JP2010226780A - 交流電動機の制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】矩形波電圧振幅の変化に対応したトルク変化量をフィードバック制御を待つことなく補償することによって制御応答性を向上する。
【解決手段】モータ運転状態および矩形波電圧の電圧位相θｖに対する出力トルクの特性を示すトルク演算式に従って、ＦＦ係数算出部４５２は、インバータの直流側電圧ＶＨの変化に対して、出力トルクを一定に保つための位相変化量の比（ｄθ／ｄＶ）を算出する。積分項補正部４５０は、直流側電圧ＶＨの変化を示すΔＶと（ｄθ／ｄＶ）との積に従って、電圧位相シフト量θｓｆを算出する。そして、トルク偏差に応じて電圧位相を変化させるフィードバック制御による積分項は、電圧位相シフト量θｓｆに従って変化される。
【選択図】図３

Description

この発明は、交流電動機の制御システムに関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより矩形波交流電圧に変換して交流電動機へ印加するモータ制御に関する。

直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して交流電動機を駆動制御するモータ制御システムが一般的に用いられている。このようなモータ制御システムでは、一般的には交流電動機を高効率で駆動するために、ベクトル制御に基づく正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ってモータ電流が制御される。

しかしながら、正弦波ＰＷＭ制御では、インバータの出力電圧の基本波成分を十分に高めることができず電圧利用率に限界があるため、高速領域で高出力を得ることが難しいという問題点がある。この点を考慮して、正弦波ＰＷＭ制御よりも基本波成分が大きい電圧を出力可能な制御方式の採用が提案されている。

このため、特開２０００−５０６８９号公報（特許文献１）および特開２００７−１５９３６８号公報（特許文献２）に記載されるように、交流モータへ印加される矩形波電圧の電圧位相によってトルク制御を行う、矩形波電圧制御が採用される。

また、特開２００６−３２００３９号公報（特許文献３）には、コンバータによって電圧振幅が可変制御される矩形波電圧制御において、基本的にはトルク偏差に応じて矩形波電圧の電圧位相を変化させるとともに、モータ回転速度が急激に変化した場合には、モータ回転速度の変化比に応じてコンバータの出力電圧を変化させる制御が記載されている。

特開２０００−５０６８９号公報 特開２００７−１５９３６８号公報 特開２００６−３２００３９号公報 特開２００４−２８９９２７号公報 特開平９−１９１６９７号公報

上記特許文献１〜３での矩形波電圧制御は、交流電動機のトルク実績をフィードバック制御する制御構成で共通している。しかしながら、交流電動機の出力トルクは、矩形波電圧制御の操作量である電圧位相のみではなく、回転速度に代表されるモータ運転状態によっても変化する。すなわち、矩形波電圧の位相が同じであっても、モータ運転状態が変化すると出力トルクが変化してしまう。特に、矩形波電圧を発生するインバータの直流側電圧の変化によって、矩形波電圧の振幅が変化すると、モータの出力トルクが変化する。

したがって、上述のようなトルクフィードバック制御では、矩形波電圧の振幅が変化した場合には、当該電圧変化に伴うトルク変化量がトルク偏差として検出された後に、当該トルク偏差を解消するための制御演算に従って電圧位相が変化することになる。この結果、電圧変化時には、一時的にトルク変動や過電流が発生する可能性があり、その制御応答性および安定性に問題が生じるおそれがある。

この発明は、このような問題を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相をトルク偏差に応じて変化させる交流電動機制御において、矩形波電圧振幅の変化に対応したトルク変化量を、フィードバック制御を待つことなく補償することによって制御応答性を向上させることである。

この発明による交流電動機の制御システムは、インバータと、矩形波制御部とを備える。矩形波制御部と、比例制御演算部と、積分制御演算部と、積分項補正部とを含む。インバータは、直流電圧を、交流電動機を駆動するための交流電圧に変換するように構成される。矩形波制御部は、交流電動機のトルク偏差のフィードバック制御に従ってインバータから交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相を変化させるように構成される。比例制御演算部は、トルク偏差の現在値に基づいて電圧位相の第１の制御量を設定するように構成される。積分制御演算部は、トルク偏差の積分処理に基づいて電圧位相の第２の制御量を設定するように構成される。制御信号発生部は、第１および第２の制御量の和に従った電圧位相に対応させて、インバータの制御指令を生成するように構成される。積分項補正部は、直流電圧の変化量を検知するとともに、当該変化量に起因して発生するトルク変化量を相殺するための電圧位相シフト量を演算するように構成される。積分制御演算部は、さらに、電圧位相シフト量に従って第２の制御量を変化させるように構成される。

この発明によれば、交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相をトルク偏差に応じて変化させる交流電動機制御において、矩形波電圧振幅の変化に対応したトルク変化量を、フィードバック制御を待つことなく補償することによって制御応答性を向上させることができる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。 矩形波電圧制御における電圧位相とトルクとの対応関係を示す概念図である。 矩形波電圧制御の具体的な制御構成を説明するための機能ブロック図である。 直流電圧が変化した際の出力トルク変化に対する本実施の形態の矩形波電圧制御による対応を説明する概念図である。

図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。
図１を参照して、モータ制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、制御装置３０と、交流電動機Ｍ１とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車等の電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。すなわち、本実施の形態では、電動車両は、エンジンを搭載しない電気自動車を含め、車輪駆動力発生用の電動機を搭載する車両全般を含むものである。なお、交流電動機Ｍ１は、一般的には、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成される。また、この交流電動機Ｍ１は、ハイブリッド自動車では、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池、燃料電池や電気二重層キャパシタ、あるいは、これらの組合せから成る。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂは、電圧センサ１０によって検知される。電圧センサ１０は、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流電動機Ｍ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）ＶＨをインバータ１４へ供給する。また、コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。昇圧動作時および降圧動作時において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２にそれぞれ応答して制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわちシステム電圧ＶＨを検出し、検出した電圧を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角ＡＮＧを検出し、その検出した回転角ＡＮＧを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角ＡＮＧに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度（単位時間当たりの回転数（代表的にはｒｐｍ）によって示されるものとする）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角ＡＮＧを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なう。制御装置３０は、このような演算処理により、交流電動機Ｍ１が上位ＥＣＵからの動作指令に従って運転されるように、モータ制御システム１００の動作を制御する。なお、制御装置３０の一部については、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

具体的には、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角ＡＮＧに基づいて、後述する方法により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを上位ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

（矩形波電圧制御）
本発明による交流電動機の制御システムは、交流電動機Ｍ１のトルクを所定の制御周期毎にフィードバック制御する矩形波電圧制御に特徴点を有するものである。したがって、以下では、矩形波電圧制御の制御構成について詳細に説明する。

本実施の形態による交流電動機の矩形波電圧制御は、図２に示されるような、電圧位相θｖに対する出力トルクの変化特性に従って実施される。

図２を参照して、一般的には、正トルク発生時（Ｔｑｃｏｍ＞０）には、トルク不足時には電圧位相θｖを進める一方で、トルク過剰時には電圧位相θｖを遅らせるように、トルク偏差に応じて電圧位相θｖは制御される。これに対して、負トルク発生時（Ｔｑｃｏｍ＜０）には、トルク不足時には電圧位相θｖを遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相θｖを進めるように、トルク偏差に応じて電圧位相θｖが制御される。

なお、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、矩形波電圧制御と、その他の制御方式（ＰＷＭ制御等）とが選択的に適用される交流電動機の制御システムに対しても、本発明は適用可能である。この場合には、矩形波電圧制御の選択時に、以下に説明する本実施の形態による矩形波電圧制御が適用される。

図３は、矩形波電圧制御の具体的な制御構成を説明するための機能ブロック図である。 図３を参照して、矩形波電圧制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、偏差演算部４２５と、比例制御演算部４３０と、積分制御演算部４４０と、積分項補正部４５０と、加算部４５５と、矩形波発生器４６０と、信号発生部４７０とを含む。なお、図３中の各機能ブロックについては、制御装置３０によって実行される所定プログラムおよび／または制御装置３０内の電子回路（ハードウェア）による制御演算処理によって実現されるものとする。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（１）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（１）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角ＡＮＧから算出される角速度ωを用いて、下記（２）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（２）
なお、トルク推定値Ｔｑについては、上記電力演算部４１０およびトルク演算部４２０による推定方式に限定されるものではなく、任意の手法によって求めることが可能である点を確認的に記載する。あるいは、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、トルク推定値Ｔｑを求めてもよい。

偏差演算部４２５は、トルク推定値Ｔｑおよびトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って、トルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）を演算する。

比例制御演算部４３０は、今回の制御周期におけるトルク偏差ΔＴｑ、すなわちトルク偏差ΔＴｑの現在値と、所定の比例ゲインＫｐとの積に基づいて、Ｐ（比例）制御に係る位相制御量θｐを演算する。すなわち、θｐ＝Ｋｐ・θｐで演算される。

これに対して、積分制御演算部４４０は、トルク偏差ΔＴｑの積分値と所定の積分ゲインＫｉとに基づいて、I（積分）制御に係る位相制御量θｉを演算する。加算部４５５は、比例制御演算部４３０による位相制御量θｐおよび積分制御演算部４４０による位相制御量θｉの和に従って、電圧位相θｖを設定する。

矩形波発生器４６０は、加算部４５５によって設定された電圧位相θｖに従って各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４７０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相θｖに従った矩形波電圧が、モータの各相電圧として印加される。

このように、図３に示した矩形波電圧制御部４００の構成から、積分項補正部４５０を除いた機能部分によれば、一般的なトルクフィードバック制御が実現される。しかしながら、このような一般的なフィードバック制御では、インバータ１４の直流側電圧（ＶＨ）が変化した際の制御応答性を十分に確保できない虞がある。

図４には、直流電圧が変化した際の出力トルク変化、および、このトルク変化に対する
本実施の形態による矩形波電圧制御の対応が示される。

図４を参照して、ＶＨ＝Ｖａの状態下で、フィードバック制御により電圧位相がθ０に設定されることによって出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに一致している（動作点Ｐａ）。この状態から直流電圧がΔＶ上昇すると、電圧位相がθ０のままであっても出力トルクが上昇する（動作点Ｐｂ）。

そして、直流電圧ＶＨ＝Ｖａ＋ΔＶの状態下でのフィードバック制御によって、動作点Ｐｂでの出力トルクとトルク指令値Ｔｑｃｏｍとのトルク偏差ΔＴｑを解消するように、電圧位相θｖが徐々に変化する。そして、出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに一致する状態（動作点Ｐｃ）では、電圧指令がθ０となる。

このように、一般的なＰＩ制御によるフィードバック制御では、インバータ１４の直流側電圧（ＶＨ）、すなわち、矩形波電圧の振幅が変化した場合には、その結果として生じたトルク偏差を検出した後に、当該トルク偏差がフィードバック制御によって解消されるまでの期間、トルク偏差が不可避に発生する。すなわち、動作点Ｐａから動作点Ｐｂを経由して、徐々に最終的な動作点Ｐｃへ至るような制御動作となってしまうため、モータ運転状態の変化時における制御応答性が十分ではない。

したがって、本発明の実施の形態による矩形波電圧制御では、積分項補正部４５０（図３）を導入したフィードバック制御を実行する。

再び図３を参照して、積分項補正部４５０は、モータ運転状態の変化に対応するトルク変化量を相殺するための「電圧位相シフト量」に相当する積分項シフト量θｓｆを求める。積分制御演算部４４０は、積分項補正部４５０からの積分項シフト量θｓｆに従って、位相制御量θｉを変化させるように構成される。また、位相制御量（比例項）θｐは「第１の制御量」に対応し、位相制御量（積分項）θｉは「第２の制御量」に対応する。

積分項補正部４５０の機能の説明にあたり、まず、回転速度に代表されるモータ運転状態および電圧位相に対する出力トルクの特性（以下、単に「トルク特性」と称する）について説明する。

モータ運転状態を反映したトルク特性は、以下に説明するトルク演算式によって把握される。一般に知られているように、永久磁石型同期電動機におけるｄ軸およびｑ軸上での電圧方程式およびトルク式は、下記（３）〜（５）式で示される。

（３），（４）式において、Ｒａは電機子巻線抵抗を示し、Ψは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示し、Ｐは交流電動機Ｍ１の極対数を示す。また、ωは交流電動機Ｍ１の電気角速度を示している。電気角速度ωは、モータ回転速度Ｎｍ（ｒｐｍ）を用いて、ω＝２π・（Ｎｍ／６０）・Ｐ）で求めることができる。

なお、巻線抵抗に依存する電圧成分はごく低速領域で寄与し、回転速度上昇に従いそれ以外の成分が支配的になる。このため、矩形波電圧制御が高速度域で適用される（図２）ことを考慮すると、（３），（４）式での巻線抵抗成分は無視できる。このため、上記（４），（５）式は、矩形波電圧制御適用時には、下記（６），（７）式で示される。

さらに、矩形波電圧制御時には、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧で示されるモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分が、システム電圧ＶＨの０．７８倍となることを考慮すると、（６）式，（７）式を、上記（３）式に適用することによって、矩形波電圧の電圧位相θと交流電動機Ｍ１の出力トルクＴとの間の関係を示すトルク演算式（８）を得ることができる。

（８）式から理解されるように、モータ運転状態を示すモータ変数ＶＨ，ω（Ｎｍ）をトルク演算式に代入することにより、現在の運転状態における、電圧位相θとトルクＴとの関係が、マップ参照することなく、演算により求められることになる。

なお、（８）式中において、ψは交流電動機Ｍ１の逆起電圧係数を示す。また、電圧Ｖ＝ＶＨ・０．７８である。したがって、（８）式は、直流電圧Ｖ（ＶＨ）、電気角速度ω（モータ回転速度Ｎｍ）および電圧位相θを変数とするトルク演算式となっている。

（８）式に基づいて、直流電圧Ｖの変化ｄＶに対する、ｄＶによるトルク変化を相殺するための電圧位相変化ｄθの比、ｄθ／ｄＶを求める。

（８）式を直流電圧Ｖおよび電圧位相θでそれぞれ微分することによって、ｄＴ／ｄＶおよびｄＴ／ｄθは、下記（９），（１０）式で示される。

ｄθ／ｄＶ＝（ｄＴ／ｄＶ）／（ｄＴ／ｄθ）であるので、ｄθ／ｄＶは、式（１１）で示すことができる。

上述のように、逆起電圧係数ψおよびインダクタンスＬｄ，Ｌｑはモータ定数として与えられるので、現在の電圧位相θｖ、モータ回転速度Ｎｍおよび直流電圧（システム電圧）ＶＨに従って、（１１）式中のθ、ωおよびＶを代入することにより、ｄθ／ｄＶを求めることができる。

積分項補正部４５０は、ＦＦ係数算出部４５２と、ΔＶ算出部４５３と、乗算部４５４とを含む。

ＦＦ係数算出部４５２は、各制御周期において電圧位相θｖ、モータ回転速度Ｎｍおよび直流電圧ＶＨを受けて、各制御周期での（ｄθ／ｄＶ）を式（１１）に従って算出するように構成される。

ΔＶ算出部４５３は、直流電圧（システム電圧）ＶＨを各制御周期で受けることによって、前回の制御周期と今回の制御周期間との間での電圧変化ΔＶ（ΔＶ＝ΔＶＨ・０．７８）を算出するように構成される。そして、乗算部４５４は、（ｄθ／ｄＶ）・ΔＶの演算によって、積分項シフト量θｓｆを算出する。積分項シフト量θｓｆは、図４において、電圧位相θｖをθ１からθ０へ近づける方向に設定されることが理解される。

再び図３を参照して、積分項補正部４５０は、上記のように求めた積分項シフト量θｓｆを、積分制御演算部４４０に出力する。積分制御演算部４４０では、トルク偏差ΔＴｑの積分処理に加えて、積分項シフト量θｓｆによる補正演算を実行することによって、具体的には、下記（１２）式に従って位相制御量θｉを算出する。

θｉ（ｉ）＝θｉ（ｉ−１）＋ｋｉ・ΔＴｑ−θｓｆ …（１２）
なお、式（１２）において、θｉ（ｉ−１）は、前回の制御周期における位相制御量θｉを示し、θｉ（ｉ）は、今回の制御周期で演算される位相制御量θｉを示すものとする。

この結果、交流電動機Ｍ１は、図４で説明した、直流電圧ＶＨの上昇時において、動作点Ｐｂよりも動作点Ｐｃ側へ近づいた動作点で動作することになる。また、この際に残ったトルク偏差については、図３のフィードバック制御ループによって補償することができる。

したがって、トルク偏差に応じて電圧位相が制御される一般的なフィードバック制御に対して外乱となる、直流電圧（矩形波電圧振幅）の変化によって生じるトルク偏差を解消するように電圧位相を即座に変化させることができるので、直流電圧の変化時にもトルク偏差が増大することを防止して、制御応答性を確保することが可能となる。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ制御システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必ずしも不可欠ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

さらに、モータ制御システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

この発明は、矩形波電圧の電圧位相によってトルクを制御する電動機制御に適用することができる。

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相アーム、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ制御システム、４００ 矩形波電圧制御部、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４２５ 偏差演算部、４３０ 比例制御演算部、４４０ 積分制御演算部、４５０ 積分項補正部、４５２ ＦＦ係数算出部、４５３ ΔＶ算出部、４５４ 乗算部、４５５ 加算部、４６０ 矩形波発生器、４７０ 信号発生部、ＡＮＧ ロータ回転角、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流（モータ電流）、Ｋｉ 積分ゲイン、Ｋｐ 比例ゲイン、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｎｍ，Ｎ１，Ｎ２ モータ回転速度、Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ 動作点、Ｐｍｔ モータ電力、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔ０〜Ｔ３ トルク値、ＴＬ 接線、Ｔｑ トルク推定値、Ｔｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖ１，Ｖ２，ＶＨ 直流電圧（システム電圧）、Ｖｂ 直流電圧（バッテリ電圧）、ＶＨｒｅｆ 電圧指令値（システム電圧）、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令値、θ０，θ１ 電圧位相、θｉ 位相制御量（積分項）、θｐ 位相制御量（比例項）、θｓｆ 積分項シフト量、ω 電気角速度。

Claims (1)

1. 直流電圧を、交流電動機を駆動するための交流電圧に変換するように構成されたインバータと、
   前記交流電動機のトルク偏差のフィードバック制御に従って前記インバータから前記交流電動機へ印加される矩形波電圧の電圧位相を変化させるように構成された矩形波制御部とを備え、
   前記矩形波制御部は、
   前記トルク偏差の現在値に基づいて前記電圧位相の第１の制御量を設定するように構成された比例制御演算部と、
   前記トルク偏差の積分処理に基づいて前記電圧位相の第２の制御量を設定するように構成された積分制御演算部と、
   前記第１および前記第２の制御量の和に従った前記電圧位相に対応させて、前記インバータの制御指令を生成するように構成された制御信号発生部と、
   前記直流電圧の変化量を検知するとともに、当該変化量に起因して発生するトルク変化量を相殺するための電圧位相シフト量を演算するように構成された積分項補正部とを含み、
   前記積分制御演算部は、さらに、前記電圧位相シフト量に従って前記第２の制御量を変化させるように構成される、交流電動機の制御システム。

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