JP2013150448A - 車両および車両の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭ制御によって制御される交流のモータを備えた車両において、モータから報知音を発生させることに起因してモータの過電流が生じることを抑制する。
【解決手段】制御装置３０は、車両に搭載される交流のモータＭ１のＰＷＭ制御を行なうＰＷＭ制御部２００を含む。ＰＷＭ制御部２００は、報知音発生処理部２４１とスリップ判定部２４２とを備える。スリップ判定部２４２は、モータＭ１のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、およびｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいてモータに連結される駆動輪がスリップ中であるか否かを判定する。報知音発生処理部２４１は、スリップ中でない場合、ｄ軸電圧指令値Ｖｄに変動値ΔＶを所定周期で加えることによってモータＭ１から報知音を発生させる。一方、スリップ中である場合、報知音発生処理部２４１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄに変動値ΔＶを加えることを一時的に中止する。
【選択図】図３

Description

本発明は、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、以下「ＰＷＭ」ともいう）制御によって制御される交流のモータを備えた車両に関する。

電気自動車やハイブリッド自動車、燃料電池自動車等の電動車両に搭載されるモータの出力トルクは、ＰＷＭ制御によって制御されるのが一般的である。このＰＷＭ制御では、搬送波信号（キャリア信号）と電圧指令との電圧比較に基づいてインバータのスイッチング素子をオンオフさせることによって、パルス幅変調電圧をインバータからモータに印加させる。

特開平２−１７９２９７号公報（特許文献１）には、モータの異常が生じた場合に、ＰＷＭ制御によるインバータの制御周期および制御周波数を変化させることで、モータの相電流のリップル周波数を変化させてモータで生じる電磁音を変化させ、その電磁音の変化によってモータの異常をユーザに報知する技術が開示されている。

特開平２−１７９２９７号公報 特開２００７−２２１８９４号公報 特開平７−１１５７８８号公報 特開２０１１−３０３５２号公報

ところで、ＰＷＭ制御によって制御される交流のモータを備えた車両において、モータの相電流を周期的に変化させることでモータから音を意図的に発生させることが可能であるが、この際に駆動輪のスリップによってモータの回転速度が急変すると、モータの相電流が許容値を超える過電流状態となるおそれがある。しかしながら、特許文献１には、このような課題およびその解決手法について何ら言及されていない。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、ＰＷＭ制御によって制御される交流のモータを備えた車両において、モータから報知音を発生させることに起因してモータの過電流が生じることを抑制することである。

この発明に係る車両は、車輪に連結された交流のモータと、モータをパルス幅変調制御によって制御する制御装置とを備える。制御装置は、車輪がスリップ中でない場合はモータの電圧指令値に変動値を周期的に加えることでモータの相電流を変動させてモータから音を発生させ、車輪がスリップ中である場合は電圧指令値に変動値を加えることを中止する。

好ましくは、制御装置は、電圧指令値に変動値を加えることを中止した後に車輪がスリップ中ではなくなった場合は、電圧指令値に変動値を加えることを再開する。

好ましくは、電圧指令値は、車輪のスリップに応じて変動する値である。
好ましくは、電圧指令値は、相電流を２相変換して得られるｄ軸電流およびｑ軸電流をそれぞれの目標値に近づけるための電流フィードバック制御によって得られるｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の少なくとも一方である。

好ましくは、制御装置は、モータの回転速度を演算する周期よりも短い周期で、ｄ軸電流、ｑ軸電流、ｄ軸電圧指令値、およびｑ軸電圧指令値を演算する。制御装置は、ｄ軸電流、ｑ軸電流、ｄ軸電圧指令値、およびｑ軸電圧指令値の少なくともいずれかの変動に基づいて車輪がスリップ中であるか否かを判定する。

この発明の別の局面に係る制御方法は、パルス幅変調制御によって制御される交流のモータとモータに連結された車輪とを備えた車両の制御方法であって、車輪がスリップ中であるか否かを判定するステップと、車輪がスリップ中でない場合はモータの電圧指令値に変動値を周期的に加えることでモータの相電流を変動させてモータから音を発生させ、車輪がスリップ中である場合は電圧指令値に変動値を加えることを中止するステップとを含む。

本発明によれば、ＰＷＭ制御によって制御される交流のモータを備えた車両において、モータから報知音を発生させることに起因してモータの過電流が生じることを抑制することができる。

車両の全体構成図である。 モータのＰＷＭ制御の態様を模式的に示す図である。 制御装置の機能ブロック図である。 スリップ開始の判定手法の一例を説明するための図である。 ｄ軸電圧指令値Ｖｄａのタイミングチャートである。 制御装置の処理手順を示すフローチャートである。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施の形態による車両１の全体構成図である。車両１は、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等の電気エネルギによって得られた駆動力で走行する自動車）である。

車両１は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ０，Ｃ１と、コンバータ１２と、インバータ１４と、モータＭ１と、制御装置３０とを備える。

モータＭ１は、交流モータであって、代表的には３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の永久磁石型同期モータである。モータＭ１は、主として車両１を走行させるための駆動力を発生する走行用モータとして機能するものであってもよいし、主として走行用モータを駆動させるための電力を発生するジェネレータとして機能するものであってもよい。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検出される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および正極線６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子および負極線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬＡ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、正極線７および負極線５の間に直列に接続される。リアクトルＬＡ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと正極線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、正極線７および負極線５の間に接続される。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂを直流電圧ＶＨへ昇圧する。また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧Ｖｂに降圧する。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からの制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、直流電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、正極線７および負極線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、正極線７および負極線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ逆並列に接続されている。各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点には、モータＭ１の各相コイルの他端が接続される。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からの制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

インバータ１４は、モータＭ１をモータとして機能させる場合には、制御装置３０からの制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、平滑コンデンサＣ０から供給される直流電圧を交流電圧に変換してモータＭ１を駆動する。一方、モータＭ１をジェネレータとして機能させる場合には、制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作によりモータＭ１が回生発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。

電流センサ２４は、モータＭ１に流れる相電流（Ｕ相電流ｉｕ，Ｖ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗ）を検出し、その検出結果を制御装置３０へ出力する。なお、Ｕ相電流ｉｕ，Ｖ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４はたとえばＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを検出するように配置すれば足りる。

レゾルバ２５は、モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ出力する。制御装置３０では、回転角θに基づきモータＭ１の回転速度を算出できる。

制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）により構成され、当該メモリに記憶された情報およびプログラムに基づいて所定の演算処理を実行することによって、車両１の各機器の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、ユーザ要求などに基づいて設定されるモータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび各センサの検出結果に基づいて、モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するための制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

図２は、モータＭ１（インバータ１４）のＰＷＭ制御の態様を模式的に示す図である。図２に示すように、ＰＷＭ制御では、キャリア信号ＣＲと相電圧指令値１７０（後述の相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに相当）との電圧比較を各相ごとに行なった結果でインバータ１４の各相のスイッチング素子のオンオフを制御することによって、疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧１８０をモータＭ１の各相に印加させる。なお、キャリア信号ＣＲは、三角波やのこぎり波によって構成することができる。図２では、三角波を例示する。

以上のような構成を有する車両１において、制御装置３０は、モータＭ１のＰＷＭ制御を行なう際、後述のｄ軸電圧指令値Ｖｄに所定周期で変動値ΔＶを加えることによってモータＭ１の相電流を意図的に変動させて車両１の接近を歩行者などに報知するための音（以下「報知音」という）をモータＭ１から発生させる。

ところが、たとえばモータＭ１に連結された駆動輪が路面に対してスリップしたりあるいはグリップしたりする（スリップが解消したりする）ことによってモータＭ１の回転速度が急変すると、後述するように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄそのものも大きく変動する。このようにｄ軸電圧指令値Ｖｄが大きく変動する状態で報知音を発生させるためにｄ軸電圧指令値Ｖｄに変動値ΔＶを加えると、ｄ軸電圧指令値Ｖｄと変動値ΔＶとの合計が許容範囲を超えてしまい、モータＭ１に過電流が発生するおそれがある。

このような問題に鑑み、本実施の形態による制御装置３０は、モータＭ１に連結された駆動輪がスリップ中であるか否かを判定し、スリップ中である場合は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄに変動値ΔＶを加えることを一時的に中止する（すなわち報知音の発生を一時的に停止させる）ことで、モータＭ１の過電流を抑制する。この点が本実施の形態の最も特徴的な点である。

図３は、ＰＷＭ制御に関する部分の制御装置３０の機能ブロック図である。図３に示した各機能ブロックは、ハードウェアによって実現してもよいし、ソフトウェアによって実現してもよい。

ＰＷＭ制御は、制御装置３０に含まれるＰＷＭ制御部２００によって行なわれる。
ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、報知音発生処理部２４１と、スリップ判定部２４２と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたマップ等に従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応するｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、レゾルバ２５によって検出されるロータ回転角θを用いた座標変換（Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３相→ｄ，ｑ軸の２相）により、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗをｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換（２相変換）する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍとｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍとｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。

電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑをそれぞれｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍに近づけるための電流フィードバック制御を行なうことにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。具体的には、電圧指令生成部２４０は、偏差ΔＩｄ，ΔＩｑのそれぞれについてＰＩ（比例積分）制御などを行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じて電流フィードバック後のｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する。なお、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑは、後述するＵ相電圧指令Ｖｕ、Ｖ相電圧指令Ｖｖ、Ｗ相電圧指令Ｖｗをｄ，ｑ軸に変換（２相変換）した電圧値に相当する。

電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄを報知音発生処理部２４１およびスリップ判定部２４２に出力するとともに、ｑ軸電圧指令値Ｖｑを座標変換部２５０およびスリップ判定部２４２に出力する。

スリップ判定部２４２は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、およびｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて、モータＭ１に連結された駆動輪のスリップ開始およびグリップ開始（スリップ解消）を判定し、スリップ開始からグリップ開始までの期間を「スリップ中」と判定する。

図４は、スリップ判定部２４２によるスリップ開始の判定手法の一例を説明するための図である。なお、図４において、上側の図が本実施の形態のスリップ判定部２４２によるスリップ開始の判定手法（Ｉｄ、Ｉｑ、Ｖｄ、Ｖｑを用いたスリップ判定手法）を示す図であり、下側の図は参考としてロータ回転角θを用いたスリップ開始の判定手法を示す図である。

スリップ判定部２４２は、Ｉｄ、Ｉｑ、Ｖｄ、Ｖｑの変動を監視することで、スリップ開始を判定する。たとえば、スリップ判定部２４２は、図４の上側の図に示すように、Ｉｄ、Ｉｑ、Ｖｄ、Ｖｑの各パラメータの変化率を制御周期Ｔ１（たとえば１００μｓ）で演算し、各パラメータの少なくともいずれかの増加率がそれぞれのスリップ開始判定基準増加率よりも小さい値から大きい値に変化した場合に「スリップ開始」と判定する。

ここで、Ｉｄ、Ｉｑ、Ｖｄ、Ｖｑの制御周期Ｔ１は、ロータ回転角θの制御周期Ｔ２（たとえば１ｍｓ）よりも短い値に設定される。そのため、ロータ回転角θの増加率を用いてスリップ開始を判定する場合（図４の下側の図参照）に比べて、スリップ開始の判定が早くなり、各パラメータがピーク値となる時点（電流はずれがピークとなる時点）よりも前に、スリップ開始を判定することができる。そのため、スリップ開始の判定遅れによる電流はずれピークの取りこぼしを抑制できる。

スリップ判定部２４２は、同様に、Ｉｄ、Ｉｑ、Ｖｄ、Ｖｑの変動を監視することで、グリップ開始（スリップ解消）を判定する。たとえば、スリップ判定部２４２は、Ｉｄ、Ｉｑ、Ｖｄ、Ｖｑの各パラメータの変化率を制御周期Ｔ１で演算し、各パラメータの少なくともいずれかの減少率がそれぞれのグリップ開始判定基準減少率よりも大きい値から小さい値に変化した場合に「グリップ開始」と判定する。そして、スリップ判定部２４２は、スリップ開始からグリップ開始までの期間を「スリップ中」と判定する。

なお、必ずしもＩｄ、Ｉｑ、Ｖｄ、Ｖｑのすべてのパラメータの変動を監視する必要はない。たとえば、過電流を防止する観点から、電圧（ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ）の変動は監視せず、電流（ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの少なくとも一方）の変動を監視した結果でスリップを判定するようにしてもよい。また、Ｉｄ、Ｉｑ、Ｖｄ、Ｖｑの変化率に代えてあるいは加えてＩｄ、Ｉｑ、Ｖｄ、Ｖｑの絶対値を監視し、Ｉｄ、Ｉｑ、Ｖｄ、Ｖｑの絶対値とそれぞれの基準値とを比較した結果でスリップ開始およびグリップ開始を判定するようにしてもよい。

図３に戻って、報知音発生処理部２４１は、スリップ判定部２４２がスリップ中であると判定しているか否かに応じて、モータＭ１から報知音を発生させるための処理（以下「報知音発生処理」ともいう）をｄ軸電圧指令値Ｖｄに対して実行するか否かを決定する。

スリップ中でない場合、報知音発生処理部２４１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄに対して報知音発生処理を実行する。具体的には、報知音発生処理部２４１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄに所定周期で変動値ΔＶを加えた値を報知音発生処理後のｄ軸電圧指令値Ｖｄａに設定し、報知音発生処理後のｄ軸電圧指令値Ｖｄａを座標変換部２５０に出力する。

一方、スリップ中である場合、報知音発生処理部２４１は、報知音発生処理を一時的に中止する。この点が上述したように本実施の形態の最も特徴的な点である。この点については後に詳述する。

そして、報知音発生処理の一時停止後にスリップ中でなくなった場合（グリップ開始判定があった場合）、報知音発生処理部２４１は、報知音発生処理の一時停止を解除し、報知音発生処理を再開させる。

なお、報知音発生処理を施す対象は、必ずしも「ｄ軸電圧指令値Ｖｄ」に限定されるものではなく、たとえば「ｄ軸電圧指令値Ｖｄ」に代えてあるいは加えて「ｑ軸電圧指令値Ｖｑ」としてもよい。また、スリップ中でない場合であっても、必ずしも報知音発生処理を行なう必要はない。たとえば、車両１がエンジンおよび走行用モータを備えるハイブリッド自動車である場合、エンジン音が生じないエンジン停止中（走行用モータでの走行中）に報知音発生処理を行ない、エンジン作動中は報知音発生処理をそもそも行なわないようにしてもよい。

座標変換部２５０は、ロータ回転角θを用いた座標変換（ｄ，ｑ軸の２相→Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄａおよびｑ軸電圧指令値ＶｑをＵ相電圧指令Ｖｕ、Ｖ相電圧指令Ｖｖ、Ｗ相電圧指令Ｖｗに変換（３相変換）する。

ＰＷＭ変調部２６０は、キャリア信号ＣＲと座標変換部２５０からの各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（図２の相電圧指令値１７０に相当）との電圧比較に従って、インバータ１４の制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってインバータ１４の各相上下アーム素子のオンオフを制御することによって、モータＭ１の各相に、図２のパルス幅変調電圧１８０に相当する疑似正弦波電圧が印加される。これにより、モータＭ１に各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。

図５は、報知音発生処理部２４１によって設定される報知音発生処理後のｄ軸電圧指令値Ｖｄａのタイミングチャートである。なお、図５においては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄａの許容範囲が±αボルト（許容上限値＝＋α、許容下限値＝−α）であり、モータＭ１の相電流の許容範囲が±βアンペア（許容上限値＝＋β、許容下限値＝−β）である場合が示されている。

スリップ中でない場合、上述のように、報知音発生処理部２４１は、電流フィードバック後のｄ軸電圧指令値Ｖｄに変動値ΔＶ（図５に示す例では±ΔＶの擬似正弦波状の変動値）を所定周期で加えた値を報知音発生処理後のｄ軸電圧指令値Ｖｄａとすること（以下「報知音発生処理によるＶｄ変動」ともいう）によって、モータＭ１の相電流を変動させてモータＭ１から報知音を発生させる。

スリップ中でない場合、電流フィードバック後のｄ軸電圧指令値Ｖｄはほぼ０ボルトに安定している。この場合、報知音発生処理部２４１は、変動値ΔＶをほぼ「α」に設定する。その結果、報知音発生処理時のｄ軸電圧指令値Ｖｄａの最大値（＝Ｖｄ＋ΔＶ）および最小値（＝Ｖｄ−ΔＶ）は、それぞれ許容上限値（＝＋α）および許容下限値（＝−α）とほぼ一致する。これにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄａを許容範囲内に収めつつ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄａの変動量をほぼ最大にまで拡げることができる。その結果、モータＭ１の相電流が許容上限値（＝＋β）未満の範囲で大きく変動され、より大きな報知音をモータＭ１から発生させることができる。

一方、スリップ中である場合、モータＭ１の回転速度が急変しモータＭ１の逆起電力によってモータＭ１の相電流が変化するため、ｄ軸電流Ｉｄおよび偏差ΔＩｄも順次変化する。これにより、図５に示すように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄも大きく変動する（なお、図５には、例示的に、Ｖｄが０ボルトよりも増加している場合が例示されている）。この場合、報知音発生処理によるＶｄ変動をそのまま継続すると、報知音発生処理時のｄ軸電圧指令値Ｖｄａの最大値（＝Ｖｄ＋α）が許容上限値（＝＋α）を超えてしまい、相電流が許容上限値（＝＋β）を超える過電流状態となってしまうことが想定される（図５の一点鎖線参照）。そこで、報知音発生処理部２４１は、スリップ中である場合、電流フィードバック後のｄ軸電圧指令値Ｖｄに変動値ΔＶを加えること（報知音発生処理によるＶｄ変動）を一時的に中止し、電流フィードバック後のｄ軸電圧指令値Ｖｄをそのまま報知音発生処理時のｄ軸電圧指令値Ｖｄａに設定する。これにより、相電流が許容範囲（−βから＋βまでの範囲）内に収まるようになり、モータＭ１の過電流が回避される。

そして、報知音発生処理の一時停止後にスリップ中でなくなった場合には、報知音発生処理部２４１は、報知音発生処理の一時停止を解除し、報知音発生処理を再開させる。これにより、モータＭ１から報知音が再び発生される。

図６は、上述のスリップ判定部２４２および報知音発生処理部２４１の機能を実現するための制御装置３０の処理手順を示すフローチャートである。

ステップ（以下、ステップを「Ｓ」と略す）１０にて、制御装置３０は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、およびｑ軸電圧指令値Ｖｑの各パラメータを取得する。

Ｓ１１にて、制御装置３０は、取得された各パラメータに基づいて、スリップ中であるか否かを判定する。判定手法については既に説明したためここでの詳細な説明は繰り返さない。

スリップ中でない場合（Ｓ１１にてＮＯ）、制御装置３０は、処理をＳ１２に移し、報知音発生処理を実行する（報知音発生処理によるＶｄ変動を行なう）。

一方、スリップ中である場合（Ｓ１１にてＹＥＳ）、制御装置３０は、処理をＳ１３に移し、報知音発生処理を一時的に停止する（報知音発生処理によるＶｄ変動を一時的に中止する）。

以上のように、本実施の形態による制御装置３０は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ、およびｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいてスリップ中であるか否かを判定する。そして、スリップ中でない場合、制御装置３０は、報知音発生処理によるＶｄ変動を行なうことでモータＭ１から報知音を発生させる。一方、スリップ中である場合、制御装置３０は、報知音発生処理によるＶｄ変動を一時的に中止する。これにより、報知音発生処理に起因するモータの過電流を適切に抑制することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 車両、５ 負極線、６，７ 正極線、１０，１３ 電圧センサ、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相上下アーム、２５ レゾルバ、３０ 制御装置、１７０ 相電圧指令値、１８０ パルス幅変調電圧、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ 電圧指令生成部、２４１ 報知音発生処理部、２４２ スリップ判定部、２６０ ＰＷＭ変調部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、ＬＡ１ リアクトル、Ｍ１ モータ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (6)

1. 車輪に連結された交流のモータと、
   前記モータをパルス幅変調制御によって制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記車輪がスリップ中でない場合は前記モータの電圧指令値に変動値を周期的に加えることで前記モータの相電流を変動させて前記モータから音を発生させ、前記車輪がスリップ中である場合は前記電圧指令値に前記変動値を加えることを中止する、車両。
2. 前記制御装置は、前記電圧指令値に前記変動値を加えることを中止した後に前記車輪がスリップ中ではなくなった場合は、前記電圧指令値に前記変動値を加えることを再開する、請求項１に記載の車両。
3. 前記電圧指令値は、前記車輪のスリップに応じて変動する値である、請求項１に記載の車両。
4. 前記電圧指令値は、前記相電流を２相変換して得られるｄ軸電流およびｑ軸電流をそれぞれの目標値に近づけるための電流フィードバック制御によって得られるｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の少なくとも一方である、請求項１に記載の車両。
5. 前記制御装置は、前記モータの回転速度を演算する周期よりも短い周期で、前記ｄ軸電流、前記ｑ軸電流、前記ｄ軸電圧指令値、および前記ｑ軸電圧指令値を演算し、
   前記制御装置は、前記ｄ軸電流、前記ｑ軸電流、前記ｄ軸電圧指令値、および前記ｑ軸電圧指令値の少なくともいずれかの変動に基づいて前記車輪がスリップ中であるか否かを判定する、請求項４に記載の車両。
6. パルス幅変調制御によって制御される交流のモータと前記モータに連結された車輪とを備えた車両の制御方法であって、
   前記車輪がスリップ中であるか否かを判定するステップと、
   前記車輪がスリップ中でない場合は前記モータの電圧指令値に変動値を周期的に加えることで前記モータの相電流を変動させて前記モータから音を発生させ、前記車輪がスリップ中である場合は前記電圧指令値に前記変動値を加えることを中止するステップとを含む、車両の制御方法。

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