WO2017141872A1 - インバータ制御装置 - Google Patents

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WO2017141872A1
WO2017141872A1 PCT/JP2017/005148 JP2017005148W WO2017141872A1 WO 2017141872 A1 WO2017141872 A1 WO 2017141872A1 JP 2017005148 W JP2017005148 W JP 2017005148W WO 2017141872 A1 WO2017141872 A1 WO 2017141872A1
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WO
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pattern
current
switching
timing
phase
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PCT/JP2017/005148
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浩司 入江
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株式会社デンソー
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Publication date
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    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the present disclosure relates to a control device applied to an inverter including a series connection body of an upper arm switch and a lower arm switch.
  • the upper and lower arm switches are based on a switching pattern defined over one electrical angular period in order to output a sinusoidal current from the inverter.
  • the switching pattern satisfies the condition that the number of pulses per half cycle is the designated number of pulses and the condition that the lower harmonics of the output voltage of the inverter are reduced.
  • the control device switches the switching pattern after a switching transition period for suppressing fluctuations in the line voltage output from the inverter has elapsed.
  • This disclosure is mainly intended to provide an inverter control device that can suppress fluctuations in output power of an inverter.
  • the present disclosure is applied to an inverter including a series connection body of an upper arm switch and a lower arm switch, and is based on an operation pattern that is a time-series pattern that defines each switching pattern of the upper arm switch and the lower arm switch.
  • a specification that identifies each of the current pattern that is the currently set operation pattern and the next pattern that is the next set operation pattern
  • the selection unit and the thymine In the instruction switching timing selected by the selecting unit, and a switching unit for switching from the current pattern to the next pattern.
  • the offset amount of the output current of the inverter changes according to the switching timing from the current pattern to the next pattern in one electrical angle cycle. For this reason, the change of the output power of an inverter can be suppressed by switching from the present pattern to the next pattern at an appropriate timing.
  • the switching timing is selected from a plurality of timings that are set in the middle of the current pattern over one electrical angle period and are candidates for switching timing from the current pattern to the next pattern. Is done. As a result, switching from the current pattern to the next pattern can be performed at an appropriate timing that can reduce the offset amount of the output current. Therefore, fluctuations in the output power of the inverter can be suppressed.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of the motor control system according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing motor control processing.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating the processing of the modulator,
  • FIG. 4 is a diagram showing an outline of a pulse pattern,
  • FIG. 5 is a time chart showing an example of each waveform when a current offset remains,
  • FIG. 6 is a time chart showing an example of each waveform when the current offset is eliminated,
  • FIG. 7 is a flowchart showing the procedure of the switching angle selection process.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a synthesis method of each phase current offset amount.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a calculation result of the composite offset amount corresponding to the temporarily set angle.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a calculation result of the composite offset amount corresponding to the temporarily set angle.
  • FIG. 11 is a flowchart showing the procedure of the switching angle selection process according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing a storage mode of candidate switching angles corresponding to the next pattern at present
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a storage mode of candidate switching angles corresponding to the next pattern at present
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating processing of the modulator according to the third embodiment.
  • FIG. 15 is a block diagram illustrating processing of the modulator according to the fourth embodiment.
  • control device (First embodiment)
  • a first embodiment of a control device according to the present disclosure will be described with reference to the drawings.
  • the control device according to this embodiment is applied to a three-phase inverter connected to a three-phase rotating electrical machine.
  • the control device and the rotating electrical machine are mounted on a vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle.
  • the motor control system includes a motor generator 10, a three-phase inverter 20, and a control device 30.
  • the motor generator 10 is an in-vehicle main machine, and its rotor is mechanically connected to drive wheels (not shown).
  • a synchronous machine is used as the motor generator 10, and more specifically, a permanent magnet embedded type is used.
  • the motor generator 10 is connected to a battery 21 as a DC power source via an inverter 20.
  • the output voltage of the battery 21 is, for example, 100 V or more.
  • a smoothing capacitor 22 that smoothes the input voltage of the inverter 20 is provided between the battery 21 and the inverter 20.
  • the boost converter corresponds to a DC power source.
  • the inverter 20 includes series connection bodies of upper arm switches Sup, Svp, Swp and lower arm switches Sun, Svn, Swn for the number of phases. Each series connection body is connected to the battery 21 in parallel.
  • the U phase of the motor generator 10 is connected to a connection point between the U phase upper and lower arm switches Sup and Sun.
  • the V phase of the motor generator 10 is connected to a connection point between the V phase upper and lower arm switches Svp and Svn.
  • the W phase of the motor generator 10 is connected to a connection point between the W phase upper and lower arm switches Swp and Swn.
  • a voltage-controlled semiconductor switching element is used as each switch Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn, and more specifically, an IGBT is used.
  • the free wheel diodes Dup, Dun, Dvp, Dvn, Dwp, Dwn are connected in antiparallel to the switches Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn.
  • the motor control system further includes a phase current detection unit that detects a current of at least two phases among the phase currents flowing through the motor generator 10.
  • the phase current detection unit includes a V-phase current detection unit 23V that detects a current flowing in the V-phase of motor generator 10 and a W-phase current detection unit 23W that detects a current flowing in the W-phase.
  • the motor control system also includes a voltage detector 24 that detects the output voltage of the battery 21 as the power supply voltage VINV of the inverter 20 and an angle detector 25 that detects the electrical angle ⁇ e of the motor generator 10.
  • a resolver can be used as the angle detection unit 25.
  • the control device 30 is mainly composed of a microcomputer, and operates the inverter 20 so as to feedback control the control amount of the motor generator 10 to the command value.
  • the control amount is torque
  • the command value is the command torque Trq *.
  • the control device 30 controls each of the switches Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, and Swn constituting the inverter 20 based on the detection values of the various detection units so that the operation signals gUp, gUn, gVp, and gVn are turned on and off.
  • GWp, gWn are generated, and the generated operation signals gUp, gUn, gVp, gVn, gWp, gWn are output to each drive circuit Dr corresponding to each switch.
  • the operation signals gUp, gVp, gWp on the upper arm side and the corresponding operation signals gUn, gVn, gWn on the lower arm side are complementary to each other. That is, the upper arm switch and the corresponding lower arm switch are alternately turned on.
  • the command torque Trq * is, for example, a control device provided outside the control device 30, and is output from a control device higher than the control device 30.
  • the two-phase conversion unit 31 sets the V-phase current IV detected by the V-phase current detection unit 23V, the W-phase current IW detected by the W-phase current detection unit 23W, and the electrical angle ⁇ e detected by the angle detection unit 25.
  • U-phase current IU, V-phase current IV, and W-phase current IW are converted into d and q-axis currents Idr and Iqr in dq coordinate system that is a two-phase rotational coordinate system. To do.
  • the torque estimation unit 32 calculates the estimated torque Te of the motor generator 10 based on the d and q axis currents Idr and Iqr output from the two-phase conversion unit 31.
  • the estimated torque Te may be calculated using a map in which the d and q-axis currents Idr and Iqr are associated with the estimated torque Te, or may be calculated using a model formula.
  • the torque deviation calculation unit 33 calculates the torque deviation ⁇ T by subtracting the estimated torque Te from the command torque Trq *.
  • the phase calculation unit 34 calculates the command voltage phase ⁇ as an operation amount for performing feedback control of the estimated torque Te to the command torque Trq * based on the torque deviation ⁇ T calculated by the torque deviation calculation unit 33.
  • the command voltage phase ⁇ is a command value of the voltage phase of the output voltage vector of the inverter 20.
  • the command voltage phase ⁇ is calculated by proportional-integral control with the torque deviation ⁇ T as an input.
  • the output voltage vector is defined by a d-axis voltage Vd that is a d-axis component of the output voltage vector in the dq coordinate system and a q-axis voltage Vq that is a q-axis component.
  • Vd d-axis voltage
  • Vq q-axis voltage
  • the voltage phase is defined with the positive direction of the d axis as a reference, and the counterclockwise direction from this reference is defined as the positive direction.
  • the current setting unit 35 calculates d and q-axis command currents Id * and Iq * for realizing the command torque Trq * based on the command torque Trq *.
  • the current for realizing the minimum current maximum torque control (Maximum torque per ampere control) is calculated as d and q-axis command currents Id * and Iq *.
  • the current deviation calculation unit 36 calculates the d-axis current deviation ⁇ Id by subtracting the d-axis current Idr from the d-axis command current Id *.
  • the current deviation calculation unit 36 calculates the q-axis current deviation ⁇ Iq by subtracting the q-axis current Iqr from the q-axis command current Iq *.
  • the voltage setting unit 37 calculates a command voltage amplitude Vr, which is a command value of the voltage amplitude of the output voltage vector, based on the d-axis current deviation ⁇ Id and the q-axis current deviation ⁇ Iq.
  • the voltage amplitude is defined as the square root of the sum of the square value of the d-axis voltage Vd and the square value of the q-axis voltage Vq.
  • the voltage setting unit 37 calculates a d-axis command voltage Vd * as an operation amount for feedback control of the d-axis current Idr to the d-axis command current Id * based on the d-axis current deviation ⁇ Id, and the q-axis current Based on the deviation ⁇ Iq, a q-axis command voltage Vq * is calculated as an operation amount for feedback control of the q-axis current Iqr to the q-axis command current Iq *.
  • proportional-integral control is used as the feedback control.
  • the voltage setting unit 37 calculates the command voltage amplitude Vr based on the d-axis command voltage Vd * and the q-axis command voltage Vq *.
  • the modulator 38 Based on the command voltage phase ⁇ , the command voltage amplitude Vr, the power supply voltage VINV detected by the voltage detection unit 24, and the electrical angle ⁇ e, the modulator 38 generates the operation signals gUp, gUn, gVp, gVn, gWp, gWn. PWM signals GU, GV, and GW, which are original signals, are generated. Details of the modulator 38 will be described later.
  • the signal generation unit 39 performs a process of separating the logic inversion timings of the PWM signals GU, GV, GW and the logic inversion signals by a dead time, whereby the operation signals gUp, gUn, gVp, gVn, gWp, gWn are performed. Is generated.
  • the modulator 38 will be described with reference to FIG.
  • the modulator 38 generates PWM signals GU, GV, and GW by pulse pattern control.
  • the speed calculation unit 38a calculates the electrical angular speed ⁇ e of the motor generator 10 based on the electrical angle ⁇ e.
  • the synchronization number setting unit 38b calculates the synchronization number N based on the electrical angular velocity ⁇ e and the synchronization number table. This calculation process is performed because the pulse pattern is generated using the concept of the synchronous triangular wave comparison PWM control in which an integral multiple of one carrier period and one electrical angle period are matched.
  • the synchronization number table is information in which each of the plurality of electrical angular velocity regions is associated with the synchronization number N in advance. In the present embodiment, a multiple of 3 is exemplified as “3, 6, 9, 12, 15,...” As the synchronization number N associated with each electrical angular velocity region.
  • the modulation factor calculation unit 38c calculates the modulation factor M based on the command voltage amplitude Vr and the power supply voltage VINV.
  • the modulation factor M is a value obtained by normalizing the command voltage amplitude Vr with the power supply voltage VINV.
  • the modulation factor M is calculated by the following equation (eq1).
  • the pulse pattern selection unit 38d selects a pulse pattern that is a switching pattern over one electrical angular period based on the synchronization number N output from the synchronization number setting unit 38b and the modulation factor M.
  • the pulse pattern corresponds to the operation pattern.
  • the pulse pattern is stored in the pattern storage unit 38e in advance in association with the synchronization number N and the modulation factor M.
  • the pulse pattern includes an on instruction signal for instructing to turn on the upper arm switch and to turn off the lower arm switch, and to turn off the upper arm switch and turn on the lower arm switch.
  • Each of the off instruction signal instructing the operation is information related to the electrical angle ⁇ e.
  • signals having different logic values are used as the on / off instruction signal. Specifically, a logic H signal is used as the on instruction signal, and a logic L signal is used as the off instruction signal.
  • the pulse pattern is symmetrical with respect to the center (180 degrees) of one electrical angle period from 0 degrees to 360 degrees in each of the U to W phases. Specifically, the logical values of a pair of timings that are equidistant in electrical angle with respect to the center are reversed.
  • the pattern storage unit 38e stores an electrical angle that instructs switching from one of the on instruction signal and the off instruction signal to the other as a pulse pattern.
  • FIG. 4 illustrates ⁇ 0, ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 3, and ⁇ 4 as switching phases that are electrical angles for instructing switching from one of the on instruction signal and the off instruction signal to the other.
  • the pulse pattern may be associated with the command voltage amplitude Vr instead of the modulation factor M.
  • the pulse pattern selection unit 38d selects one corresponding pulse pattern based on the synchronization number N and the modulation factor M.
  • the pulse pattern selection unit 38d outputs the switching phase ⁇ of the selected pulse pattern to the buffer 38f.
  • the buffer 38f stores the switching phase of the next pattern, which is the pulse pattern scheduled to be output next time, in addition to the current pattern, which is the pulse pattern currently being output.
  • the switching phase ⁇ output from the buffer 38f is input to the angle comparison unit 38g.
  • the angle comparison unit 38g selects the input switching phase ⁇ corresponding to the electrical angle ⁇ e calculated by the addition unit 38h and the addition value ⁇ v of the command voltage phase ⁇ .
  • the angle comparison unit 38g generates and outputs PWM signals GU, GV, and GW based on the selected switching phase ⁇ .
  • the first data holding unit 38i holds the synchronization number N set by the synchronization number setting unit 38b in the previous control cycle.
  • the second data holding unit 38j holds the modulation rate M calculated by the modulation rate calculation unit 38c in the previous control cycle.
  • the switching determination unit 38k selects a switching angle (corresponding to a command switching timing) instructing which electrical angle in the middle of one electrical angle cycle is switched from the current pattern to the next pattern, and permits switching of the information of the selected switching angle.
  • a switching angle selection process for outputting the signal En to the buffer 38f is performed.
  • a current offset that is a zero-order component of the electrical angle of each phase current may occur, and torque fluctuation of the motor generator 10 may occur.
  • a switching angle selection process is performed.
  • FIG. 5 shows an example when torque fluctuation occurs.
  • FIG. 5A shows the transition of the next pattern at present, and
  • FIG. 5B shows the transition of the voltage offset amount Vofs.
  • FIG. 5C shows the transition of the current offset amount Iofs,
  • FIG. 5D shows the transition of the phase current of the motor generator 10, and
  • FIG. 5E shows the transition of the torque of the motor generator 10. .
  • the voltage offset amount Voft shown in FIG. 5B is a value obtained by integrating the pulse pattern over one electrical angle period.
  • the logic H signal value of the pulse pattern to be integrated is “+ VINV / 2”
  • the logic L signal value is “ ⁇ VINV / 2”.
  • FIG. 5B illustrates an integration period for calculating the voltage offset amount Vofs at the electrical angle ⁇ 2.
  • the current offset amount Iofs shown in FIG. 5C is a value estimated by dividing the integral value of the voltage offset amount Vofs in FIG. 5B by the inductance of each phase winding of the motor generator 10. is there. As shown in FIGS. 5C and 5D, the current offset amount is equivalent to the moving average value of the phase current in one electrical angle cycle.
  • the current pattern is switched to the next pattern at the electrical angle ⁇ 1.
  • the voltage offset amount Vofs continues to be a positive value thereafter, as shown in FIG. This is because the ON operation period is longer than the OFF operation period in the integration period. For this reason, the current offset amount Iofs remains as a value larger than zero.
  • FIG. 5E torque fluctuations that fluctuate with the electrical angular velocity (electrical angle primary) after the electrical angle ⁇ 1 occur. The torque fluctuation is continued until it is attenuated by, for example, a resistance component and an inductance component as loads in the motor generator 10 or removed by predetermined control.
  • FIG. 6 shows a case where torque fluctuation occurs temporarily, but then the fluctuation converges. 6 (a) to 6 (e) correspond to FIGS. 5 (a) to 5 (e).
  • the current pattern is switched to the next pattern at the electrical angle ⁇ 3.
  • the voltage offset amount Vofs shown in FIG. 6B temporarily becomes a negative value, but then crosses zero and becomes a positive value.
  • the current offset amount Iof shown in FIG. 6C temporarily becomes a negative value, but converges to 0 within one electrical angle cycle after switching. That is, the current offset is eliminated.
  • the negative voltage offset amount Vofs and the positive voltage offset amount Vofs generated after the switching are canceled because the switching timing of the pulse pattern is an appropriate timing.
  • FIG. 6 (e) although the torque fluctuation of the motor generator 10 occurs temporarily, the fluctuation is quickly eliminated.
  • FIG. 7 shows the procedure of the switching angle selection process according to this embodiment. This process is repeatedly executed by the switching determination unit 38k, for example, every predetermined control cycle.
  • step S10 the synchronization number N currently being output from the synchronization number setting unit 38b to the pulse pattern selection unit 38d, and the current output being performed from the modulation factor calculation unit 38c to the pulse pattern selection unit 38d.
  • the current pattern currently output from the pulse pattern selection unit 38d to the buffer 38f is specified.
  • the synchronization number N currently being output uses the synchronization number N held by the first data holding unit 38i, and the modulation rate M currently being output is held by the second data holding unit 38j.
  • a modulation factor M is used.
  • the next pattern of the next output schedule is determined based on the next output scheduled synchronization number N set by the synchronization number setting unit 38b and the next output scheduled modulation rate M calculated by the modulation rate calculation unit 38c. Identify.
  • the processes in steps S10 and S12 correspond to the specifying unit.
  • step S14 it is determined whether or not the logical H period included in each of the current pattern and the next pattern is less than 120 ° in electrical angle.
  • step S14 When an affirmative determination is made in step S14, the process proceeds to step S16, where a temporary setting angle (corresponding to the temporary switching timing) is set and it is assumed that the current pattern is switched to the next pattern at the temporary setting angle in one electrical angle cycle.
  • a composite pattern that is a pulse pattern of That is, the combined pattern is a waveform obtained by combining the current pattern from ⁇ 360 degrees to the temporary setting angle and the next pattern from the temporary setting angle to 360 degrees.
  • the pulse pattern from -360 degrees to 0 degrees is a pulse pattern from 0 degrees to 360 degrees as shown in FIG.
  • step S16 a composite pattern is generated for each of the three phases. Note that the combined pattern over one electrical angle period of each phase is a phase that is shifted by 120 degrees in electrical angle.
  • U, V, and W phase current offset amounts Iufs, Ivofs, and Iwofs are calculated based on the combined pattern corresponding to the set temporary setting angle for each of the three phases. calculate. Specifically, as shown in FIG. 5B, the composite pattern is integrated over one electrical angle period to calculate the U, V, W phase voltage offset amounts Vuofs, Vvofs, Vwofs. Then, by dividing the integrated value of the voltage offset amounts Vuofs, Vvofs, Vwofs by the inductance L, the current offset amounts Iufofs, Ivofs, Iwofs are calculated.
  • a combined offset amount Itotal which is a value obtained by combining the current offset amounts Iuofs, Ivofs, Iwofs for three phases.
  • FIG. 8 shows the current offset amounts of the U, V, and W phases as vectors Iufs, Ivofs, and Iwolfs, and shows that the absolute value of the vector obtained by combining the vectors Iufofs, Ivofs, and Iwolfs becomes the combined offset amount Itotal.
  • step S22 it is determined whether or not the processing in steps S16 to S20 has been completed for all temporarily set angles. That is, in the previous step S16, a plurality of different electrical angles in one electrical angle cycle are set as temporary setting angles.
  • step S22 If a negative determination is made in step S22, the process returns to step S16 to set a new temporary setting angle. On the other hand, if a positive determination is made in step S22, the process proceeds to step S24.
  • step S24 the temporary setting angle having the smallest absolute value of the combined offset amount Itotal is selected as the switching angle among the temporary setting angles.
  • FIG. 9 shows a current pattern and a next pattern for three phases used for generating a composite pattern, and a calculation result of a composite offset amount Itotal corresponding to each temporarily set angle.
  • a temporarily set angle at which the combined offset amount Itotal is less than the determination value TH is set as a switching angle selection candidate.
  • the range of the temporarily set angle that is a selection candidate of the switching angle is indicated by an arrow.
  • the determination value TH may be set as an average value of the combined offset amount Itotal corresponding to each temporarily set angle, for example.
  • the temporarily set angle that is after the current electrical angle ⁇ e and closest to the current electrical angle ⁇ e is selected as the switching angle.
  • the temporarily set angle is set as 30 degrees ⁇ N (N is a positive integer)
  • the electrical angle ⁇ b is selected as the switching angle.
  • the selection method described above is employed to prevent a decrease in torque response of the motor generator 10. That is, when a temporary setting angle that is far from the current electrical angle ⁇ e is selected as the switching angle, switching to the next pattern is waited until the actual electrical angle becomes the switching angle. In this case, the torque response of motor generator 10 is reduced.
  • a switching permission signal En for instructing switching from the current pattern to the next pattern at the selected switching angle is output to the buffer 38f.
  • the buffer 38f determines that the added value ⁇ v of the electrical angle ⁇ e and the command voltage phase ⁇ is the input switching angle, the buffer 38f switches from the current pattern to the next pattern.
  • the buffer 38f performs switching from the current pattern to the next pattern simultaneously for three phases. This is to suppress the occurrence of torque fluctuations in the motor generator 10.
  • step S28 one of a plurality of predetermined temporary setting angles is selected as a switching angle.
  • a temporary setting angle is set in advance in each of a predetermined electrical angle range centered on 30 degrees + 60 degrees ⁇ N.
  • the temporary setting angle can be set in advance without performing the processing of steps S16 to S24 described above, if the ON operation period continues for 120 degrees or more in each of the current pattern and the next pattern, and the combined offset amount Itotal with respect to the temporary setting angle. This is because the calculation result is as shown in FIG.
  • the electrical angle range in which the current offset amount is minimum is determined to be a range where the logic H continues for both the current pattern and the current pattern, centering on 90 degrees and 270 degrees. Therefore, at present, when the period of logic H included in each of the next patterns continues for 120 ° or more in electrical angle, and the motor generator has three phases, the electrical angle range in which the combined offset amount Itotal is minimum is 120 degrees. By shifting each step, the electrical angle range in which the combined offset amount Itotal is minimized is determined to be a range centered at 30 degrees, 90 degrees, 150 degrees, 210 degrees, 270 degrees, and 330 degrees. Since the electrical angle range can be determined in this way, the processing in steps S16 to S24 is not necessary. Thereby, the calculation load of the control apparatus 30 can be reduced.
  • the predetermined electrical angle described above is stored in a storage unit (specifically, a memory) of the control device 30.
  • step S28 a temporary setting angle that is later than the current electrical angle ⁇ e and is closest to the current electrical angle ⁇ e among the plurality of temporary setting angles is selected as a switching angle.
  • the temporarily set angle having the minimum absolute value of the combined offset amount Itotal was selected as the switching angle. For this reason, switching from the current pattern to the next pattern can be performed at an appropriate timing at which the current offset amount can be reduced, and fluctuations in the output power of the inverter 20 can be suppressed. Thereby, the torque fluctuation of the motor generator 10 can be suppressed and the controllability of the motor generator 10 can be improved.
  • the current pattern is switched to the next pattern at a predetermined electrical angle. Thereby, the calculation load of the control apparatus 30 can be reduced.
  • the temporary setting angle closest to the current time is selected as the switching angle among the temporary setting angles having the smallest absolute value of the combined offset amount Itotal. Thereby, it is possible to prevent the torque responsiveness of motor generator 10 from being lowered.
  • FIG. 11 shows the procedure of the switching angle selection process according to this embodiment. This process is repeatedly executed by the switching determination unit 38k, for example, every predetermined control cycle.
  • the same processes as those shown in FIG. 7 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
  • a switching angle is selected in step S30.
  • a plurality of switching angles are stored in the storage unit of the control device 30 as table data in association with the current pattern and the next pattern.
  • This table data is information preliminarily adapted by the method shown in steps S16 to S24 in FIG. 5 at the time of design, for example.
  • the table data has a plurality of switching angle candidates in each pattern area defined by the current pattern and the next pattern. This is because there may be a plurality of temporarily set angles at which the absolute value of the combined offset amount Itotal is minimum, as described in the first embodiment.
  • step S30 first, a pattern region corresponding to the identified current pattern and next pattern is selected. Then, the switching angle that is later than the current electrical angle ⁇ e and closest to the current electrical angle ⁇ e is selected from the plurality of switching angles stored in the selected pattern area. It should be noted that after completion of the process of step S30, the process proceeds to step S26.
  • the table data shown in FIG. 12 even if the current pattern and the next pattern are interchanged, the switching angle does not change. Therefore, the table data may be as shown in FIG. 13 in order to compress the table data information.
  • the switching angle stored in the area where the period of logic H included in each of the next patterns currently continues in the electrical angle of 120 ° or more among the pattern areas defined in the table data is the same as in the first embodiment. As explained, it can be determined within a range centering around 30 degrees, 90 degrees, 150 degrees, 210 degrees, 270 degrees, and 330 degrees.
  • PWM signals GU, GV, and GW are generated by synchronous PWM control instead of pulse pattern control.
  • FIG. 14 is a block diagram showing processing of the modulator 38 according to this embodiment.
  • the same components as those shown in FIG. 3 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
  • the command value setting unit 38m calculates sinusoidal U, V, W phase command time ratios DU, DV, DW based on the modulation factor M and the addition value ⁇ v output from the addition unit 38h.
  • the U, V, and W phase command time ratios DU, DV, and DW have waveforms whose phases are shifted from each other by 120 ° in electrical angle.
  • the frequency setting unit 38n sets the carrier frequency fc so that the command time ratios DU, DV, DW and the carrier are synchronized. Specifically, the frequency setting unit 38n sets the carrier frequency fc so that the carrier period is a value obtained by dividing one electrical angle period by the synchronization number N.
  • the comparison unit 38p is based on a magnitude comparison between the U, V, W phase command time ratios DU, DV, DW output from the command value setting unit 38m and the carrier having the carrier frequency fc set by the frequency setting unit 38n.
  • PWM signals GU, GV, and GW are generated by the PWM processing.
  • the carrier according to the present embodiment is a double-sided modulation type triangular wave signal, specifically, an isosceles triangular signal having the same increasing speed and decreasing speed.
  • the increase rate and decrease rate are quantified by, for example, the increase and decrease amounts of carriers per unit change amount of the electrical angle.
  • the carrier according to the present embodiment is a signal whose minimum value is 0 and whose maximum value is 1.
  • the switching determination unit 38q is based on the synchronization number N currently being output from the synchronization number setting unit 38b to the frequency setting unit 38n, and the modulation rate M currently being output from the modulation rate calculation unit 38c to the command value setting unit 38m. Identify the current pattern. Also, the next pattern is specified based on the next output scheduled synchronization number N set by the synchronization number setting unit 38b and the next output scheduled modulation rate M calculated by the modulation rate calculation unit 38c.
  • the switching determination unit 38q selects a switching angle through the processing of steps S16 to S24 shown in FIG.
  • the switching determination unit 38q instructs switching to change the carrier frequency fc to a value corresponding to the next synchronization number N when it is determined that the added value ⁇ v output from the adding unit 38h has reached the selected switching angle.
  • the signal En is output to the frequency setting unit 38n.
  • FIG. 15 is a block diagram showing processing of the modulator 38 according to the present embodiment.
  • the same components as those shown in FIG. 14 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
  • the time ratio pattern selection unit 38r is a command time ratio over one electrical angle period based on the synchronization number N output from the synchronization number setting unit 38b and the modulation rate M output from the modulation rate calculation unit 38c. Select a ratio pattern.
  • the duty ratio pattern corresponds to the operation pattern.
  • the time ratio pattern is associated with the synchronization number N and the modulation factor M and is stored in advance in the storage unit of the control device 30.
  • the time ratio pattern is a time ratio pattern generated using the concept of synchronous triangular wave comparison PWM control. That is, the duty ratio pattern is a pattern that can change every carrier half cycle.
  • the duty ratio pattern selection unit 38r selects one corresponding duty ratio pattern based on the synchronization number N and the modulation factor M.
  • the time ratio pattern selection unit 38r outputs the value of the selected time ratio pattern for each carrier half cycle to the buffer 38s.
  • the value input to the buffer 38s is then input to the playback unit 38t.
  • the reproduction unit 38t selects a value corresponding to the addition value ⁇ v output from the addition unit 38h among the input time ratio pattern values. Based on the selected value, the reproduction unit 38t generates U, V, W phase command time ratios DU, DV, DW and outputs them to the comparison unit 38p.
  • the switching determination unit 38u selects a switching angle by a process similar to the process illustrated in FIG. 7 of the first embodiment.
  • the current ratio pattern currently being output is the current pattern
  • the next time ratio pattern to be output is the next pattern.
  • the switching determination unit 38u outputs to the buffer 38s a switching permission signal En that instructs switching from the current pattern to the next pattern at the selected switching angle.
  • the buffer 38s switches from the current pattern to the next pattern when it determines that the added value ⁇ v output from the adder 38h has reached the input switching angle.
  • the voltage offset amount Vofs may be calculated by setting the value of the logic H signal of the pulse pattern to be integrated as “100%” and the value of the logic L signal as “0%”.
  • the timing having the smallest absolute value of the offset amount of the output current is selected from the plurality of timings that are candidates for the switching timing from the current pattern to the next pattern, but the present invention is not limited to this.
  • One timing other than the timing with the smallest offset amount and the timing with the largest offset amount may be selected from the plurality of timings. Even in this case, the offset amount of the output current can be reduced as compared with the case where the timing having the largest offset amount is selected.
  • steps S14 and S28 may be omitted.
  • the current offset amount is obtained by dividing the integral value of the voltage offset amount by the inductance value, but this division may be omitted.
  • the selection of the switching angle is determined by the relative comparison of the current offset amount at each temporarily set angle, the same result can be obtained even if the inductance value is a constant and the comparison is performed using the integrated value of the voltage offset.
  • the inverter is not limited to a three-phase inverter, and may be a single-phase, two-phase, or four-phase or more inverter.
  • the motor generator that is a load electrically connected to the inverter is not limited to a permanent magnet embedded type, and may be, for example, a wound field type.
  • the motor generator is not limited to a synchronous machine, and may be an induction machine, for example.
  • the load is not limited to the rotating electrical machine.

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Abstract

制御装置は、インバータを構成する上アームスイッチ及び下アームスイッチのそれぞれのスイッチングパターンを定める時系列パターンである操作パターンに基づいて、上アームスイッチ及び下アームスイッチを交互にオン操作する。ここで、制御装置は、現在設定されている操作パターンである現在パターン、及び次回設定される操作パターンである次回パターンのそれぞれを特定する。制御装置は、１電気角周期に渡る現在パターンの途中に設定されて、かつ、現在パターンから次回パターンへの切り替えタイミングの候補となる複数のタイミングの中から、指令切り替えタイミングを選択する。制御装置は、選択した指令切り替えタイミングで、現在パターンから次回パターンに切り替える。

Description

インバータ制御装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１６年２月１８日に出願された日本出願番号２０１６－０２９２０３号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、上アームスイッチ及び下アームスイッチの直列接続体を備えるインバータに適用される制御装置に関する。
　この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、インバータから正弦波状の電流を出力すべく、１電気角周期に渡って規定されたスイッチングパターンに基づいて、上，下アームスイッチを交互にオン操作するものが知られている。上記スイッチングパターンは、半周期あたりのパルス数を指示されたパルス数にするとの条件、及びインバータの出力電圧の低次高調波を低減するとの条件を満たすものである。上記制御装置は、指示されるパルス数が変化した場合、インバータから出力される線間電圧の変動を抑制する切替移行期間が経過した後、スイッチングパターンを切り替える。
特開２０１４－１４３８３１号公報
　ここで、１電気角周期に渡って規定されたスイッチングパターンが、１電気角周期の途中で別のスイッチングパターンに切り替えられた場合、インバータの出力電流にオフセットが生じたり、インバータの出力電流に極低周期の変動成分が重畳されたりし得る。通常、出力電流に重畳される電流の周波数成分が低いほど、インバータの出力電力の変動が大きくなる。このため、スイッチングパターンの切り替えに起因したインバータの出力電流のオフセットや極低周期の変動成分の重畳を防止する必要がある。
　本開示は、インバータの出力電力の変動を抑制できるインバータ制御装置を提供することを主たる目的とする。
　以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
　本開示は、上アームスイッチ及び下アームスイッチの直列接続体を備えるインバータに適用され、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチのそれぞれのスイッチングパターンを定める時系列パターンである操作パターンに基づいて、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを交互にオン操作するインバータ制御装置において、現在設定されている前記操作パターンである現在パターン、及び次回設定される前記操作パターンである次回パターンのそれぞれを特定する特定部と、１電気角周期に渡る前記現在パターンの途中に設定されて、かつ、前記現在パターンから前記次回パターンへの切り替えタイミングの候補となる複数のタイミングの中から、指令切り替えタイミングを選択するタイミング選択部と、前記タイミング選択部により選択された前記指令切り替えタイミングで、前記現在パターンから前記次回パターンに切り替える切替部と、を備える。
　１電気角周期のうち現在パターンから次回パターンへの切り替えタイミングに応じて、インバータの出力電流のオフセット量が変化する。このため、現在パターンから次回パターンへの切り替えを適正なタイミングに実施することにより、インバータの出力電力の変動を抑制できる。
　この点に鑑み、上記開示では、１電気角周期に渡る現在パターンの途中に設定されて、かつ、現在パターンから次回パターンへの切り替えタイミングの候補となる複数のタイミングの中から、切り替えタイミングが選択される。これにより、現在パターンから次回パターンへの切り替えを、出力電流のオフセット量を低減できる適正なタイミングで実施できる。したがって、インバータの出力電力の変動を抑制することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図であり、 図２は、モータ制御処理を示すブロック図であり、 図３は、変調器の処理を示すブロック図であり、 図４は、パルスパターンの概要を示す図であり、 図５は、電流オフセットが残る場合の各波形の一例を示すタイムチャートであり、 図６は、電流オフセットが解消される場合の各波形の一例を示すタイムチャートであり、 図７は、切替角選択処理の手順を示すフローチャートであり、 図８は、各相電流オフセット量の合成手法の一例を示す図であり、 図９は、仮設定角に対応する合成オフセット量の演算結果の一例を示す図であり、 図１０は、仮設定角に対応する合成オフセット量の演算結果の一例を示す図であり、 図１１は、第２実施形態に係る切替角選択処理の手順を示すフローチャートであり、 図１２は、現在，次回パターンに対応する切替角の候補の記憶態様を示す図であり、 図１３は、現在，次回パターンに対応する切替角の候補の記憶態様を示す図であり、 図１４は、第３実施形態に係る変調器の処理を示すブロック図であり、 図１５は、第４実施形態に係る変調器の処理を示すブロック図である。
　（第１実施形態）
　以下、本開示に係る制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態に係る制御装置は、３相回転電機に接続された３相インバータに適用される。制御装置及び回転電機は、電気自動車やハイブリッド車等の車両に搭載される。
　図１に示すように、モータ制御システムは、モータジェネレータ１０、３相インバータ２０、及び制御装置３０を備えている。本実施形態において、モータジェネレータ１０は、車載主機であり、そのロータが図示しない駆動輪に機械的に接続されている。本実施形態では、モータジェネレータ１０として、同期機を用いており、より具体的には永久磁石埋込型のものを用いている。
　モータジェネレータ１０は、インバータ２０を介して、直流電源としてのバッテリ２１に接続されている。バッテリ２１の出力電圧は、例えば百Ｖ以上である。なお、バッテリ２１及びインバータ２０の間には、インバータ２０の入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２２が設けられている。
　ちなみに、バッテリ２１の出力電圧を昇圧してインバータ２０に出力する昇圧コンバータが制御システムに備えられる場合、昇圧コンバータが直流電源に相当する。
　インバータ２０は、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を相数分備えている。各直列接続体は、バッテリ２１に並列接続されている。Ｕ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＵ相が接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳｖｐ，Ｓｖｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＶ相が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＳｗｐ，Ｓｗｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＷ相が接続されている。ちなみに本実施形態では、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎには、各フリーホイールダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。
　モータ制御システムは、さらに、モータジェネレータ１０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する相電流検出部を備えている。本実施形態において、相電流検出部は、モータジェネレータ１０のＶ相に流れる電流を検出するＶ相電流検出部２３Ｖと、Ｗ相に流れる電流を検出するＷ相電流検出部２３Ｗとを含む。また、モータ制御システムは、バッテリ２１の出力電圧をインバータ２０の電源電圧ＶＩＮＶとして検出する電圧検出部２４、及びモータジェネレータ１０の電気角θｅを検出する角度検出部２５を備えている。なお、角度検出部２５としては、例えばレゾルバを用いることができる。
　制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータジェネレータ１０の制御量をその指令値にフィードバック制御すべく、インバータ２０を操作する。本実施形態において、制御量はトルクであり、その指令値は指令トルクＴｒｑ＊である。制御装置３０は、インバータ２０を構成する各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎをオンオフ操作すべく、上記各種検出部の検出値に基づいて、各操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成し、生成した各操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを各スイッチに対応する各駆動回路Ｄｒに対して出力する。ここで、上アーム側の操作信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐと、対応する下アーム側の操作信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、上アームスイッチと、対応する下アームスイッチとは、交互にオン状態とされる。なお、指令トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０の外部に設けられた制御装置であって、制御装置３０よりも上位の制御装置から出力される。
　続いて、図２を用いて、制御装置３０の行う上記操作信号の生成に関する処理について説明する。
　２相変換部３１は、Ｖ相電流検出部２３Ｖにより検出されたＶ相電流ＩＶ、Ｗ相電流検出部２３Ｗにより検出されたＷ相電流ＩＷ、及び角度検出部２５により検出された電気角θｅに基づいて、モータジェネレータ１０の３相固定座標系におけるＵ相電流ＩＵ，Ｖ相電流ＩＶ，Ｗ相電流ＩＷを、２相回転座標系であるｄｑ座標系におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに変換する。
　トルク推定部３２は、２相変換部３１から出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに基づいて、モータジェネレータ１０の推定トルクＴｅを算出する。ここで、推定トルクＴｅは、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒと推定トルクＴｅとが関係付けられたマップを用いて算出してもよいし、モデル式を用いて算出してもよい。
　トルク偏差算出部３３は、指令トルクＴｒｑ＊から推定トルクＴｅを減算することにより、トルク偏差ΔＴを算出する。
　位相算出部３４は、トルク偏差算出部３３によって算出されたトルク偏差ΔＴに基づいて、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、指令電圧位相δを算出する。指令電圧位相δは、インバータ２０の出力電圧ベクトルの電圧位相の指令値である。本実施形態では、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によって指令電圧位相δを算出する。
　なお、出力電圧ベクトルは、ｄｑ座標系における出力電圧ベクトルのｄ軸成分であるｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸成分であるｑ軸電圧Ｖｑとによって定義される。また本実施形態において、電圧位相は、ｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向が正方向として定義されている。
　電流設定部３５は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、指令トルクＴｒｑ＊を実現するためのｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。本実施形態では、最小電流最大トルク制御（Maximum torque per ampere control）を実現するための電流をｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として算出する。
　電流偏差算出部３６は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算することにより、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。また、電流偏差算出部３６は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算することにより、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。
　電圧設定部３７は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいて、出力電圧ベクトルの電圧振幅の指令値である指令電圧振幅Ｖｒを算出する。ここで電圧振幅は、ｄ軸電圧Ｖｄの２乗値とｑ軸電圧Ｖｑの２乗値との和の平方根として定義される。電圧設定部３７は、まず、ｄ軸電流偏差ΔＩｄに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量としてｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出し、ｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいて、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量としてｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。本実施形態では、上記フィードバック制御として、比例積分制御を用いる。そして電圧設定部３７は、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊に基づいて、指令電圧振幅Ｖｒを算出する。
　変調器３８は、指令電圧位相δ、指令電圧振幅Ｖｒ、電圧検出部２４により検出された電源電圧ＶＩＮＶ、及び電気角θｅに基づいて、上記操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎの元になる信号であるＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。変調器３８の詳細については、後に詳述する。
　信号生成部３９は、ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷとその論理反転信号との論理反転タイミング同士をデッドタイムだけ離間させる処理を行うことで、上記操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成する。
　続いて、図３を用いて変調器３８について説明する。本実施形態において、変調器３８は、パルスパターン制御によりＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。
　速度算出部３８ａは、電気角θｅに基づいて、モータジェネレータ１０の電気角速度ωｅを算出する。
　同期数設定部３８ｂは、電気角速度ωｅ及び同期数テーブルに基づいて、同期数Ｎを算出する。この算出処理は、キャリアの１周期の整数倍と１電気角周期とを一致させる同期式三角波比較ＰＷＭ制御の考え方を用いてパルスパターンを生成しているためになされるものである。同期数テーブルは、複数の電気角速度領域のそれぞれと同期数Ｎとが予め関係付けられた情報である。本実施形態において、各電気角速度領域と関係付けられた同期数Ｎとして、「３，６，９，１２，１５，…」というように３の倍数を例示した。各同期数３，６，９，１２，１５，…と関係付けられた電気角速度領域の上限閾値ω３，ω６，ω９，ω１２，ω１５…は、ω（Ｎ）＝２π×ｆｃｍａｘ／Ｎに設定されている。なお、ｆｃｍａｘは、キャリア信号の上限周波数を示す。
　変調率算出部３８ｃは、指令電圧振幅Ｖｒ及び電源電圧ＶＩＮＶに基づいて、変調率Ｍを算出する。ここで変調率Ｍとは、指令電圧振幅Ｖｒを電源電圧ＶＩＮＶで規格化した値のことである。本実施形態では、下式（ｅｑ１）により変調率Ｍを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
　パルスパターン選択部３８ｄは、同期数設定部３８ｂから出力された同期数Ｎと、変調率Ｍとに基づいて、１電気角周期に渡るスイッチングパターンであるパルスパターンを選択する。本実施形態では、パルスパターンが操作パターンに相当する。パルスパターンは、同期数Ｎ及び変調率Ｍと関係付けられて予めパターン記憶部３８ｅに記憶されている。
　パルスパターンは、図４に示すように、上アームスイッチをオン操作してかつ下アームスイッチをオフ操作することを指示するオン指示信号と、上アームスイッチをオフ操作してかつ下アームスイッチをオン操作することを指示するオフ指示信号とのそれぞれが電気角θｅと関係付けられた情報である。本実施形態では、オン，オフ指示信号として互いに論理値の異なる信号を用いており、具体的には、オン指示信号として論理Ｈの信号を用い、オフ指示信号として論理Ｌの信号を用いている。また本実施形態において、パルスパターンは、Ｕ～Ｗ相のそれぞれにおいて、０度から３６０度までの１電気角周期の中央（１８０度）に対して対称性を有するものとされている。詳しくは、中央に対して電気角で等距離にある一対のタイミングの論理値が逆とされている。
　本実施形態において、パターン記憶部３８ｅには、パルスパターンとして、オン指示信号及びオフ指示信号のうちいずれか一方から他方への切り替えを指示する電気角が記憶されている。図４には、オン指示信号及びオフ指示信号のうちいずれか一方から他方への切り替えを指示する電気角であるスイッチング位相として、α０，α１，α２，α３，α４を例示した。ちなみに、パルスパターンは、変調率Ｍに代えて、指令電圧振幅Ｖｒと関係付けられていてもよい。
　パルスパターン選択部３８ｄは、同期数Ｎと変調率Ｍとに基づいて、該当する１つのパルスパターンを選択する。パルスパターン選択部３８ｄは、選択したパルスパターンのスイッチング位相αをバッファ３８ｆに出力する。
　本実施形態において、バッファ３８ｆは、現在出力中のパルスパターンである現在パターンに加えて、次回出力予定のパルスパターンである次回パターンのスイッチング位相を記憶する。バッファ３８ｆから出力されたスイッチング位相αは、角度比較部３８ｇに入力される。角度比較部３８ｇは、入力されたスイッチング位相αのうち、加算部３８ｈによって算出された電気角θｅ及び指令電圧位相δの加算値θｖに該当するものを選択する。角度比較部３８ｇは、選択したスイッチング位相αに基づいて、ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成して出力する。
　第１データ保持部３８ｉは、前回の制御周期において同期数設定部３８ｂにより設定された同期数Ｎを保持する。第２データ保持部３８ｊは、前回の制御周期において変調率算出部３８ｃにより算出された変調率Ｍを保持する。
　切替判定部３８ｋは、１電気角周期の途中のどの電気角において現在パターンから次回パターンに切り替えるかを指示する切替角（指令切り替えタイミングに相当）を選択し、選択した切替角の情報を切替許可信号Ｅｎとしてバッファ３８ｆに出力する切替角選択処理を行う。以下、この処理を行う理由について説明した後、この処理の詳細について説明する。
　まず、図５及び図６を用いて、切替角選択処理を行う理由について説明する。
　現在パターンから次回パターンへの切り替えタイミングによっては、各相電流の電気角０次成分である電流オフセットが生じ、モータジェネレータ１０のトルク変動が発生するおそれがある。上記トルク変動を抑制すべく、切替角選択処理を行う。
　図５に、トルク変動が発生する場合の一例を示す。図５（ａ）は、現在，次回パターンの推移を示し、図５（ｂ）は、電圧オフセット量Ｖｏｆｓの推移を示す。図５（ｃ）は、電流オフセット量Ｉｏｆｓの推移を示し、図５（ｄ）は、モータジェネレータ１０の相電流の推移を示し、図５（ｅ）は、モータジェネレータ１０のトルクの推移を示す。
　図５（ｂ）に示す電圧オフセット量Ｖｏｆｔは、１電気角周期に渡ってパルスパターンを積分した値である。本実施形態では、積分対象となるパルスパターンの論理Ｈの信号の値を「＋ＶＩＮＶ／２」とし、論理Ｌの信号の値を「－ＶＩＮＶ／２」とする。図５（ｂ）には、電気角θ２における電圧オフセット量Ｖｏｆｓを算出するための積分期間を例示した。
　また、図５（ｃ）に示す電流オフセット量Ｉｏｆｓは、図５（ｂ）の電圧オフセット量Ｖｏｆｓの積分値を、モータジェネレータ１０の各相巻線のインダクタンスで除算することにより推定された値である。図５（ｃ），（ｄ）に示すように、電流オフセット量は、１電気角周期における相電流の移動平均値と等価である。
　図５では、電気角θ１において現在パターンから次回パターンに切り替えられる。電気角θ１において切り替えられると、図５（ｂ）に示すように、その後電圧オフセット量Ｖｏｆｓが正の値となり続ける。これは、積分期間においてオフ操作期間よりもオン操作期間の方が長いためである。このため、電流オフセット量Ｉｏｆｓが０よりも大きい値として残ることとなる。その結果、図５（ｅ）に示すように、電気角θ１以降において電気角速度（電気角１次）で変動するトルク変動が発生する。なお、このトルク変動は、例えば、モータジェネレータ１０における負荷としての抵抗成分及びインダクタンス成分によって減衰するか、又は所定の制御により取り除かれるまで継続される。
　図６に、トルク変動が一時的に発生するものの、その後変動が収束する場合を示す。なお、図６（ａ）～図６（ｅ）は、先の図５（ａ）～図５（ｅ）に対応している。
　図６では、電気角θ３において現在パターンから次回パターンに切り替えられる。電気角θ３において切り替えられると、図６（ｂ）に示す電圧オフセット量Ｖｏｆｓは、一時的に負の値となるものの、その後ゼロクロスして正の値となる。このため、図６（ｃ）に示す電流オフセット量Ｉｏｆｔは、一時的に負の値となるものの、切り替えから１電気角周期以内に０に収束する。すなわち、電流オフセットが解消する。これは、パルスパターンの切り替えタイミングが適正なタイミングであったため、切り替え後に生じる負の電圧オフセット量Ｖｏｆｓと正の電圧オフセット量Ｖｏｆｓとが相殺されたためである。これにより、図６（ｅ）に示すように、モータジェネレータ１０のトルク変動が一時的に発生するものの、その変動は速やかに解消される。
　図７に、本実施形態に係る切替角選択処理の手順を示す。この処理は、切替判定部３８ｋにより、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。
　この一連の処理では、まずステップＳ１０において、同期数設定部３８ｂからパルスパターン選択部３８ｄへと現在出力中の同期数Ｎ、及び変調率算出部３８ｃからパルスパターン選択部３８ｄへと現在出力中の変調率Ｍに基づいて、パルスパターン選択部３８ｄからバッファ３８ｆに現在出力中の現在パターンを特定する。ここで、現在出力中の同期数Ｎは、第１データ保持部３８ｉにより保持されている同期数Ｎが用いられ、現在出力中の変調率Ｍは、第２データ保持部３８ｊにより保持されている変調率Ｍが用いられる。
　続くステップＳ１２では、同期数設定部３８ｂにより設定された次回出力予定の同期数Ｎ、及び変調率算出部３８ｃにより算出された次回出力予定の変調率Ｍに基づいて、次回出力予定の次回パターンを特定する。なお本実施形態において、ステップＳ１０，Ｓ１２の処理が特定部に相当する。
　続くステップＳ１４では、現在パターン及び次回パターンのそれぞれが含む論理Ｈの期間が電気角で１２０°未満であるか否かを判定する。
　ステップＳ１４において肯定判定した場合には、ステップＳ１６に進み、仮設定角（仮切り替えタイミングに相当）を設定し、１電気角周期のうち仮設定角で現在パターンから次回パターンに切り替えたと仮定した場合のパルスパターンである合成パターンを生成する。つまり、合成パターンは、－３６０度から仮設定角までの現在パターンと、仮設定角から３６０度までの次回パターンとを合成した波形となる。なお、－３６０度から０度までのパルスパターンとは、先の図４に示すように、０度から３６０度までのパルスパターンのことである。
　またステップＳ１６では、３相のそれぞれについて、合成パターンを生成する。なお、各相の１電気角周期に渡る合成パターンは、電気角で位相が１２０度ずつずれたものとなる。
　続くステップＳ１８では、３相のそれぞれについて、設定された仮設定角に対応する合成パターンに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流オフセット量Ｉｕｏｆｓ，Ｉｖｏｆｓ，Ｉｗｏｆｓ（各相オフセット量に相当）を算出する。詳しくは、先の図５（ｂ）に示すように、１電気角周期に渡って合成パターンを積分することにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧オフセット量Ｖｕｏｆｓ，Ｖｖｏｆｓ，Ｖｗｏｆｓを算出する。そして、電圧オフセット量Ｖｕｏｆｓ，Ｖｖｏｆｓ，Ｖｗｏｆｓの積分値をインダクタンスＬで除算することにより電流オフセット量Ｉｕｏｆｓ，Ｉｖｏｆｓ，Ｉｗｏｆｓを算出する。
　続くステップＳ２０では、３相分の電流オフセット量Ｉｕｏｆｓ，Ｉｖｏｆｓ，Ｉｗｏｆｓを合成した値である合成オフセット量Ｉｔｏｔａｌを算出する。図８に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流オフセット量をベクトルＩｕｏｆｓ，Ｉｖｏｆｓ，Ｉｗｏｆｓで示し、各ベクトルＩｕｏｆｓ，Ｉｖｏｆｓ，Ｉｗｏｆｓを合成したベクトルの絶対値が合成オフセット量Ｉｔｏｔａｌとなることを示す。
　続くステップＳ２２では、全ての仮設定角についてステップＳ１６～Ｓ２０の処理が終了したか否かを判定する。つまり、先のステップＳ１６では、１電気角周期中の互いに異なる複数の電気角が仮設定角として設定される。
　ステップＳ２２において否定判定した場合には、ステップＳ１６に戻り、新たな仮設定角を設定する。一方、ステップＳ２２において肯定判定した場合には、ステップＳ２４に進む。ステップＳ２４では、各仮設定角のうち、合成オフセット量Ｉｔｏｔａｌの絶対値が最小の仮設定角を、切替角として選択する。以下、図９を用いて、切替角の選択手法について詳しく説明する。図９に、合成パターンの生成に用いられる３相分の現在パターン及び次回パターンと、各仮設定角に対応する合成オフセット量Ｉｔｏｔａｌの演算結果とを示す。
　本実施形態では、合成オフセット量Ｉｔｏｔａｌが判定値ＴＨ未満となる仮設定角を、切替角の選択候補とする。図９には、切替角の選択候補となる仮設定角の範囲を矢印にて示した。ここで判定値ＴＨは、例えば、各仮設定角に対応する合成オフセット量Ｉｔｏｔａｌの平均値として設定されればよい。
　ここで本実施形態では、判定値ＴＨ未満となる仮設定角のうち、現在の電気角θｅよりも後であって、かつ、現在の電気角θｅから最も近い仮設定角を切替角として選択する。具体的には例えば、仮設定角が３０度×Ｎ（Ｎは正の整数）として設定される場合、現在の電気角をθａとすると、切替角として電気角θｂを選択する。上述した選択手法は、モータジェネレータ１０のトルク応答性の低下を防止するために採用される。つまり、現在の電気角θｅから遠い仮設定角が切替角として選択されると、実際の電気角が切替角になるまで次回パターンへの切り替えを待つこととなる。この場合、モータジェネレータ１０のトルク応答性が低下する。
　先の図７の説明に戻り、続くステップＳ２６では、選択した切替角で現在パターンから次回パターンへと切り替える旨を指示する切替許可信号Ｅｎをバッファ３８ｆに出力する。バッファ３８ｆは、電気角θｅ及び指令電圧位相δの加算値θｖが、入力された切替角になったと判定した場合、現在パターンから次回パターンへと切り替える。特に本実施形態では、バッファ３８ｆは、現在パターンから次回パターンへの切り替えを３相同時に行う。これは、モータジェネレータ１０のトルク変動の発生を抑制するためである。
　つまり、各相において１電気角周期に渡ってパルスパターンが切り替えられない場合、モータジェネレータ１０の各相電圧に含まれるオフセット量は理論的には等しい。このため、モータジェネレータ１０の相間電圧に含まれる上記オフセット量が相殺される。これに対し、一部の相において１電気角周期の途中でパルスパターンが切り替えられると、切り替えられた相の相電圧に含まれるオフセット量が、他の相電圧に含まれるオフセット量からずれる。このため、切り替えられた相と他の相とで、相間電圧に含まれるオフセット量が相殺されなくなる。その結果、モータジェネレータ１０のトルク変動が発生する。こうした事態を防止すべく、現在パターンから次回パターンへの切り替えを３相同時に行うこととする。
　上記ステップＳ１４において１２０度以上であると判定した場合には、ステップＳ２８に進む。ステップＳ２８では、予め定められた複数の仮設定角の中から１つを切替角として選択する。本実施形態では、図１０に示すように、３０度＋６０度×Ｎを中心とした所定電気角範囲内のそれぞれにおいて仮設定角が予め設定されている。上述したステップＳ１６～Ｓ２４の処理を行うことなく、仮設定角を予め設定できるのは、現在パターン及び次回パターンのそれぞれでオン操作期間が１２０度以上継続する場合、仮設定角に対する合成オフセット量Ｉｔｏｔａｌの演算結果が図１０に示すものとなるためである。
　モータジェネレータが単相の場合、電流オフセット量が最小となる電気角範囲は、９０度，２７０度を中心に、現在,次回パターンともに論理Ｈが継続する範囲に定まる。このため、現在，次回パターンのそれぞれが含む論理Ｈの期間が電気角で１２０°以上継続し、かつ、モータジェネレータが３相の場合、合成オフセット量Ｉｔｏｔａｌが最小となる電気角範囲が互いに１２０度ずつずれることにより、合成オフセット量Ｉｔｏｔａｌが最小となる電気角範囲は、３０度，９０度，１５０度，２１０度，２７０度，３３０度を中心とした範囲に定まる。このようにして電気角範囲を予め定めることができるため、ステップＳ１６～Ｓ２４の処理が不要になる。これにより、制御装置３０の演算負荷を低減することができる。なお、上述した予め定められた電気角は、制御装置３０の記憶部（具体的にはメモリ）に記憶されている。
　またステップＳ２８では、複数の仮設定角のうち、現在の電気角θｅよりも後であって、かつ、現在の電気角θｅから最も近い仮設定角を、切替角として選択する。なおステップＳ２８の完了後、ステップＳ２６に進む。
　以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
　複数設定された仮設定角のうち、合成オフセット量Ｉｔｏｔａｌの絶対値が最小の仮設定角を、切替角として選択した。このため、現在パターンから次回パターンへの切り替えを、電流オフセット量を低減できる適正なタイミングで実施でき、インバータ２０の出力電力の変動を抑制できる。これにより、モータジェネレータ１０のトルク変動を抑制でき、モータジェネレータ１０の制御性を向上させることができる。
　現在パターンから次回パターンへの切り替えを３相同時に行った。これにより、モータジェネレータ１０のトルク変動を抑制することができる。
　現在，次回パターンのそれぞれが含む論理Ｈの期間が電気角で１２０°以上ある場合、予め定められた電気角で現在パターンから次回パターンへと切り替えた。これにより、制御装置３０の演算負荷を低減できる。
　合成オフセット量Ｉｔｏｔａｌの絶対値が最小の仮設定角のうち、現時点から最も近い仮設定角を切替角として選択した。これにより、モータジェネレータ１０のトルク応答性の低下を防止できる。
　（第２実施形態）
　以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、切替角の選択手法を変更する。
　図１１に、本実施形態に係る切替角選択処理の手順を示す。この処理は、切替判定部３８ｋにより、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。なお図１１において、先の図７に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
　この一連の処理では、ステップＳ１２の完了後、ステップＳ３０において切替角を選択する。本実施形態では、図１２に示すように、現在パターン及び次回パターンと関係付けられて複数の切替角がテーブルデータとして制御装置３０の記憶部に記憶されている。このテーブルデータは、例えば設計時において、先の図５のステップＳ１６～Ｓ２４に示した手法で予め適合された情報である。また、テーブルデータは、現在パターン及び次回パターンにより規定された各パターン領域において、複数の切替角の候補を有している。これは、上記第１実施形態で説明したように、合成オフセット量Ｉｔｏｔａｌの絶対値が最小となる仮設定角が複数存在し得るためである。
　ステップＳ３０では、まず、特定された現在パターン及び次回パターンに対応するパターン領域を選択する。そして、選択したパターン領域に格納される複数の切替角の中から、現在の電気角θｅよりも後であって、かつ、現在の電気角θｅから最も近い切替角を選択する。なおステップＳ３０の処理の完了後、ステップＳ２６に進む。
　以上説明した本実施形態によれば、制御装置３０の演算負荷に制約がある場合であっても、パターンの切り替えに起因したトルク変動を抑制できる適正な切替角を選択することができる。
　なお、図１２に示すテーブルデータにおいて、現在パターンと次回パターンとが入れ替わったとしても、切替角は変化しない。このため、テーブルデータの情報を圧縮すべく、テーブルデータを図１３に示すようにしてもよい。
　また、テーブルデータに規定される各パターン領域のうち、現在，次回パターンのそれぞれが含む論理Ｈの期間が電気角で１２０°以上継続する領域に格納される切替角は、上記第１実施形態で説明したように、３０度，９０度，１５０度，２１０度，２７０度，３３０度を中心とした範囲内で定めることができる。
　（第３実施形態）
　以下、第３実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、パルスパターン制御に代えて、同期式ＰＷＭ制御によりＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。
　図１４は、本実施形態に係る変調器３８の処理を示すブロック図である。なお図１４において、先の図３に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
　指令値設定部３８ｍは、変調率Ｍと、加算部３８ｈから出力された加算値θｖとに基づいて、正弦波状のＵ，Ｖ，Ｗ相指令時比率ＤＵ，ＤＶ，ＤＷを算出する。Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令時比率ＤＵ，ＤＶ，ＤＷは、位相が電気角で互いに１２０°ずつずれた波形となる。
　周波数設定部３８ｎは、同期数Ｎに基づいて、指令時比率ＤＵ，ＤＶ，ＤＷとキャリアとが同期するようにキャリア周波数ｆｃを設定する。詳しくは、周波数設定部３８ｎは、キャリア周期が、１電気角周期を同期数Ｎで除算した値となるように、キャリア周波数ｆｃを設定する。
　比較部３８ｐは、指令値設定部３８ｍから出力されたＵ，Ｖ，Ｗ相指令時比率ＤＵ，ＤＶ，ＤＷと、周波数設定部３８ｎによって設定されたキャリア周波数ｆｃを有するキャリアとの大小比較に基づくＰＷＭ処理により、ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。本実施形態に係るキャリアは、両縁変調方式の三角波信号であり、具体的には、増加速度と減少速度とが互いに等しい２等辺三角形状の信号である。上記増加速度，低下速度は、例えば、電気角の単位変化量あたりのキャリアの増加量，低下量によって定量化される。本実施形態に係るキャリアは、その最小値が０となり、その最大値が１となる信号である。
　続いて、切替判定部３８ｑについて説明する。
　切替判定部３８ｑは、同期数設定部３８ｂから周波数設定部３８ｎへと現在出力中の同期数Ｎ、及び変調率算出部３８ｃから指令値設定部３８ｍへと現在出力中の変調率Ｍに基づいて、現在パターンを特定する。また、同期数設定部３８ｂにより設定された次回出力予定の同期数Ｎ、及び変調率算出部３８ｃにより算出された次回出力予定の変調率Ｍに基づいて、次回パターンを特定する。
　切替判定部３８ｑは、先の図７に示したステップＳ１６～Ｓ２４の処理により、切替角を選択する。切替判定部３８ｑは、加算部３８ｈから出力された加算値θｖが、選択した切替角になったと判定した場合、キャリア周波数ｆｃを次回の同期数Ｎに対応した値に切り替える旨を指示する切替許可信号Ｅｎを周波数設定部３８ｎに出力する。
　以上説明した本実施形態によっても、上記第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
　（第４実施形態）
　以下、第４実施形態について、上記第３実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、変調器３８の処理を変更する。図１５は、本実施形態に係る変調器３８の処理を示すブロック図である。なお図１５において、先の図１４に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
　時比率パターン選択部３８ｒは、同期数設定部３８ｂから出力された同期数Ｎと、変調率算出部３８ｃから出力された変調率Ｍとに基づいて、１電気角周期に渡る指令時比率である時比率パターンを選択する。本実施形態では、時比率パターンが操作パターンに相当する。時比率パターンは、同期数Ｎ及び変調率Ｍと関係付けられて制御装置３０の記憶部に予め記憶されている。時比率パターンは、同期式三角波比較ＰＷＭ制御の考え方を用いて生成された時比率パターンである。つまり、時比率パターンは、キャリア半周期毎に変化し得るパターンである。
　時比率パターン選択部３８ｒは、同期数Ｎと変調率Ｍとに基づいて、該当する１つの時比率パターンを選択する。時比率パターン選択部３８ｒは、選択した時比率パターンのキャリア半周期毎の値をバッファ３８ｓに出力する。
　バッファ３８ｓに入力された値は、その後再生部３８ｔに入力される。再生部３８ｔは、入力された時比率パターンの値のうち、加算部３８ｈから出力された加算値θｖに該当するものを選択する。再生部３８ｔは、選択した値に基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令時比率ＤＵ，ＤＶ，ＤＷを生成して比較部３８ｐに出力する。
　なお、切替判定部３８ｕは、上記第１実施形態の図７に示した処理と同様の処理により、切替角を選択する。ここでは、現在出力中の時比率パターンが現在パターンとされ、次回出力予定の時比率パターンが次回パターンとされる。切替判定部３８ｕは、選択した切替角で現在パターンから次回パターンへと切り替える旨を指示する切替許可信号Ｅｎをバッファ３８ｓに出力する。バッファ３８ｓは、加算部３８ｈから出力された加算値θｖが、入力された切替角になったと判定した場合、現在パターンから次回パターンへと切り替える。
　以上説明した本実施形態によっても、上記第３実施形態と同様の効果を得ることができる。
　（その他の実施形態）
　なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
　上記第１実施形態において、積分対象となるパルスパターンの論理Ｈの信号の値を「１００％」とし、論理Ｌの信号の値を「０％」として電圧オフセット量Ｖｏｆｓを算出してもよい。
　上記各実施形態では、現在パターンから次回パターンへの切り替えタイミングの候補となる複数のタイミングの中から、出力電流のオフセット量の絶対値が最も小さいタイミングを選択したがこれに限らない。上記複数のタイミングの中から、オフセット量が最も小さいタイミング及びオフセット量が最も大きいタイミング以外のタイミングを１つ選択してもよい。この場合であっても、上記オフセット量が最も大きいタイミングを選択するときと比較して、出力電流のオフセット量を低減することはできる。
　上記第１実施形態の図７において、ステップＳ１４、Ｓ２８の処理を省略してもよい。
　上記第１実施形態では、電圧オフセット量の積分値をインダクタンス値で除算することで電流オフセット量を得ているが、この除算は省略してもよい。切替角の選択を各仮設定角における電流オフセット量の相対比較で決定する場合は、インダクタンス値が定数であれば電圧オフセットの積分値で比較しても同じ結果を得ることができる。
　インバータとしては、３相のものに限らず、単相、２相、又は４相以上のものであってもよい。
　インバータに電気的に接続される負荷であるモータジェネレータとしては、永久磁石埋込型のものに限らず、例えば巻線界磁型のものであってもよい。また、モータジェネレータとしては、同期機に限らず、例えば誘導機であってもよい。さらに、上記負荷としては、回転電機に限らない。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (10)

  1. 　上アームスイッチ（Ｓｕｐ～Ｓｗｐ）及び下アームスイッチ（Ｓｕｎ～Ｓｗｎ）の直列接続体を備えるインバータ（２０）に適用され、
    　前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチのそれぞれのスイッチングパターンを定める時系列パターンである操作パターンに基づいて、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを交互にオン操作するインバータ制御装置において、
    　現在設定されている前記操作パターンである現在パターン、及び次回設定される前記操作パターンである次回パターンのそれぞれを特定する特定部（３０）と、
    　１電気角周期に渡る前記現在パターンの途中に設定されて、かつ、前記現在パターンから前記次回パターンへの切り替えタイミングの候補となる複数のタイミングの中から、指令切り替えタイミングを選択するタイミング選択部（３０）と、
    　前記タイミング選択部により選択された前記指令切り替えタイミングで、前記現在パターンから前記次回パターンに切り替える切替部（３０）と、を備えるインバータ制御装置。
  2. 　前記タイミング選択部は、
    　前記切り替えタイミングの候補となる複数のタイミングとして、１電気角周期の途中の複数の仮切り替えタイミングのそれぞれを仮設定した場合において、前記現在パターンと前記次回パターンとを合成した前記操作パターンである合成パターンを生成するパターン生成部（３０）と、
    　前記複数の仮切り替えタイミングのそれぞれを仮設定した場合において、生成された前記合成パターンに基づいて前記各アームスイッチが操作されたと仮定したときの前記インバータの出力電流に含まれる電流オフセット量を算出する電流オフセット算出部（３０）と、を含み、前記複数の仮切り替えタイミングの中から、該複数の仮切り替えタイミングのそれぞれに対応した前記電流オフセット量のうちその値が最大となる電流オフセット量以外の電流オフセット量に対応するタイミングを前記指令切り替えタイミングとして選択する請求項１に記載のインバータ制御装置。
  3. 　前記インバータは、多相回転電機（１０）に電気的に接続されて、かつ、該多相回転電機に交流電力を供給する多相インバータであり、
    　前記パターン生成部は、各相のそれぞれについて前記合成パターンを生成し、
    　前記電流オフセット算出部は、生成された前記合成パターンに基づいて前記各アームスイッチが操作されたと仮定したときの前記インバータの出力電流に含まれる各相オフセット量を各相のそれぞれについて算出し、各相のそれぞれについて算出した前記各相オフセット量の合成値として前記電流オフセット量を算出する請求項２に記載のインバータ制御装置。
  4. 　前記切替部は、前記現在パターンから前記次回パターンへの切り替えを各相同時に行う請求項３に記載のインバータ制御装置。
  5. 　前記多相回転電機は、３相回転電機であり、
    　前記インバータは、３相インバータであり、
    　前記タイミング選択部は、前記現在パターン及び前記次回パターンのそれぞれにおいてオン操作指示期間が１２０度以上継続する場合、６０度及び正の整数の乗算値に３０度を加算した値を中心とした所定電気角範囲内に予め設定されたタイミングを前記指令切り替えタイミングとして選択する請求項３又は４に記載のインバータ制御装置。
  6. 　前記タイミング選択部は、前記複数の仮切り替えタイミングの中から、該複数の仮切り替えタイミングのそれぞれに対応した前記電流オフセット量のうちその値が最大となる電流オフセット量以外の電流オフセット量に対応するタイミングであって、かつ、現時点から最も近いタイミングを前記指令切り替えタイミングとして選択する請求項２～５のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
  7. 　前記タイミング選択部は、前記複数の仮切り替えタイミングの中から、該複数の仮切り替えタイミングのそれぞれに対応した前記電流オフセット量のうちその値が最小となる電流オフセット量に対応するタイミングを前記指令切り替えタイミングとして選択する請求項２～６のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
  8. 　前記操作パターンは、２値信号の時系列パターンであり、
    　前記電流オフセット算出部は、生成された前記合成パターンの１電気角周期における平均値を算出し、算出した平均値の積分値に基づいて、前記電流オフセット量を算出する請求項２～７のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
  9. 　前記現在パターンから前記次回パターンへの切り替えタイミングの候補となる複数のタイミングを記憶しているタイミング記憶部を備え、
    　前記タイミング選択部は、前記タイミング記憶部に記憶されている複数のタイミングの中から前記指令切り替えタイミングを選択する請求項１に記載のインバータ制御装置。
  10. 　前記タイミング選択部は、前記タイミング記憶部に記憶されている複数のタイミングの中から、現時点から最も近いタイミングを前記指令切り替えタイミングとして選択する請求項９に記載のインバータ制御装置。
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