JP2014226035A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ出力電流の急変および脈動を抑圧しながら、広い電圧操作範囲で安定した負荷の運転を可能にする電力変換装置を得ること。
【解決手段】交流電圧出力指令の１周期において、上側電位となる位相角θ１を中心とする期間Ｘ１では、インバータ回路の直流入力正側端子電圧値を常時出力するようゲートパルス信号を固定し、下側電位となる位相角θ２を中心とする期間Ｘ２では、インバータ回路の直流入力負側端子電圧値を常時出力するようゲートパルス信号を固定し、位相角θ１と位相角θ２との間の期間から期間Ｘ１，Ｘ２を除いた期間Ｙ１と期間Ｘ１との比率ならびに、位相角θ２と位相角θ１＋３６０［ｄｅｇ］との間の期間から期間Ｘ１，Ｘ２を除いた期間Ｙ２と期間Ｘ２との比率を、変調率指令もしくは交流電圧出力振幅指令値に基づいて設定したゲートパルス信号を出力する。
【選択図】 図７−１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来の電力変換制御が記載された文献として、例えば特許文献１が存在する。この特許文献１においては、インバータの制御モードを切り換える際に発生する各種問題、具体的には、スイッチング周波数が不連続となり、それに伴って発生する磁気騒音の音色変化が耳障りである点、電動機の発生トルクに変動が生ずる点などが問題点として採り上げられると共に、これらの問題点を解決する技術についての記載がなされている。

なお、この特許文献１以外にも、下記特許文献２〜４および非特許文献１，２も電力変換制御に関する公知文献であり、これらの文献については、必要に応じて後述する実施の形態において適宜言及する。

特許第３７０００１９号公報 特公平５−６４０３６号公報 特許第２６５４１１８号公報 特許第３８１２２９０号公報 特開昭５８−８６８７４号公報 特許第２５６６０２１号公報

杉本英彦編著 「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」 総合電子出版社 １９９０年 社団法人電気学会編 「半導体電力変換回路」 オーム社

電力変換装置において、電力変換制御が過変調状態の場合、変調波と搬送波の交差が発生しなくなる区間が存在する。上記特許文献１では、その区間を「広幅パルス」と定義し、変調波と搬送波の交差を発生させる区間を「等間隔パルス」と定義している。この特許文献１において、変調波が零クロスする近傍でＰＷＭ出力のパルス波形が「等間隔」となるのは、非同期ＰＷＭに基づくためである。この特許文献１の段落「００１２」において記載されているように、「非同期ＰＷＭでは、出力電圧の基本波一周期に含まれる個々の電圧パルスの幅は各周期毎に異なるものとなり、過変調モードで出力電圧が１００％に近づくにつれて出力電圧基本波の零クロス近傍のパルス数が減少すると、この影響が顕在化して出力電圧の正負間にアンバランスが生じ、インバータの負荷電流にビート現象が発生する」ことになる。このため、この特許文献１では、「移行電圧」、「移行位相」を工夫することにより、過渡的な電流やトルクの変動を抑制する制御を行うこととしている。

しかしながら、非同期ＰＷＭに基づくため、「等間隔パルス」のパルス数は、同文献の（数３）式にも示されるとおり、非同期のキャリア周波数Ｆｃに比例し、基本波周波数Ｆｉに反比例し、変調率（変調波の振幅）Ａに反比例する。特に、過変調域では、出力電圧指令値Ｅ＊の増減率に対して変調率Ａの操作変化がより大きく変化するため、平均パルス数の増減変動が大きくなり、「等間隔パルス」期間のパルス数変動が大きくなる。

従って、使用するアプリケーションでの基本波周波数Ｆｉ、非同期キャリア周波数Ｆｃの制約（電力変換器の発生損失および冷却性能）によっては、同文献の（数２）式で定義される、変調率Ａと出力電圧指令Ｅ＊との間の関係式が保存されず、電圧振幅の制御誤差や、ビートが発生してインバータ出力電流に急変および脈動が発生する、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータ出力電流の急変および脈動を抑制しながら、広い電圧操作範囲で安定した負荷の運転を可能にする電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、前記インバータ回路を駆動するためのゲート信号を前記インバータ回路に出力するスイッチング信号生成部とを備え、前記スイッチング生成部は、前記インバータ回路の変調率が第一の閾値以下の場合に、前記インバータ回路がスイッチングを行う第一の期間と前記インバータ回路のスイッチングを休止する第二の期間とを有する過変調モードにおける前記ゲート信号を出力し、前記インバータ回路の変調率が前記第一の閾値よりも大きい場合に、同期３ダッシュパルスモードにおける前記ゲート信号を出力することを特徴とする。

この発明によれば、インバータ出力電流の急変および脈動を抑制しながら、広い電圧操作範囲で安定した負荷の運転が可能になる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１における電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図２は、変調波選択部の実施の形態１におけるモード選択手法を示す図である。 図３は、実施の形態１における搬送波生成部の構成を示すブロック図である。 図４は、実施の形態１における変調波生成部の構成を示すブロック図である。 図５−１は、過変調ＰＷＭモード（変調率０．９）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図５−２は、過変調ＰＷＭモード（変調率０．９）におけるゲート信号の波形を示す図である。 図６−１は、過変調ＰＷＭモード（変調率０．９３）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図６−２は、過変調ＰＷＭモード（変調率０．９３）におけるゲート信号の波形を示す図である。 図７−１は、過変調ＰＷＭモード（変調率０．９７）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図７−２は、過変調ＰＷＭモード（変調率０．９７）におけるゲート信号の波形を示す図である。 図８は、３ダッシュパルスモード（変調率０．９７）におけるゲート信号の波形を示す図である。 図９は、変調波選択部の実施の形態２におけるモード選択手法を示す図である。 図１０−１は、過変調準備モード（変調率０．８）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図１０−２は、過変調準備モード（変調率０．８）におけるゲート信号の波形を示す図である。 図１１−１は、二相変調実行時の過変調準備モード（変調率０．８）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図１１−２は、二相変調実行時の過変調準備モード（変調率０．８）におけるゲート信号の波形を示す図である。 図１２−１は、二相変調実行時の過変調準備モード（変調率０．９）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図１２−２は、二相変調実行時の過変調準備モード（変調率０．９３）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図１２−３は、二相変調実行時の過変調準備モード（変調率０．９７）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図１３は、実施の形態５における電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図１４は、実施の形態５における同期ＰＷＭスイッチング信号生成部の構成を示すブロック図である。 図１５は、実施の形態５の低次高調波削除ＰＷＭ最大変調率におけるスイッチング位相角θｘの一例を示す図である。 図１６は、実施の形態５の過変調ＰＷＭモード（変調率０．９７）におけるスイッチング位相角θの一例を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１における電力変換装置の構成を示す図である。同図に示すように、実施の形態１の電力変換装置は、負荷である交流電動機１を駆動するための構成として、インバータ回路２、直流電圧源部３、搬送波生成部５、変調波生成部６および比較部７を有するスイッチング信号生成部４、変調率演算部８、変調モード選択部９、電圧検出部１０ならびに、交流電圧指令生成部１１を備えて構成される。

インバータ回路２は、図示しない半導体スイッチ素子を有して構成され、直流電圧源部３から供給される直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、交流電動機１に電力供給する機能を有する。電圧検出部１０は、後述する変調率演算のため、直流電圧源部３から出力される直流電圧値を検出して変調率演算部８に出力する。

インバータ回路２における上記の電力変換動作は、スイッチング信号生成部４により生成された、複数のスイッチング信号であるゲート信号により、インバータ回路２を構成する複数の半導体スイッチ素子を駆動することで行われる。

交流電圧指令生成部１１は、インバータ回路２が交流電動機１に印加する交流電圧における振幅、位相および周波数に関係する指令値を生成する。スイッチング信号生成部４は、交流電圧指令生成部１１から直接、もしくは変調率演算部８および変調モード選択部９を介して出力される信号に基づいて、インバータ回路２を制御するゲート信号を生成して出力する。具体的には、変調波生成部６では、電圧指令に基づいた交流波形信号である変調波を信号として出力し、搬送波生成部５は、のこぎり波や三角波を基本とした搬送波を信号として出力する。比較部７には、これらの搬送波信号および変調波信号が入力され、時々刻々変化する各々の大小関係に基づいて、ゲート信号をインバータ回路２に出力する。

例えば、インバータ回路２が２レベルインバータである場合、インバータ回路２に出力するゲート信号として、変調波と搬送波の大小関係に応じた以下の信号を生成する。

（i）変調波＞搬送波である期間
直流電圧入力の上電位がゲート信号として選択される。
（ii）変調波＜搬送波である期間
直流電圧入力の下電位がゲート信号として選択される。

なお、交流電動機が多相交流である場合、変調波として、各々の相に対する信号が生成されると共に、各々の相に対して搬送波と変調波との比較が行われることにより、各々の相に対するゲート信号が生成されてインバータ回路２に出力される。

このようにして、スイッチング信号生成部４が生成したゲート信号がインバータ回路２に出力され、いわゆるパルス幅変調（Pulse Width Modulation:以下「ＰＷＭ」と略記）が行われ、直流電力から多相交流電力に変換され、交流電動機等の交流負荷が駆動される。

なお、以上の制御は公知の技術であり、詳細な内容は、例えば上記した非特許文献１に記載されているので、ここでの更なる説明は省略する。

つぎに、変調モード選択部９、スイッチング信号生成部４が内包する搬送波生成部５および変調波生成部６の各動作ならびに、スイッチング信号生成部４と変調率演算部８との関係について説明する。

まず、変調率演算部８では、電圧検出部１０が検出する直流電圧源部３の出力電圧値ＥＦＣと、交流電動機１を運転するために交流電圧指令生成部１１が生成する交流電圧出力振幅指令値｜Ｖ｜＊とから、以下の式によって変調率ＰＭＦを算出する。

なお、式（１．１）における交流電圧出力振幅指令値｜Ｖ｜^＊は、三相交流における対中性点電圧の波高値であり、インバータ回路が出力可能な最大電圧を、後述する１パルスモード（１８０ｄｅｇ通電）時の変調率ＰＭＦを「１」とする定義式である。

この式（１．１）による変調率ＰＭＦに応じて、変調モード選択部９では、下記表１に示される（１）〜（３）のうちの何れかの変調モードを選択する。この選択手法と運転条件との関係を図２に示す。図２は、インバータ回路２の出力が交流電動機であるときの典型的な例である。縦軸は変調率ＰＭＦ、横軸は出力電圧周波数指令値ＦｉｎＶ^＊である。ＦｉｎＶ^＊は交流電動機１の回転速度にほぼ比例するが、ＦｉｎＶ^＊≧Ｆ３においては変調率が最大の１．０固定となって推移する。

ここで、変調モード選択部９におけるモード選択の判別条件としては、変調率範囲を前提とするが、電動機を駆動する場合、一般的には、表１または図２の通り、出力電圧周波数指令値ＦｉｎＶ^＊と定常時の変調率ＰＭＦとの間には、ある区間では比例関係にある。このため、ＦｉｎＶ^＊の値によって、モード選択の判別条件としてもほぼ同様の機能とすることは可能である。しかしながら、変調率ＰＭＦの大きさは、インバータ回路２、交流電動機１の起動時などの磁束立ち上げ時には過渡的な磁束量にも比例するため、変調率ＰＭＦに応じてモード選択するほうが、よりきめ細かな、実際の運転に則した変調モード選択が可能となる。変調モード選択部９は、表１および図２のようにして選択したモードを変調モード信号（ｍｏｄｅ）として、スイッチング信号生成部４に出力する。

つぎに、変調モード信号に応じた、スイッチング信号生成部４（搬送波生成部５、変調波生成部６）の動作について説明する。搬送波生成部５および変調波生成部６は、図３および図４のように、各変調モード用の搬送波／変調波の生成部をそれぞれ有している。

＜変調モード信号：非同期ＰＷＭモードの場合＞
非同期ＰＷＭ用搬送波生成部５０ａは、出力電圧位相角指令値θ^＊に依存しない搬送波、例えば周期１ｋＨｚ一定、振幅１の三角波を演算出力しており、変調モード信号として、領域（１）の非同期ＰＷＭモードが入力された場合、搬送波選択部５１での出力切り替えにより、搬送波生成部５の出力として出力される。

一方、非同期ＰＷＭ用変調波生成部６０ａでは、出力電圧位相角指令値θ^＊、および変調率ＰＭＦに応じ、例えば以下の式（１．２）もしくは式（１．３）のような搬送波信号を演算出力しており、変調モード信号として、領域（１）の非同期ＰＷＭモードが入力された場合、変調波選択部６１での出力切り替えにより、変調波生成部６の出力として出力される。

なお、上記（１．３）式では、出力電圧位相角指令値θ^＊の３倍の大きさの正弦波を重畳しているが、各相に共通であれば、他の信号を重畳してもよい。

こうして得られる搬送波および変調波は、例えば上述した（i）、（ii）のように搬送波と変調波の大小関係に従って各相毎に比較部７にて比較処理され、各相毎のスイッチング指令としてインバータ回路２に出力され、インバータを駆動する。この処理も、上記した非特許文献１に記載されている公知のインバータ駆動技術である。

＜変調モード信号：過変調ＰＷＭモードの場合＞
つぎに、本願の最大の特徴となる過変調ＰＷＭモードについて説明する。図５−１、図６−１および図７−１は、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂが出力する搬送波、および過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂが出力する変調波を、変調率ＰＭＦが０．９、０．９３、０．９７の場合について示したものである。

また、図５−２、図６−２および図７−２は、図５−１、図６−１および図７−１に示した過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂおよび過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂの出力を比較部７にて比較し、ゲート信号にした結果を示しており、直流電圧入力の上電位を選択する期間の値が「１」、直流電圧入力の下電位を選択する期間の値が「０」である。インバータ回路２はこれら各相のゲート信号に従って各相の半導体スイッチ素子のオンオフ制御を行う。

つぎに、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂおよび過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂの詳細動作について説明する。

(iii）変調率ＰＭＦ＝ＰＭＦ＿１の場合（図５−１，５−２）
変調率ＰＭＦ＝π／(２√３）＝０．９０６９を式（１．３）に代入すると、ＵＶＷ相それぞれの変調波の波高値がほぼ１となる。すなわち、最大値「＋１」、最小値「−１」の三角波である搬送波と比較して変調を行うことができる最大の変調率が０．９近傍となる。通常の三角波またはのこぎり波の搬送波と変調波とを比較して行うＰＷＭより、高い変調率（高い出力電圧振幅）を得る変調手法が、いわゆる過変調と呼ばれる。そこで、本実施の形態１における過変調ＰＷＭモードの使用変調率範囲の下限値、すなわち表１におけるＰＭＦ＿１を、次式のように設定する。

また、このとき、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂは、過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂが生成する変調波と同期させるように、出力電圧位相角指令値θ^＊を参照しながら搬送波を算出出力する。より具体的には、変調の結果のパルス波形に、偶数の高調波が発生しないよう、搬送波の零クロス位相と変調波の零クロス位相とが重なるように、同期搬送波を生成しており、図５−１の例では、変調波１周期あたり、搬送波は１５周期の三角波を同期して生成するように、演算出力している。こうすることにより、後述する更に高い変調率での運転条件への遷移を滑らかにすることができる。

（iv）変調率ＰＭＦ＝０．９３，０．９７の場合（図６−１，６−２、図７−１，７−２）
図６−１は、実施の形態１にて変調率ＰＭＦ＝０．９３とした場合の、搬送波と変調波である。以下のように、期間Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２を、各相毎に定義した結果の図を示している。

期間Ｘ１は、式（１．３）で変調波を定義した場合における、Ｕ相θ^＊＝９０［ｄｅｇ］中心、Ｖ相θ^＊＝２１０［ｄｅｇ］中心、Ｗ相θ^＊＝３３０［ｄｅｇ］中心の、±Δｘの期間において、搬送波、変調波を固定し、インバータ回路の各相アームにおける上側がオンし続けるようにする期間である。変調率が大きくなるほど、期間Ｘ１（Δｘ）が長くなる。なお、ＰＭＦ＝ＰＭＦ＿１の場合はΔｘ＝０［ｄｅｇ］であり、Ｘ１の期間幅２Δｘも０である。

また、期間Ｘ２は、式（１．３）で変調波を定義した場合における、Ｕ相θ^＊＝２７０［ｄｅｇ］中心、Ｖ相θ^＊＝３０［ｄｅｇ］中心、Ｗ相θ^＊＝１５０［ｄｅｇ］中心の±Δｘの期間において、搬送波、変調波を固定し、インバータ回路の各相アームの下側がオンし続けるようにする期間である。変調率が大きくなるほど期間Ｘ２が長くなり、同一変調率、同一周波数条件であれば期間の長さはＸ１＝Ｘ２となる。なお、ＰＭＦ＝ＰＭＦ＿１の場合はΔｘ＝０［ｄｅｇ］であり、Ｘ２の期間幅２Δｘも０である。

期間Ｙ１は、期間Ｘ１と期間Ｘ２とに挟まれる期間である。この期間では、横軸（θ^＊）方向において、変調波、搬送波共に、変調率の上昇に応じて縮小された波形となる。

期間Ｙ２は、期間Ｘ２と期間Ｘ１の間の期間である。この期間では、横軸（θ^＊）方向において、変調波、搬送波共に、変調率の上昇に応じて縮小された波形となる。

以上に説明した過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂが算出する算出信号を整理したものが下記表２である。

なお、上記表２ではＵ相の算出信号についてのみ示しているが、Ｖ相、Ｗ相用の搬送波については、上記Ｕ相の搬送波をそれぞれθ^＊基準で１２０［ｄｅｇ］、２４０［ｄｅｇ］シフトした波形がＶ相およびＷ相の算出信号となる。

また、下記表３は過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂが算出する算出信号を整理したものである。この表３において、αｕ＿ｘ１，αｕ＿ｘ２，αｕ＿ｙ１，αｕ＿ｙ２は、それぞれ、期間Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２のときに算出される信号である。

なお、上記表３ではＵ相の算出信号についてのみ示しているが、Ｖ相、Ｗ相用の変調波については、上記Ｕ相の変調波をそれぞれθ^＊基準で１２０［ｄｅｇ］、２４０［ｄｅｇ］シフトした波形がＶ相およびＷ相の算出信号となる。

また、上記表３において、スイッチング休止期間Δｘは変調率ＰＭＦの関数であり、理想的には、
ＰＭＦ＝ＰＭＦ＿１のときΔｘ＝０［ｄｅｇ］
ＰＭＦ＝１．０のときΔｘ＝９０［ｄｅｇ］（１８０［ｄｅｇ］通電、１パルスモード）
となる。

なお、Δｘについては、関数に逐次変調率ＰＭＦを代入して逐次算出するか、予め関数をマップデータ化しておき、このマップデータを変調率ＰＭＦに応じて参照し、参照値を上記表２，３の各式に代入することで、搬送波および変調波を算出することができる。このようにして算出された搬送波および変調波を比較部７で比較した結果で得られるスイッチング指令が、図６−２（ＰＭＦ＝０．９３）および図７−２（ＰＭＦ＝０．９７）である。

以上の表２，３のように、搬送波、変調波を算出すると、上記（i）項でも説明した、通常の三角波比較方式の変調率上限値であるＰＭＦ＿１を超えた変調率においても、滑らかな過変調を実施することができる。

＜変調モード信号：３ダッシュパルスモードの場合＞
最後に、変調率が高い領域、例えば変調率０．９７以上の場合に選択する３ダッシュパルスモードについて説明する。

３ダッシュパルスモードは、上記（２）の過変調モードの説明において、各相の期間Ｙ（Ｙ１，Ｙ２）中に、スイッチングが３回（ＯＮ→ＯＦＦ→ＯＮまたはＯＦＦ→ＯＮ→ＯＦＦ）のみとなるパルスモードである。このスイッチングパターンの一例を図８に示す。領域（３）の３ダッシュパルスモードが変調モード選択部９によって選択された場合、３ダッシュパルス用搬送波生成部５０ｃ、３ダッシュパルス用変調波生成部６０ｃがそれぞれ選択され、それらの出力が比較部７により比較されることで、図８に示すスイッチングパターンが得られる。なお、２レベルインバータにおける３ダッシュパルスモードの生成手法は、上記した特許文献２および特許文献３に示されるように公知の技術であり、ここでの更に詳細な説明は省略する。

実施の形態１において、この３ダッシュパルスモードを、変調率が１に近づく条件で選択するのは以下の理由による。

既に述べた通り、本願における領域（２）の過変調ＰＷＭモードでは、各相のスイッチング波形において、常時オンもしくは常時オフとしてスイッチングを休止する期間Ｘと、オンオフのスイッチング制御を行う期間Ｙとが存在し、変調率ＰＭＦ（交流電圧出力振幅指令値｜Ｖ｜^＊）が大きくなるほど、期間Ｙの比が小さくなる。

インバータ回路２においては、半導体素子部にて、スイッチングに応じてロスおよび、これに伴う発熱が生じる。そのため、出力電圧の制御に問題が無い範囲では、スイッチング回数が少ない方が、冷却設計上有利である。また、現実の半導体素子として、１回のスイッチングに必要な時間は物理的に０ではない（近年のＩＧＢＴの場合、数百ｎｓｅｃ〜数μｓｅｃ程度）ため、やみくもに時間の短いパルスを発生させることは困難である。よって、過変調モードにおいて、変調率を１に近づけ、極端に短い期間Ｙで多数のパルスを発生させることには、機器設計上の制約がある。

その一方で、過変調ＰＷＭモードにおいて、変調率ＰＭＦ（交流電圧出力振幅指令値｜Ｖ｜^＊）が大きくなり、期間Ｙの比が小さくなる場合、スイッチングによる実際の出力電圧ＰＷＭ波形の波形（基本波、高調波）にとって、期間Ｙの内部のスイッチング動作の影響は小さくなり、３ダッシュパルスモードとの波形差異、含有高調波の分布特性の差異は小さくなる。したがって、期間Ｙが短い条件下で領域（２）の過変調モードから領域（３）の３ダッシュパルスモードに移行すれば、基本波、高調波とも変化を小さく抑えたモード切替が可能となる。また、３ダッシュパルスモードでは、変調率が１００％に到達した、いわゆる期間Ｙが０となると、１パルス制御に滑らかに移行可能である。

上記の説明から理解できるように、変調率が１に近づいた条件、具体例としては変調率９７％以上において、領域（２）の過変調モードから領域（３）の３ダッシュパルスモードに移行させるようにすれば、短いパルスを発生させないという機器制約を守りつつ、実際の出力電圧振幅を、変調率９７％以下相当から変調率１００％相当まで、滑らかに遷移させることが可能となる。

以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、各相へのゲート信号として、交流電圧出力指令の１周期において、上側電位となる位相角θ１を中心とする期間Ｘ１では、インバータ回路２の直流入力正側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、下側電位となる位相角θ２を中心とする期間Ｘ２では、インバータ回路２の直流入力負側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、位相角θ１と位相角θ２との間の期間から期間Ｘ１，Ｘ２を除いた期間Ｙ１と期間Ｘ１との比率（第１の比率）ならびに、位相角θ２と位相角θ１＋３６０［ｄｅｇ］との間の期間から期間Ｘ１，Ｘ２を除いた期間Ｙ２と期間Ｘ２との比率（第２の比率）を、変調率指令ＰＭＦもしくは交流電圧出力振幅指令値｜Ｖ｜＊に基づいて設定したゲート信号を出力することとしたので、いわゆる過変調制御領域においても、交流電圧出力振幅指令の変化に対する追従性能を向上させることができる。

なお、期間Ｘ１においては、変調波の大きさを搬送波の上限値以上に固定し、期間Ｘ２においては、変調波の大きさを搬送波の下限値以下に固定するようにすれば、過変調制御領域において、交流電圧出力振幅指令変化への追従性能の更なる向上が可能になる。

また、期間Ｘ１，Ｙ１，Ｘ２，Ｙ２それぞれの境界位相角条件における搬送波の値を、上限値或いは下限値とし、不連続でない搬送波を出力するようにすれば、現実のインバータ回路では出力不可能な短い電圧パルスの出力を回避することを通じて、電圧の制御精度を向上させることができ、インバータ回路のスイッチング損失を抑制しつつ、制御性を維持することが可能となる。

また、交流電圧出力振幅指令或いは変調率指令に基づいて、過変調運転が不要となる運転条件下では従来技術である非同期ＰＷＭによる運転を選択し、過変調運転が適する運転条件下では過変調モードを選択して運転を行うようにすれば、各運転条件下にて、負荷の高調波損失を抑制しながらの運転が可能となる。

また、変調率が９５〜９７％以上を判定した後には、いわゆる３ダッシュパルスモードを選択して運転を行うようにすれば、パルス幅が極端に狭くなってインバータ回路の制御分解能を超える制御に陥ることを防ぐことができると共に、電圧歪率を極端に変化させることなくスイッチング損失を抑制可能な３ダッシュパルスモードに遷移させることが可能となる。

また、搬送波生成部に非同期ＰＷＭモード用搬送波生成部および過変調モード用搬送波生成部を設け、変調波生成部に非同期ＰＷＭモード用変調波生成部および過変調ＰＷＭモード用変調波生成部を設けると共に、それらの個別の構成部を変調モード信号に応じて適宜切り替えて用いるようにすれば、円滑なモード遷移が可能となる。

実施の形態２．
実施の形態１は、図２に示す各変調モードの選択範囲の関係において、領域（２）の過変調ＰＷＭモードが選択される変調率範囲の下限値ＰＭＦ＿１を０．９０６９に設定し、この値より低い変調率の範囲では、領域（１）の非同期ＰＷＭモードが選択される実施の形態であった。これに対し、実施の形態２は、図９に示す領域（２）ａのように、変調率ＰＭＦがＰＭＦ＿１以下の領域において、この変調率ＰＭＦがＰＭＦ＿０＜ＰＭＦ≦ＰＭＦ＿１を満たす領域を「過変調準備モード」として定義し、変調モード選択部９が変調率条件に応じた変調モードを判別し、搬送波生成部５および変調波生成部６に、変調モード信号として領域（２）ａの過変調準備モード信号を出力する実施の形態である。本願における領域（２）ａの過変調準備モード、領域（２）の過変調ＰＷＭモードおよび、領域（３）の３ダッシュパルスモードは、出力電圧位相角指令値θ^＊に同期したゲート信号を生成する、いわゆる同期ＰＷＭ方式に基づいている。

実施の形態２において、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂおよび過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂは、それぞれ以下の処理を実行する。なお、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂおよび過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂが過変調準備モード時にそれぞれ出力する搬送波および変調波の一例として、変調率０．８のときの搬送波および変調波の波形を図１０−１に示し、変調率０．８のときのゲート信号の波形を図１０−２に示す。

なお、領域（２）ａの過変調準備モード時に生成される搬送波と、領域（２）の過変調ＰＷＭモード時に生成される搬送波とを区別する必要があるときは、便宜上前者を第１の搬送波、後者を第２の搬送波と称する。同様に、領域（２）ａの過変調準備モード時に生成される変調波と、領域（２）の過変調ＰＷＭモード時に生成される変調波とを区別する必要があるときは、前者を第１の変調波、後者を第２の変調波と称する。

過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂは、図１０−１に示すような三角波の搬送波を演算出力する。なお、この波形は図５−１に示すものと同一である。すなわち、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂは、出力電圧位相角指令値θ^＊に同期し、変調波の零クロス時点で同様に０となるような同期搬送波を算出して出力する。なお、このときの状態は、実施の形態１で説明したΔｘを常時０とした状態と等価である。

また、過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂは、式（１．３）に基づき、領域（１）の非同期ＰＷＭモードのときと同様に、変調率ＰＭＦに応じた振幅操作を行った三相の変調波を演算して出力する。

すなわち、領域（２）ａの過変調準備モードおよび、領域（２）の過変調モードの両者において、ＰＭＦ＝ＰＭＦ＿１のときに過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂおよび過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂによって生成される搬送波、変調波は、共に図５−１の波形とすることができ、モード間の円滑な遷移が可能となる。

また、一般的に、出力電圧位相角指令θ^＊に同期したスイッチングをする同期ＰＷＭモードに、領域（１）の非同期ＰＷＭモードから切替遷移させるためには、変調率条件のみではなく、θ^＊の条件も加味し、不要なスイッチング動作を発生させない配慮が必要となる場合がある。すなわち、図９に示される真の切替点ＰＭＦ＿０は、ある範囲を持たせたほうが、安定なモード切替のためには好適である。

そこで、この実施の形態２では、領域（１）の非同期ＰＷＭモードから、同期ＰＷＭモードに遷移させる場合に、領域（２）の過変調ＰＷＭモードに遷移させる変調率条件ＰＭＦ＿１より低い領域で、ある幅を持たせた変調率条件（ＰＭＦ＿０近傍）において、θ^＊の同期条件も加味した上で、一旦、領域（２）ａの過変調準備モードに遷移させる制御を行うようにする。

このように、実施の形態２の電力変換装置では、非同期ＰＷＭモードから過変調ＰＷＭモードへの遷移（および、これらの逆の遷移）に際し、過変調準備モードを経由させることとしたので、意図しないゲート信号の発生、最終的なインバータ回路の出力電圧の波形歪などを抑制しながら、円滑な変調モードの遷移が可能となる。

実施の形態３．
実施の形態１，２では、変調波生成部６が算出する変調波として、式（１．３）に基づいた手法を示したが、式（１．２）に示した変調波に基づいた手法でも同様の構成が可能である。この場合には、通常の三角波キャリア比較で出力可能な変調率上限、すなわち領域（２）の過変調ＰＷＭモードが担うべき変調率範囲の下限値ＰＭＦ＿１が、実施の形態１，２より小さい値となる（下記表４を参照）ことに注意が必要である。

また、このときの過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂが算出する信号は、下記表５の通りである。

なお、上記表５ではＵ相の算出信号についてのみ示しているが、Ｖ相、Ｗ相用の変調波については、上記Ｕ相の変調波をそれぞれθ^＊基準で１２０［ｄｅｇ］、２４０［ｄｅｇ］シフトした波形がＶ相およびＷ相の算出信号となる。

また、Δｘについては、関数に逐次変調率ＰＭＦを代入して逐次算出するか、予め関数をマップデータ化しておき変調率ＰＭＦに応じて参照し、参照値を上記表５の各式および表２の搬送波の形態に代入することで、変調波および搬送波を算出することができる。

以上の説明のように、実施の形態３の電力変換装置によれば、表５のように、表２の式より簡易な変調波演算にて制御器への論理実装が可能になるという効果が得られる。

実施の形態４．
三相交流負荷に対するＰＷＭ技術として、インバータ回路の損失低減を主目的としたいわゆる二相変調と呼ばれる技術がある。これは、式（１．３）で述べた三次調波重畳と同様に、三相共通の電圧信号が各相電圧に重畳されても、線間電圧は不変となる三相交流電圧の特性を利用し、各相が交互にスイッチングを休止する期間を設ける技術である。

つぎに実施の形態４に係る制御手法として、実施の形態２における過変調ＰＷＭモードおよび過変調準備モードを、二相変調に基づいて構成した形態を一例として以下に説明する。

まず、領域（２）ａの過変調準備モードが選択された場合、過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂは、変調波αｕ，αｖ，αｗを次式を用いて演算する。

なお、上式におけるαｕ_ｎ，αｖ_ｎ，αｗ_ｎは次式を用いて演算され、α２ｐｈは下記表６に従って算出式が選択される。

この実施の形態４に係る制御手法を用いた変調波の波形を図１１−１に示す。なお、図１１−１では、出力電圧位相角指令値θ^＊に同期した搬送波の波形も同様に示している。表６のように、三相共通信号α２ｐｈを選択することにより、図１１−１に示すように、各相で変調波が常時「１」となる区間、常時「−１」となる区間を設けられるため、搬送波との比較部７による比較結果として、図１１−２に示すように、スイッチングを休止する区間となる。

二相変調は、式（１．３）に示した三次調波重畳と同じく、式（１．２）に示す一般的な変調波による変調よりも変調率上限を向上できる手法であり、過変調ＰＷＭモードへの遷移点は、実施の形態１と同様に、ＰＭＦ＿１＝π／（２√３）となる。ここで、領域（２）の過変調ＰＷＭモードが変調率条件に基づいて選択された場合の、過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂでの出力信号生成手法を下記表７に示す。また、出力信号の一例を図１２−１〜図１２−３に示す。

なお、上記表７ではＵ相の算出信号についてのみ示しているが、Ｖ相、Ｗ相用の搬送波については、上記Ｕ相の搬送波をそれぞれθ^＊基準で１２０［ｄｅｇ］、２４０［ｄｅｇ］シフトした波形がＶ相およびＷ相の算出信号となる。

また、Δｘについては、関数に逐次変調率ＰＭＦを代入して逐次算出するか、予め関数をマップデータ化しておき、このマップデータを変調率ＰＭＦに応じて参照し、参照値を上記表７の各式に代入することで、搬送波および変調波を算出することができる。

このように、実施の形態４の電力変換装置では、元来スイッチング休止期間を有する二相変調に基づいて、スイッチング休止期間を本願における期間Ｘ１，Ｘ２のように定義し、変調率ＰＭＦに応じた操作をすることとしたので、インバータ回路２のスイッチング損失を低減しつつ、元来の二相変調が可能とする変調率上限値「π／（２√３）」を超えた過変調が可能になると共に、変調率１までの円滑な移行も可能となる。

実施の形態５．
実施の形態１〜４では、何れのＰＷＭモードにおいても、搬送波生成部５および変調波生成部６を設け、搬送波と変調波とを比較することによりゲート信号を得る形態であったが、搬送波と変調波との比較によらないＰＷＭ変調方法も広く知られている。特に、本願における領域（２）ａの過変調準備モード、領域（２）の過変調ＰＷＭモードおよび、領域（３）の３ダッシュパルスモードは、出力電圧位相角指令値θ^＊に同期したゲート信号を生成する、いわゆる同期ＰＷＭ方式に基づいており、各相がスイッチングすべき位相角と出力電圧位相角指令値θ^＊との関係は、変調率ＰＭＦによって一意に決定でき、あらかじめマップ化が可能である。

より具体的なマップ化の例としては、実施の形態１〜４における、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂと過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂ、比較部７に対し、あらかじめ、変調率ＰＭＦを０から１まで変化させた場合のスイッチング発生位相角をシミュレーション作業で記録しマップ化しておけば、変調率ＰＭＦを引数として用いることで、スイッチング発生位相角を求めることができる。

より具体的な実施の形態として、搬送波と変調波の比較に拠らない構成を図１３に示す。図１３の構成を、図１の実施の形態１の構成と比較すると、スイッチング信号生成部４ｂの構成が異なっているが、最終的に発生するスイッチング指令ＳＷ＿ｕｖｗは、これまで挙げた実施の形態と同様である。

スイッチング信号生成部４ｂは、非同期ＰＷＭスイッチング信号生成部４１と、同期ＰＷＭスイッチング信号生成部４２と、それらが出力するゲート信号を変調モードに応じて選択するスイッチング信号選択部４３とを有する。非同期ＰＷＭスイッチング信号生成部４１は、上記非特許文献１の４７頁に示された「瞬時空間磁束鎖交数ベクトル円軌跡ＰＷＭ」のような手法を利用してもよいし、あるいは、他の実施の形態と同様、非同期ＰＷＭ用の搬送波、変調波で比較する手法でもよい。

一方、同期ＰＷＭスイッチング信号生成部４２は、例えば図１４のように構成することができる。図１４に示すように、同期ＰＷＭスイッチング信号生成部４２は、上記で例示した、あらかじめ求めることが可能な変調率とスイッチング発生位相角との関係をマップ化したスイッチング特性マップ４５と、スイッチング特性マップ４５が出力するＵ，Ｖ，Ｗ各相のスイッチング位相角と出力電圧位相角指令値θ^＊とを比較することで同期ＰＷＭスイッチング信号を出力するスイッチング出力判定部４６を有して構成される。

上記の構成により、変調波および搬送波を常時演算することなく、変調率ＰＭＦからスイッチング特性マップを引用することで、過変調準備モード、過変調ＰＷＭモードおよび３ダッシュパルスモードそれぞれのゲート信号を出力することが可能となり、制御装置内部の演算量を減じ、高価な高速演算処理演算器を用いることなくＰＷＭ演算が可能になるという効果が得られる。

実施の形態６．
実施の形態５の電力変換装置では、スイッチング特性マップを用いてゲート信号を生成させるため、いわゆる同期ＰＷＭであれば、あらゆる変調手法が選択可能であった。例えば、領域（２）ａの過変調準備モード用のスイッチング特性マップとして、インバータ回路２のＰＷＭ出力電圧から特定の次数の高調波を抑制または削除する制御を行う、いわゆる低次高調波削除ＰＷＭ（詳細な内容は、上記特許文献５を参照）を用いることが可能であり、この形態を実施の形態６として説明する。

低次高調波削除ＰＷＭを用いると、インバータ回路２から電力供給される交流電動機１に印加される電圧から、特定の次数の高調波電圧を削除できるため、一部の高調波電流、高調波損失が抑制される他、特定次数のトルクリプルや騒音を削減できるという効果が得られる。ただし、パルス発生タイミングの操作の工夫でその効果を得るため、効果を維持できる変調率の上限は決まっている。

低次高調波削除ＰＷＭにおける変調率上限値をＰＷＭ＿ｘとし、そのときのスイッチング発生位相角の列をθｘ＝（θｘ１，θｘ２，θｘ３，……θｘｎ）とする。このときのスイッチング波形は、例えば図１５に示されるものとなる。

これら情報に基づけば、過変調ＰＷＭ用のスイッチング特性マップを、以下のように作成可能である。

具体的には、上記θｘを用い、ＰＭＦ＞ＰＭＦ＿ｘ以上でのスイッチング特性マップ図である、図６−２、図７−２と同様の期間Ｘ１、Ｙ１、Ｘ２、Ｙ２を、電圧位相角指令値θ^＊が０，９０，１８０，２７０［ｄｅｇ］を基準に定義する（Ｕ相の場合）。

つぎに、期間Ｘ１、Ｘ２を生じさせるΔｘとして、
・ＰＭＦ＝ＰＭＦ＿ｘでは、Δｘ＝０
・ＰＭＦ＝１（１パルスモード）では、Δｘ＝９０ｄｅｇ
と定義する。

そして、ＰＭＦ＿ｘ＜ＰＭＦ＜１の間では、ＰＭＦに応じ、ＰＭＦが大きいほどΔｘが大きくなるように操作する。

そして、スイッチング発生位相角列θｘとΔｘとから、図１６のように、過変調ＰＷＭモードでのスイッチング特性θ（Δｘ）＝（θ１，θ２，θ３，……θｎ）を求める。期間Ｙ２，Ｙ１においては、θｘ＝（θｘ１，θｘ２，θｘ３，……θｘｎ）を、０［ｄｅｇ］中心、および１８０［ｄｅｇ］を中心として、（９０−Δｘ）／９０だけ横軸方向を縮小したものを、θ（Δｘ）＝（θ１，θ２，θ３，……θｎ）とする。

こうすることで、低次高調波削除の機能は失われるが、変調率１（１パルスモード）近傍までの連続的な変調が可能となる。また、変調率０．９７以上などでは、３ダッシュパルスモード（同様にスイッチング位相角をマップ化しておくことは可能）に切り替えると、実施の形態１と同様、変調率１への切り替えをより円滑に行うことが可能となる。

実施の形態７．
実施の形態１〜６では、インバータ回路２が２レベルである場合について説明したが、インバータ回路２が、いわゆるマルチレベルである場合にも、同様の機能を構成することは可能である。

例えば、実施の形態２において、インバータ回路２が３レベルである場合には、搬送波生成部が３レベル用となり、搬送波生成部５からは、上側素子用搬送波と下側素子用搬送波の２種の搬送波が出力され、変調波との比較によってゲート信号が求められることになる。なお、このときのゲート信号は、直流入力電圧に対し、上位電位「＋１」、中位電位「０」および下位電位「−１」による３つのレベルのうちの何れかのレベルをとる。

このような３レベルインバータを有する実施の形態７の電力変換装置の場合、図９にて定義した４つの領域に対応する４つのモード、具体的には、３レベル非同期ＰＷＭモード（領域（１））、３レベル過変調準備モード（領域（２）ａ）、３レベル過変調ＰＷＭモード（領域（２））および１ダッシュパルスモード（領域（３））を有して動作する。

＜３レベル非同期ＰＷＭモード＞
搬送波生成部５における非同期ＰＷＭ用搬送波生成部５０ａは、電圧位相角指令値θ^＊とは非同期である上側素子用搬送波および下側素子用搬送波を出力する。

＜３レベル過変調準備モード＞
搬送波生成部５における過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂは、電圧位相角指令値θ^＊と同期した上側素子用搬送波および下側素子用搬送波を出力する。

＜３レベル過変調ＰＷＭモード＞
過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂは、図１６に示すように、０，９０，１８０，２７０［ｄｅｇ］をそれぞれ中心とする期間Ｙ２，Ｘ１，Ｙ２，Ｘ１を定義（Ｕ相の場合）すると共に、変調率に応じたΔｘを操作した上側素子用搬送波および下側素子用搬送波を出力する。

なお、以上の３つのモードにおいて、非同期ＰＷＭ用変調波生成部６０ａおよび過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂの挙動は、実施の形態２と同様である。

＜１ダッシュパルスモード＞
実施の形態１で説明した３ダッシュパルスモードと同様、やみくもに期間の短いスイッチングパルスを出力することはインバータ回路２の制約で不可能であるため、変調率が１近傍の領域（例えば０．９５〜０．９７を超えた領域）では、期間Ｙ１，Ｙ２のスイッチング回数を最小限にするモードとする。３レベルインバータの場合、例えば上記特許文献６に開示された技術を用いれば、パルス幅可変の１パルスを出力することが可能であり、これを２レベルインバータの場合の３ダッシュパルスモードの代わりに使用すれば、領域（２）における３レベル過変調モードからの円滑な遷移が可能となる。

以上の説明のように、実施の形態７の電力変換装置によれば、マルチレベルインバータにおける過変調制御においても、交流電圧出力振幅指令の変化に対する追従性能を向上させることが可能となる。

以上、実施の形態１〜７に係る電力変換装置の構成および動作について説明してきたが、これらの実施の形態の概念により、以下に示す内容を要旨とする電力変換装置を構成することができる。

まず、各相へのゲート信号として、各相の交流電圧出力指令の１周期のうち、上側電位となる第１の位相角（θ１）を中心とする第１の期間（Ｘ１）では、インバータ回路２の直流入力正側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、下側電位となる第２の位相角（θ２：θ２＞θ１）を中心とする第２の期間（Ｘ２）では、インバータ回路２の直流入力負側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、第１の位相角（θ１）と第２の位相角（θ２）との間の期間から第１および第２の期間（Ｘ１，Ｘ２）を除いた第３の期間（Ｙ１）と第１の期間（Ｘ１）とによる第１の比率ならびに、第２の位相角（θ２）と第１の位相角（θ１）を正方向に３６０度シフトした位相角（θ１＋３６０）との間の期間から第１および第２の期間（Ｘ１，Ｘ２）を除いた第４の期間（Ｙ２）と第２の期間Ｘ２とによる第２の比率を、変調率指令もしくは交流電圧出力振幅指令値に基づいて設定したゲート信号を生成すると共に、第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）におけるゲート信号の位相角指令条件として、第３の期間（Ｙ１）においては、ゲート信号をオン／オフさせる位相角と、第１および第２の位相角（θ１，θ２）の平均値（（θ１＋θ２）／２）との比率を維持し、第４の期間（Ｙ２）においては、ゲート信号をオン／オフさせる位相角と、平均値の位相角を１８０度シフトした位相角（（θ１＋θ２）／２＋１８０）との比を維持するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、インバータ回路の出力交流電圧振幅の、直流入力電圧に対する比である変調度を向上させるいわゆる過変調制御において、交流電圧出力振幅指令の変化に対する追従性能を向上させる効果を得ることができる。

なお、交流電圧出力振幅指令値を入力直流電圧で除して変調率指令を算出出力する変調率演算部を備え、スイッチング信号生成部は、交流電圧出力指令の１周期に占める期間Ｘ１，Ｘ２、期間Ｙ１，Ｙ２の比率を、変調率指令に基づいて設定したゲート信号を出力するようにしてもよい。

また、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、第１の期間（Ｘ１）においては、変調波生成部から出力される変調波の大きさを搬送波生成部から出力される搬送波の上限値以上に固定し、第２の期間（Ｘ２）においては、変調波生成部から出力される変調波の大きさを搬送波生成部から出力される搬送波の下限値以下に固定し、第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）においては、搬送波生成部から出力される搬送波および、上限値以上変調波生成部から出力される変調波および変調波生成部から出力される変調波を交流電圧出力振幅指令または変調率指令に基づいて位相角方向にそれぞれ同じ比率で縮小もしくは拡大操作することにより設定したゲート信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、交流電圧出力振幅指令の変化に対する追従性能の更なる向上が可能となる。

なお、本実施の形態に係る電力変換装置では、第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）の変調波として正弦波を出力してもよいし、この正弦波に加えて三相共通の信号を重畳してもよい。このように構成された電力変換装置によれば、過変調制御の利用運転範囲の設定自由度を向上させることが可能となる。

また、本実施の形態に係る電力変換装置では、搬送波生成部が出力する搬送波として、第１乃至第４の期間（Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２）それぞれの境界位相角条件における搬送波の値を、上限値または下限値とし、不連続でない搬送波を生成して出力するようにしてもよい。このように構成された電力変換装置によれば、現実のインバータ回路が出力不可能な短い電圧パルスの出力を回避することを通じて、電圧の制御精度を向上させることができ、インバータ回路のスイッチング損失を抑制しつつ、制御性を維持することが可能となる。

また、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、予め設定された電圧振幅設定範囲の範囲内に交流電圧出力振幅指令が存在する運転条件時、予め設定された変調率設定範囲の範囲内に変調率指令が存在する運転条件時、または、予め設定された交流電圧出力基本波周波数設定範囲の範囲内に交流電圧出力基本波周波数が存在する運転条件時の何れかにおいては過変調モードを選択し、この過変調モードが選択された場合には、第１乃至第４の期間（Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２）を、交流電圧出力振幅指令、変調率指令、交流電圧出力基本波周波数に基づいて設定することで得られるゲートパルス信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、過変調運転が不要となる運転条件下では従来技術による運転を行い、過変調運転が適する運転条件下では過変調モードを選択して運転を行うことで、各運転条件下にて、負荷の高調波損失を抑制しながら運転することが可能となる。

また、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、インバータ回路が２レベルインバータである場合に、変調率が９５％以上を判定した後には第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）中のスイッチング回数が３回のみとなる３ダッシュパルスモードを選択し、この３ダッシュパルスモードが選択された場合、交流電圧出力指令の１周期あたり、第１および第３の期間（Ｘ１，Ｙ１）の境界、第３および第２の期間（Ｙ２，Ｘ２）の境界、第２および第４の期間（Ｘ２，Ｙ２）の境界、第４および第１の期間（Ｙ２，Ｘ１）の境界、第２の期間（Ｙ１）の中心ならびに、第４の期間（Ｙ２）の中心における合計６回のスイッチング制御を行うゲート信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、過変調モードにおけるパルス幅が極端に狭くなり、インバータ部の制御分解能を超える制御に陥ることを防ぐと共に、電圧の歪率を極端に変化させることなくスイッチング損失を抑制できる３ダッシュパルスモードに遷移させることが可能となる。

また、本実施の形態に係る電力変換装置が過変調モードの他に同期ＰＷＭモードを選択可能に構成されている場合、予め設定された電圧振幅設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力振幅指令が存在する運転条件時、予め設定された変調率設定閾値を下回る範囲に変調率指令が存在する運転条件時、または、予め設定された交流電圧出力基本波周波数設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力基本波周波数が存在する運転条件時の何れかにおいて同期ＰＷＭモードを選択し、この同期ＰＷＭモードが選択された場合に、交流電圧出力位相角指令に同期し、交流電圧出力指令の１周期中のスイッチング回数が一定となるゲート信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、過変調が不要の運転領域では、従来技術の同期ＰＷＭを行うことにより、実用上必要な広い運転条件に対応可能になるという効果が得られる。

また、本実施の形態に係る電力変換装置が過変調モードの他に非同期ＰＷＭモードを選択可能に構成されている場合、予め設定された電圧振幅設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力振幅指令が存在する運転条件時、予め設定された変調率設定閾値を下回る範囲に変調率指令が存在する運転条件時、または、予め設定された交流電圧出力基本波周波数設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力基本波周波数が存在する運転条件時の何れかにおいて非同期ＰＷＭモードを選択し、この非同期ＰＷＭモードが選択された場合に、単位時間内のスイッチング回数が予め定められた値となるゲート信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、過変調が不要の運転領域では、従来技術の非同期ＰＷＭを行うことにより、実用上必要な広い運転条件、特に基本波周波数０を含む低周波数域を含めて運転対応可能になるという効果が得られる。

なお、以上の実施の形態１〜７に示した構成は、本発明の構成の一例であり、上記先行技術文献以外の公知技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

以上のように、本発明は、インバータ出力電流の急変および脈動を抑制しながら、広い電圧操作範囲で安定した負荷の運転を可能とする電力変換装置として有用である。

１ 交流電動機、２ インバータ回路、３ 直流電圧源部、４，４ｂ スイッチング信号生成部、５ 搬送波生成部、６ 変調波生成部、７ 比較部、８ 変調率演算部、９ 変調モード選択部、１０ 電圧検出部、１１ 交流電圧指令生成部、４１ 非同期ＰＷＭスイッチング信号生成部、４２ 同期ＰＷＭスイッチング信号生成部、４３ スイッチング信号選択部、４５ スイッチング特性マップ、４６ スイッチング出力判定部、５０ａ 非同期ＰＷＭ用搬送波生成部、５０ｂ 過変調ＰＷＭ用搬送波生成部、５０ｃ ３ダッシュパルス用搬送波生成部、５１ 搬送波選択部、６０ａ 非同期ＰＷＭ用変調波生成部、６０ｂ 過変調ＰＷＭ用変調波生成部、６０ｃ ３ダッシュパルス用変調波生成部、６１ 変調波選択部。

Claims (9)

1. 直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を駆動するためのゲート信号を前記インバータ回路に出力するスイッチング信号生成部とを備え、
   前記スイッチング信号生成部は、
   前記インバータ回路の変調率が第一の閾値以下の場合に、
   前記インバータ回路がスイッチングを行う第一の期間と前記インバータ回路のスイッチングを休止する第二の期間とを有する過変調モードにおける前記ゲート信号を出力し、
   前記インバータ回路の変調率が前記第一の閾値よりも大きい場合に、
   同期３ダッシュパルスモードにおける前記ゲート信号を出力する、
   電力変換装置。
2. 前記スイッチング信号生成部は、搬送波信号を生成する搬送波生成部と変調波信号を生成する変調波生成部と前記搬送波信号と前記変調波信号とを比較し前記ゲート信号を出力する比較部とを有し、
   前記過変調モードにおいて、前記搬送波信号と前記変調波信号とは同期している、
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記スイッチング信号生成部は、
   前記インバータ回路の変調率が前記第一の閾値よりも小さい第二の閾値以下の場合に、
   非同期ＰＷＭモードにおける前記ゲート信号を出力し、
   前記インバータ回路の変調率が前記第二の閾値よりも大きく、かつ前記第一の閾値以下の場合に、
   前記過変調モードにおける前記ゲート信号を出力する、
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記スイッチング信号生成部は、
   前記インバータ回路の変調率が前記第一の閾値よりも小さい第二の閾値以下の場合に、
   非同期ＰＷＭモードにおける前記ゲート信号を出力し、
   前記インバータ回路の変調率が前記第二の閾値よりも大きく、かつ前記第二の閾値よりも大きく前記第一の閾値よりも小さい第三の閾値以下の場合に、
   前記搬送波信号と前記変調波信号とは同期している過変調準備モードにおける前記ゲート信号を出力する、
   ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
5. 前記インバータ回路の変調率について１８０ｄｅｇ通電した１パルスモード時の変調率ＰＭＦを１と定義した場合において、
   前記第二の閾値は、π／｛２×√（３）｝よりも小さい値とする、
   ことを特徴とする請求項３又は４記載の電力変換装置。
6. 前記インバータ回路の変調率について１８０ｄｅｇ通電した１パルスモード時の変調率ＰＭＦを１と定義した場合において、
   前記第二の閾値は、π／｛２×√（３）｝である、
   ことを特徴とする請求項３又は４記載の電力変換装置。
7. 前記過変調モードにおいて、
   前記第一の期間は変調率が増加するに連れて短くなり、
   前記第二の期間は変調率が増加するに連れて長くなる、
   ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項記載の電力変換装置。
8. 前記第一の期間において前記ゲート信号に含まれるパルス数は一定である、
   ことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項記載の電力変換装置。
9. 前記インバータ回路の変調率が第一の閾値以下の場合、
   前記インバータ回路の変調率と前記インバータ回路の出力電圧の周波数は、比例関係にある、
   ことを特徴とする請求項１から８のいずれか１項記載の電力変換装置。

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