧が供給される負荷回路と、整流器の直流出力端
   からスイッチング要素と負荷回路の一部とを介して平滑
   コンデンサに充電電流を流すための充電用ダイオードと
   を備え、平滑コンデンサを充電する側のスイッチング要
   素のオンデューティを変化させるデューティ可変手段を
   設けたことを特徴とする電源装置。
3. 【請求項３】上記デューティ可変手段は、平滑コンデン
   サを充電する側のスイッチング要素のオンデューティ
   を、軽負荷時は定格負荷時に比べて大きくすることを特
   徴とする請求項１又は２記載の電源装置。
4. 【請求項４】上記負荷回路は放電灯を含み、上記デュー
   ティ可変手段は、平滑コンデンサを充電する側のスイッ
   チング要素のオンデューティを、放電灯始動時は定格点
   灯時に比べて大きくすることを特徴とする請求項１又は
   ２記載の電源装置。
5. 【請求項５】上記負荷回路は予熱用の電極を有する放電
   灯を含み、上記デューティ可変手段は、平滑コンデンサ
   を充電する側のスイッチング要素のオンデューティを、
   予熱時は定格点灯時に比べて小さくすることを特徴とす
   る請求項１又は２記載の電源装置。
6. 【請求項６】上記デューティ可変手段は、スイッチング
   要素を自励発振させる制御回路から構成され、平滑コン
   デンサを充電する側のスイッチング要素がオンになって
   から一定時間が経過すると、上記制御回路は該スイッチ
   ング要素を強制的にオフさせることを特徴とする請求項
   １又は２記載の電源装置。