JP2010045876A - Dc/dcコンバータの制御回路および制御方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】出力電圧の平均値を素早く求めることのできるDC/DCコンバータの制御回路および制御方法を提供する。
【解決手段】制御回路1は、逓倍器11が、PWM信号生成の基準信号であるOSCを逓倍し、カウンタ21が、逓倍器11の出力をクロックとしてPWM信号の‘H’期間あるいは‘L’期間をカウントし、レジスタ22が、カウンタ21のカウント値の1/2の値を記憶し、サンプリングパルス生成部23が、カウンタ21のカウント値がレジスタ22の値と一致したときにサンプリングパルスSP1を生成し、サンプルホールド回路31が、DC/DCコンバータ100の出力電圧Voutの抵抗Rdet1、Rdet2による分圧電圧VdetをサンプリングパルスSP1でサンプリングして保持する。サンプルホールド回路31の出力電圧VFBが、DC/DCコンバータ100の誤差検出器110へ供給される。
【選択図】図1
【解決手段】制御回路1は、逓倍器11が、PWM信号生成の基準信号であるOSCを逓倍し、カウンタ21が、逓倍器11の出力をクロックとしてPWM信号の‘H’期間あるいは‘L’期間をカウントし、レジスタ22が、カウンタ21のカウント値の1/2の値を記憶し、サンプリングパルス生成部23が、カウンタ21のカウント値がレジスタ22の値と一致したときにサンプリングパルスSP1を生成し、サンプルホールド回路31が、DC/DCコンバータ100の出力電圧Voutの抵抗Rdet1、Rdet2による分圧電圧VdetをサンプリングパルスSP1でサンプリングして保持する。サンプルホールド回路31の出力電圧VFBが、DC/DCコンバータ100の誤差検出器110へ供給される。
【選択図】図1
Description
本発明は、DC/DCコンバータの制御回路および制御方法に関する。
同期整流型のDC/DCコンバータでは、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子を相補的に導通させ、出力電圧を制御する。すなわち、出力電圧と基準電圧とを比較し、出力電圧が基準電圧よりも低ければハイサイドスイッチング素子を導通させ、出力電圧が基準電圧よりも高ければローサイドスイッチング素子を導通させるよう、フィードバック制御を行う。
このフィードバック制御の発振防止の位相余裕向上、あるいは高速応答を図るときは、出力平滑コンデンサに直列に抵抗を付加する。ところが、このような抵抗の付加は、一方では、出力電圧のリップル電圧の増加をもたらす。
リップルの大きな出力電圧を基準電圧と比較すると、比較結果の誤差電圧がリップルによって変動し、フィードバック制御の安定性が損なわれる。リップルの影響を少なくするためには、出力電圧の平均値を基準電圧と比較するようにすればよい。
そこで、従来、出力電圧と基準電圧の差電圧の積分値を求め、出力電圧のリップル電圧の平均化を図る方法が提案されている(例えば、特許文献1参照。)。
しかし、この提案された方法では、積分演算が必要であり、出力電圧の平均値の算出に時間がかかるという問題があった。
特開2007−116823号公報
そこで、本発明は、出力電圧の平均値を素早く求めることのできるDC/DCコンバータの制御回路および制御方法を提供することにある。
本発明の一態様によれば、基準電圧との比較を行う誤差検出手段の出力に応じてデューティが変化するPWM信号により導通が制御されるハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子を備える同期整流型のDC/DCコンバータの制御回路であって、前記ハイサイドスイッチング素子の導通期間または前記ローサイドスイッチング素子の導通期間の中間点でサンプリングパルスを発生させるサンプリングパルス発生手段と、前記DC/DCコンバータの出力電圧を前記サンプリングパルスでサンプリングし、サンプリングした電圧を保持するサンプルホールド手段とを有し、前記サンプルホールド手段の出力電圧を前記誤差検出手段へ供給することを特徴とするDC/DCコンバータの制御回路が提供される。
また、本発明の別の一態様によれば、基準電圧との比較を行う誤差検出手段の出力に応じてデューティが変化するPWM信号により導通が制御されるハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子を備える同期整流型のDC/DCコンバータの制御回路であって、前記ハイサイドスイッチング素子の導通期間の中間点で第1のサンプリングパルスを発生させる第1のサンプリングパルス発生手段と、前記ローサイドスイッチング素子の導通期間の中間点で第2のサンプリングパルスを発生させる第2のサンプリングパルス発生手段と、前記DC/DCコンバータの出力電圧を前記第1のサンプリングパルスおよび前記第2のサンプリングパルスでサンプリングし、サンプリングした電圧を保持するサンプルホールド手段とを有し、前記サンプルホールド手段の出力電圧を前記誤差検出手段へ供給することを特徴とするDC/DCコンバータの制御回路が提供される。
また、本発明のさらに別の一態様によれば、基準電圧との比較を行う誤差検出手段の出力に応じてデューティが変化するPWM信号により導通が制御されるハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子を備える同期整流型のDC/DCコンバータの制御方法であって、前記ハイサイドスイッチング素子の導通期間または/および前記ローサイドスイッチング素子の導通期間の中間点で前記DC/DCコンバータの出力電圧をサンプリングして保持した電圧を、前記誤差検出手段へ供給することを特徴とするDC/DCコンバータの制御方法が提供される。
本発明によれば、DC/DCコンバータの出力電圧の平均値を素早く求めることができる。
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図1は、本発明の実施例1に係るDC/DCコンバータの制御回路の構成の例を示すブロック図である。
本実施例の制御回路1は、同期整流方式で降圧型のDC/DCコンバータ100を制御する。
DC/DCコンバータ100は、制御回路1から出力される電圧を基準電圧Vrefと比較する誤差検出器110と、誤差検出器110の出力に応じてデューティを変化させたPWM信号を生成するPWM信号を生成部120と、PWM信号を生成部120から出力されたPWM信号によりハイサイドスイッチング素子であるPMOSおよびローサイドスイッチング素子であるNMOSを駆動するプリドライバ130と、PMOSおよびNMOSにより充放電電流が流されるインダクタLと、インダクタLと接地端子の間に直列に接続された出力平滑用コンデンサCおよび抵抗Rと、を備える。
インダクタLおよび出力平滑用コンデンサCの充放電により、入力電圧Vinを降圧した出力電圧Voutが負荷R0へ供給される。
ここで、出力平滑用コンデンサCに直列に接続された抵抗Rは、負荷変動に対する高速応答を図るために挿入されたものである。しかし、この抵抗を流れる電流のため出力電圧Voutにはリップルが生じる。
この出力電圧Voutのリップルは、PWM信号の変化に同期して、周期的に変動する。すなわち、PWM信号の‘H’期間および‘L’期間における出力電圧Voutの変動率は、それぞれの期間において一定である。したがって、PWM信号の‘H’期間、‘L’期間それぞれの中間点における出力電圧Voutは、その周期における平均値に相当する。そこで、この関係を利用することにより、出力電圧Voutの平均値を求めることができる。
本実施例の制御回路1は、PWM信号生成の基準信号であるOSCを逓倍した信号を生成する逓倍器11と、逓倍器11の出力をクロックとし、PWM信号をイネーブル信号として、PWM信号の‘H’期間あるいは‘L’期間をカウントするカウンタ21と、カウンタ21のカウント値の1/2の値を記憶するレジスタ22と、カウンタ21のカウント値がレジスタ22に記憶されている値と一致したときにサンプリングパルスSP1を生成するサンプリングパルス生成部23と、DC/DCコンバータ100の出力電圧Voutを抵抗Rdet1およびRdet2により分圧した分圧電圧VdetをサンプリングパルスSP1でサンプリングし、サンプリングした電圧を保持するサンプルホールド回路31と、を有する。
サンプルホールド回路31の出力電圧VFBは、DC/DCコンバータ100の誤差検出器110へ供給される。誤差検出器110は、このサンプルホールド回路31の出力電圧VFBを基準電圧Vrefと比較する。
カウンタ21は、PWM信号の1周期ごとに、その周期のPWM信号の‘H’期間あるいは‘L’期間をカウントする。
レジスタ22は、カウンタ21の出力Qn〜Q1を1ビット右シフトして先頭に‘0’を置いた値(0、Qn〜Q2)を記憶する。カウンタ21の出力Qn〜Q1を1ビット右シフトすることにより、カウンタ21のカウント値の1/2の値が、レジスタ22に記憶される。
サンプリングパルス生成部23は、PWM信号の次の周期のカウンタ21のカウンタ値がレジスタ22に記憶されている値と一致したときに、サンプリングパルスSP1を生成する。DC/DCコンバータ100の負荷R0の変動が小さいときは、PWM信号のデューティの変動も小さいので、サンプリングパルスSP1が生成されるのは、PWM信号の‘H’期間あるいは‘L’期間の中間点となる。
したがって、サンプルホールド回路31は、PWM信号の‘H’期間あるいは‘L’期間の中間点で、DC/DCコンバータ100の出力電圧Voutの分圧電圧Vdetをサンプリングする。
図2および図3に、制御回路1の動作の例を波形図で示す。ここでは、逓倍器11の逓倍率が8であるときの例を示す。
図2は、カウンタ21がPWM信号の‘H’期間をカウントするようにしたときの例である。
いま、カウンタ21のカウント値が‘2’であった場合、レジスタ22にはその1/2の値の‘1’が記憶され、次の周期のカウンタ21のカウント値が‘1’になったとき、サンプリングパルス生成部23からサンプリングパルスSP1が出力される。このサンプリングパルスSP1の発生位置は、PWM信号の‘H’期間の中間点である。
サンプルホールド回路31は、このサンプリングパルスSP1の立ち下りで、DC/DCコンバータ100の出力電圧Voutの分圧電圧Vdetをサンプリングする。このとき、分圧電圧Vdetは、DC/DCコンバータ100の出力電圧Voutのリップルを分圧した形で変動している。しかし、サンプリングパルスSP1がPWM信号の‘H’期間の中間点で生成されるため、サンプリングパルスSP1でサンプリングした電圧は、分圧電圧Vdetの平均値に相当する値となる。
サンプルホールド回路31はこのサンプリングした値を保持するので、サンプルホールド回路31の出力VFBとして、分圧電圧Vdetの平均値が安定的に出力される。
図3は、カウンタ21がPWM信号の‘L’期間をカウントするようにしたときの例である。
この場合、カウンタ21のカウント値が‘6’であった場合、レジスタ22にはその1/2の値の‘3’が記憶され、次の周期のカウンタ21のカウント値が‘3’になったとき、サンプリングパルス生成部23からサンプリングパルスSP1が出力される。このサンプリングパルスSP1の発生位置は、PWM信号の‘L’期間の中間点である。
したがって、この場合も、サンプルホールド回路31でサンプリングする電圧は、分圧電圧Vdetの平均値に相当する値となる。
このような本実施例によれば、サンプルホールド回路31が、PWM信号の‘H’期間あるいは‘L’期間の中間点で、DC/DCコンバータ100の出力電圧Voutの分圧電圧Vdetをサンプリングするので、分圧電圧Vdetの平均値を素早く得ることができる。
また、サンプルホールド回路31がサンプリングした電圧を保持しているので、DC/DCコンバータ100の誤差検出器110へ、DC/DCコンバータ100の出力電圧Voutのリップルの影響を受けることなく、安定的に、電圧VFBを与えることができる。
実施例1では、PWM信号の‘H’期間あるいは‘L’期間の中間点で、DC/DCコンバータ100の出力電圧Voutの分圧電圧Vdetをサンプリングする例を示したが、本実施例では、PWM信号の‘H’期間と‘L’期間の両方の中間点で、分圧電圧Vdetをサンプリングする例を示す。
図4は、本発明の実施例2に係るDC/DCコンバータの制御回路の構成の例を示すブロック図である。
本実施例の制御回路2は、実施例1の制御回路1に、さらに、カウンタ41、レジスタ42、サンプリングパルス生成部43を追加したものである。
本実施例では、カウンタ21はPWM信号の‘H’期間をカウントするものとし、カウンタ41が、PWM信号の‘L’期間をカウントするようにしたものである。
レジスタ42は、カウンタ41の出力Qn〜Q1を1ビット右シフトして先頭に‘0’を置いた値、すなわち、カウンタ41のカウント値の1/2の値を記憶する。
サンプリングパルス生成部43は、PWM信号の次の周期のカウンタ41のカウンタ値がレジスタ42に記憶されている値と一致したときに、サンプリングパルスSP2を生成する。
図5に、制御回路1の動作の例を波形図で示す。ここでも、逓倍器11の逓倍率が8であるときの例を示す。
本実施例では、PWM信号の‘H’期間の中間点でサンプリングパルスSP1が出力され、‘L’期間の中間点でサンプリングパルスSP2が出力される。
サンプルホールド回路31は、サンプリングパルスSP1およびサンプリングパルスSP2により、DC/DCコンバータ100の出力電圧Voutの分圧電圧Vdetをサンプリングする。
このような本実施例によれば、サンプリングの回数が多いので、サンプリング精度を高めることができる。
1、2 制御回路
11 逓倍器
21、41 カウンタ
22、42 レジスタ
23、43 サンプリングパルス生成部
31 サンプルホールド回路
Rdet1、Rdet2 抵抗
11 逓倍器
21、41 カウンタ
22、42 レジスタ
23、43 サンプリングパルス生成部
31 サンプルホールド回路
Rdet1、Rdet2 抵抗
Claims (5)
- 基準電圧との比較を行う誤差検出手段の出力に応じてデューティが変化するPWM信号により導通が制御されるハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子を備える同期整流型のDC/DCコンバータの制御回路であって、
前記ハイサイドスイッチング素子の導通期間または前記ローサイドスイッチング素子の導通期間の中間点でサンプリングパルスを発生させるサンプリングパルス発生手段と、
前記DC/DCコンバータの出力電圧を前記サンプリングパルスでサンプリングし、サンプリングした電圧を保持するサンプルホールド手段と
を有し、
前記サンプルホールド手段の出力電圧を前記誤差検出手段へ供給する
ことを特徴とするDC/DCコンバータの制御回路。 - 前記サンプリングパルス発生手段が、
前記PWM信号の‘H’期間または‘L’期間を前記PWM信号のサイクルごとに測定するカウンタと、
前記カウンタのカウント値の1/2の値を記憶するレジスタと、
前記カウンタのカウント値が前記レジスタの値と一致したときに前記サンプリングパルスを生成するサンプリングパルス生成手段と
を有することを特徴とする請求項1に記載のDC/DCコンバータの制御回路。 - 基準電圧との比較を行う誤差検出手段の出力に応じてデューティが変化するPWM信号により導通が制御されるハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子を備える同期整流型のDC/DCコンバータの制御回路であって、
前記ハイサイドスイッチング素子の導通期間の中間点で第1のサンプリングパルスを発生させる第1のサンプリングパルス発生手段と、
前記ローサイドスイッチング素子の導通期間の中間点で第2のサンプリングパルスを発生させる第2のサンプリングパルス発生手段と、
前記DC/DCコンバータの出力電圧を前記第1のサンプリングパルスおよび前記第2のサンプリングパルスでサンプリングし、サンプリングした電圧を保持するサンプルホールド手段と
を有し、
前記サンプルホールド手段の出力電圧を前記誤差検出手段へ供給する
ことを特徴とするDC/DCコンバータの制御回路。 - 前記第1のサンプリングパルス発生手段が、
前記PWM信号の‘H’期間を前記PWM信号のサイクルごとに測定する第1のカウンタと、
前記第1のカウンタのカウント値の1/2の値を記憶する第1のレジスタと、
前記第1のカウンタのカウント値が前記第1のレジスタの値と一致したときに前記第1のサンプリングパルスを生成する第1のサンプリングパルス生成手段と
を有し、
前記第2のサンプリングパルス発生手段が、
前記PWM信号の‘L’期間を前記PWM信号のサイクルごとに測定する第2のカウンタと、
前記第2のカウンタのカウント値の1/2の値を記憶する第2のレジスタと、
前記第2のカウンタのカウント値が前記第2のレジスタの値と一致したときに前記第2のサンプリングパルスを生成する第2のサンプリングパルス生成手段と
を有することを特徴とする請求項3に記載のDC/DCコンバータの制御回路。 - 基準電圧との比較を行う誤差検出手段の出力に応じてデューティが変化するPWM信号により導通が制御されるハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子を備える同期整流型のDC/DCコンバータの制御方法であって、
前記ハイサイドスイッチング素子の導通期間または/および前記ローサイドスイッチング素子の導通期間の中間点で前記DC/DCコンバータの出力電圧をサンプリングして保持した電圧を、前記誤差検出手段へ供給する
ことを特徴とするDC/DCコンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008206295A JP2010045876A (ja) | 2008-08-08 | 2008-08-08 | Dc/dcコンバータの制御回路および制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
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Family Applications (1)
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JP2008206295A Pending JP2010045876A (ja) | 2008-08-08 | 2008-08-08 | Dc/dcコンバータの制御回路および制御方法 |
Country Status (1)
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JP (1) | JP2010045876A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012065517A (ja) * | 2010-09-17 | 2012-03-29 | Toshiba Corp | Dc−dc変換器及びdc−dc変換器用回路 |
JP2012110159A (ja) * | 2010-11-18 | 2012-06-07 | Tdk Corp | 電圧変換装置および電圧制御回路 |
KR20170040959A (ko) * | 2015-10-06 | 2017-04-14 | 엘에스오토모티브 주식회사 | 멀티페이즈형 dc-dc 컨버터 시스템의 점검 방법 및 이를 위한 시스템 |
-
2008
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KR20170040959A (ko) * | 2015-10-06 | 2017-04-14 | 엘에스오토모티브 주식회사 | 멀티페이즈형 dc-dc 컨버터 시스템의 점검 방법 및 이를 위한 시스템 |
KR102421741B1 (ko) * | 2015-10-06 | 2022-07-14 | 엘에스오토모티브테크놀로지스 주식회사 | 멀티페이즈형 dc-dc 컨버터 시스템의 점검 방법 및 이를 위한 시스템 |
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