WO2023136181A1 - 電力変換装置、コンデンサ装置、制御方法およびコンピュータプログラム - Google Patents

電力変換装置、コンデンサ装置、制御方法およびコンピュータプログラム Download PDF

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WO2023136181A1
WO2023136181A1 PCT/JP2022/048641 JP2022048641W WO2023136181A1 WO 2023136181 A1 WO2023136181 A1 WO 2023136181A1 JP 2022048641 W JP2022048641 W JP 2022048641W WO 2023136181 A1 WO2023136181 A1 WO 2023136181A1
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capacitor elements
circuit
voltage
capacitor
switching
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PCT/JP2022/048641
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English (en)
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章治 岡
Original Assignee
株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present disclosure relates to power conversion devices, capacitor devices, control methods, and computer programs.
  • Patent Document 1 based on the voltage detection means for detecting the voltage between the terminals of the capacitor of the LC smoothing circuit, the filter means for extracting the vibration component from the detected voltage between the terminals, and the extracted vibration component, A control device for a power conversion device is disclosed, which is characterized by comprising switching frequency varying means for varying the switching frequency of the inverter.
  • the control device can detect and suppress LC resonance generated by the inductance component and the capacitance component.
  • the technique disclosed in Patent Document 1 cannot detect LC resonance that may occur between the capacitor elements when the capacitor is configured by connecting a plurality of capacitor elements in parallel. As a result, LC resonance occurs between the capacitor elements and an excessive current flows through the capacitor elements, causing a temperature rise due to heat generation, overheating or burning of the capacitor, destabilization of the output of the device, or stoppage of the function of the device. could have occurred.
  • An object of the present disclosure is to provide a power conversion device, a capacitor device, a control method, and a computer program that can detect the occurrence of LC resonance between capacitor elements connected in parallel to a DC power supply.
  • a power conversion device includes a plurality of switching elements connected to a DC power supply, and a DC voltage supplied from the DC power supply by performing a switching process of switching the plurality of switching elements at a predetermined switching frequency. is converted into a predetermined output voltage and output to the load, and a plurality of capacitor elements are connected in parallel to the DC power supply.
  • a smoothing circuit that smoothes by using a voltage measuring device that measures the voltage across each of the plurality of capacitor elements; , wherein the determination process obtains the effective value of the AC component of the voltage across each of the plurality of capacitor elements based on the voltage across each of the plurality of capacitor elements measured by the voltage measurement device when the switching process is executed, When the evaluation value based on the maximum value of the values exceeds a predetermined threshold, it is determined that the currents flowing through the plurality of capacitor elements are unbalanced.
  • a capacitor device includes a plurality of switching elements connected to a DC power supply, and performs a switching process of switching the plurality of switching elements at a predetermined switching frequency to convert a DC voltage supplied from the DC power supply. It has a conversion circuit that converts to a predetermined output voltage and outputs it to the load, and a plurality of capacitor elements connected in parallel to the DC power supply, and the pulsation generated during conversion in the conversion circuit is
  • a capacitor device used in a power conversion device comprising a smoothing circuit for smoothing, the capacitor device having a plurality of capacitor elements and a housing mounted with the plurality of capacitor elements, each of the plurality of capacitor elements , and has terminals capable of detecting voltages across a plurality of capacitor elements and available from the outside of the capacitor device.
  • a control method has a plurality of switching elements connected to a DC power supply, and performs a switching process of switching the plurality of switching elements at a predetermined switching frequency to convert a DC voltage supplied from the DC power supply. It has a conversion circuit that converts to a predetermined output voltage and outputs it to the load, and a plurality of capacitor elements connected in parallel to the DC power supply, and the pulsation generated during conversion in the conversion circuit is
  • a control method for determining an imbalance of currents flowing through a plurality of capacitor elements in a power conversion device having a smoothing circuit for smoothing and a voltage measuring device for measuring voltages across a plurality of capacitor elements the control method comprising: switching Acquire the effective value of the AC component of the voltage across each of the plurality of capacitor elements based on the voltage across each of the plurality of capacitor elements measured by the voltage measurement device during execution of the process, and evaluate based on the maximum value among the effective values When the value exceeds a predetermined threshold, it is determined that an imbalance of currents
  • a computer program according to the present disclosure is a computer program for causing an arithmetic circuit to execute the control method according to the present disclosure.
  • a power conversion device a capacitor device, a control method, and a computer program that can detect the occurrence of LC resonance between capacitor elements connected in parallel to a DC power supply.
  • FIG. 4 is a perspective view of an example of a capacitor device that can be used in a smoothing circuit of a power conversion device according to another embodiment
  • FIG. 11B is a bottom perspective view of the capacitor device of FIG. 11A
  • FIG. 4 is a perspective view of an example of a capacitor device that can be used in a smoothing circuit of a power conversion device according to another embodiment
  • FIG. 12B is a perspective view of the capacitor device shown in FIG. 12A with a portion of the housing removed;
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram of a configuration example of a power converter 1 according to an embodiment of the present disclosure.
  • the power conversion device 1 includes a smoothing circuit 20 , a voltage measurement device 30 , a conversion circuit 40 and a control device 60 .
  • the control device 60 includes an arithmetic circuit 61 and a storage device 62 .
  • the smoothing circuit 20 has a plurality of capacitor elements 21 connected in parallel to the DC power supply 10 (details will be described later).
  • the smoothing circuit 20 uses a plurality of capacitor elements 21 to smooth pulsation generated when the voltage is converted by the conversion circuit 40 .
  • the conversion circuit 40 has a plurality of switching elements 42 and 43 connected to the smoothing circuit 20 (details will be described later). Conversion circuit 40 converts the DC voltage supplied from DC power supply 10 into a predetermined output voltage by executing a switching process of switching a plurality of switching elements 42 and 43 at a predetermined switching frequency, and outputs the output voltage to load 50 . .
  • the voltage measuring device 30 measures the voltage across each of the plurality of capacitor elements.
  • the arithmetic circuit 61 executes determination processing to determine whether an imbalance of currents flowing through the plurality of capacitor elements 21 has occurred. Arithmetic circuit 61 calculates the effective value of the AC component of the voltage across each of the plurality of capacitor elements 21 based on the voltage across each of the plurality of capacitor elements 21 measured by the voltage measuring device 30 during execution of the switching process. get. Then, if the evaluation value based on the maximum value among the effective values exceeds a predetermined threshold, the arithmetic circuit 61 determines that an imbalance of currents flowing through the plurality of capacitor elements 21 has occurred.
  • the power converter 1 can detect the occurrence of LC resonance that can occur in the plurality of capacitor elements 21 of the smoothing circuit 20 .
  • the power conversion device 1 according to the present disclosure does not need to identify in advance a frequency at which LC resonance can occur and include a filter for extracting LC resonance at that frequency. Therefore, the power conversion device 1 according to the present disclosure can detect the occurrence of LC resonance even if unexpected and accidental LC resonance occurs and the LC resonance is at an unexpected frequency.
  • the power converter 1 can change the frequency of switching performed in the switching process so as to reduce the current imbalance caused by the LC resonance.
  • the power conversion device 1 can reduce the output voltage output from the conversion circuit 40 to the load 50 so as to reduce the current imbalance caused by the LC resonance.
  • the power converter 1 converts a DC voltage from a DC power supply 10 into a predetermined voltage and outputs the voltage to a motor 50 as a load.
  • the power conversion device 1 includes the smoothing circuit 20, the voltage measurement device 30, the conversion circuit 40, and the control device 60.
  • the power conversion device 1 is used, for example, in a motor-driving inverter device mounted on an electric vehicle.
  • the DC power supply 10 is a power supply device that applies a DC voltage across the smoothing circuit 20 and the conversion circuit 40 . Thereby, the DC power supply 10 supplies current for driving the motor 50 to the conversion circuit 40 .
  • DC power supply 10 may be charged by regenerated current from motor 50 as described later.
  • the DC power supply 10 may be, for example, a battery that supplies DC current.
  • the DC power supply 10 may be a power supply device including an AC power supply and an AC-DC converter that converts an AC voltage into a DC voltage and supplies the DC voltage to the conversion circuit 40 .
  • FIG. 2 is a schematic circuit diagram of a configuration example of the smoothing circuit 20 according to this embodiment.
  • smoothing circuit 20 includes a plurality of capacitor elements 21 connected in parallel to DC power supply 10 .
  • Smoothing circuit 20 according to the present embodiment includes four capacitor elements 21a to 21d.
  • the number of capacitor elements 21 is not limited to four, and may be any number equal to or greater than two.
  • the smoothing circuit 20 can smooth such pulsating components generated by the conversion in the conversion circuit 40 by the plurality of capacitor elements 21a to 21d. In addition, the smoothing circuit 20 can smooth and suppress noise generated in the DC voltage due to a steep current flowing when the current is supplied from the DC power supply 10 to the motor 50 . If the DC voltage applied by the DC power supply 10 has a pulsating current component, the smoothing circuit 20 can smooth the pulsating current component. In addition, the smoothing circuit 20 can smooth pulsating current components generated in the DC voltage by the regenerative current generated by the rotation of the motor 50 when the regenerative current flows.
  • the voltage measuring device 30 is configured to measure the voltage across each of the capacitor elements 21a to 21d.
  • the voltage measuring device 30 has voltmeters 31a to 31d as described later (see FIG. 2).
  • the voltage measuring device 30 outputs to the control device 60 voltage information indicating voltages respectively measured by the voltmeters 31a to 31d.
  • the conversion circuit 40 converts the DC voltage supplied from the DC power supply 10 into a predetermined output voltage and outputs it to the motor 50 as a load.
  • the predetermined output voltage is, for example, a three-phase AC voltage.
  • the conversion circuit 40 is, for example, an inverter that converts a DC current supplied from the DC power supply 10 into a three-phase AC current and transmits the three-phase AC current to the motor 50 .
  • the conversion circuit 40 may be capable of converting an alternating current into a direct current when a regenerated current generated by the rotation of the motor 50 flows.
  • the conversion circuit 40 has two or more legs connected in parallel across the DC power supply 10 and the smoothing circuit 20 .
  • conversion circuit 40 includes three legs 41A, 41B, 41C.
  • Leg 41A has a pair of switches, upstream switch 42A and downstream switch 43A, connected in series.
  • Leg 41B has a pair of switches, upstream switch 42B and downstream switch 43B, connected in series.
  • Leg 41C has a pair of switches, upstream switch 42C and downstream switch 43C, connected in series.
  • the leg 41A is connected to the motor 50 via a resistor 44A at a connection point between the upstream switch 42A and the downstream switch 43A.
  • the leg 41B is connected to the motor 50 via a resistor 44B at a connection point between the upstream switch 42B and the downstream switch 43B.
  • the leg 41C is connected to the motor 50 via a resistor 44C at a connection point between the upstream switch 42C and the downstream switch 43C.
  • the arithmetic circuit 61 can control on/off of the six switches 42A to 42C and 43A to 43C. Thereby, the arithmetic circuit 61 can convert the DC voltage supplied from the DC power supply 10 into an AC voltage and supply it to the motor 50 . For example, the arithmetic circuit 61 alternately turns on and off the upstream side switches 42A to 42C and the downstream side switches 43A to 43C in each leg 41A, 41B, 41C at predetermined positions in the three legs 41A, 41B, 41C.
  • a three-phase AC voltage is supplied to the motor 50 by providing a phase difference (for example, 120 degrees).
  • Each of the switches 42A to 42C and 43A to 43C may be composed of a transistor and a diode, for example.
  • conversion circuit 40 has a plurality of switching elements 42 and 43 connected to DC power supply 10 and smoothing circuit 20 . Then, the conversion circuit 40 converts the DC voltage supplied from the DC power supply 10 to a predetermined output voltage by performing a switching process in which the arithmetic circuit 61 switches the plurality of switching elements 42 and 43 at a predetermined switching frequency. It converts and outputs to the motor 50 .
  • the motor 50 is, for example, a load circuit that rotates any component based on current supplied from the DC power supply 10 via the conversion circuit 40 .
  • the load circuit is not limited to a circuit such as a rotary motor that rotates a component, but may be a linear motor that directs a component or any load circuit that uses alternating current.
  • the motor 50 may generate a regenerated current by being rotated by an external force when no current is supplied, and supply the regenerated current to the DC power supply 10 via the conversion circuit 40 .
  • the control device 60 is, for example, a computer that controls the operation of the power conversion device 1.
  • the control device 60 has an arithmetic circuit 61 and a storage device 62 .
  • the arithmetic circuit 61 includes a general-purpose processor such as a CPU or MPU that implements predetermined functions by executing programs.
  • the arithmetic circuit 61 is configured to be able to communicate with the storage device 62 , and implements various processes in the control device 60 by calling and executing an arithmetic program or the like stored in the storage device 62 .
  • the arithmetic circuit 61 can realize a switching process for switching ON/OFF of the switches 42A to 42C and 43A to 43C, a determination process to be described later, and the like.
  • Arithmetic circuit 61 is not limited to a form in which hardware resources and software work together to achieve a predetermined function, and may be a hardware circuit specifically designed to achieve a predetermined function.
  • the arithmetic circuit 61 can be realized by various processors such as GPU, FPGA, DSP, ASIC, etc., in addition to CPU and MPU.
  • Such an arithmetic circuit 61 can be configured by, for example, a signal processing circuit that is a semiconductor integrated circuit.
  • the storage device 62 is a storage medium that can store various information.
  • the storage device 62 can store voltage information from the voltage measuring device 30, and the arithmetic circuit 61 can use the stored voltage information.
  • the storage device 62 is realized by, for example, memories such as DRAM, SRAM, flash memory, HDD, SSD, other storage devices, or an appropriate combination thereof.
  • the storage device 62 stores programs for realizing various processes performed by the control device 60 by the arithmetic circuit 61, as described above.
  • the storage device 62 may store arbitrary parameters such as a capacitance component, a resistance component, and an inductance component of the smoothing circuit 20, which will be described later.
  • smoothing circuit 20 includes four capacitor elements 21a-21d. As shown in FIG. 2, the four capacitor elements 21a-21d form a parallel circuit. The parallel circuit is connected to the DC power supply 10 via a connection point 23a on the first end side of the four capacitor elements 21a to 21d and a connection point 23b on the second end side of the four capacitor elements 21a to 21d. connected in parallel.
  • each of the capacitor elements 21a to 21d of the smoothing circuit 20 has capacitance Ca to Cd [ ⁇ F], resistance components Ra to Rd [m ⁇ ] due to equivalent series resistance, and inductance components La1 to Ld1 [nH] due to equivalent series inductance, respectively. 1 and 2, the smoothing circuit 20 has a first end 22a connected to the positive pole of the DC power supply 10 and a second end 22b connected to the negative pole. Each capacitor element 21a-21d is positioned between a first end 22a and a second end 22b. In the present embodiment, smoothing circuit 20 is configured such that capacitor elements 21a to 21d are connected to first end 22a and second end 22b by connection point 23a and connection point 23b.
  • the smoothing circuit 20 has inductance components La2 to Ld2 [nH] formed by circuits between the connection points 23a and 23b excluding the capacitor elements 21a to 21d for the paths of the capacitor elements 21a to 21d.
  • the smoothing circuit 20 also has an inductance component L3 formed by a circuit between the first end 22a and the connection point 23a and a circuit between the second end 22b and the connection point 23b. More specifically, the inductance component L3 represents an inductance component in a state where the first end 22a is connected to the positive pole of the DC power supply 10 and the second end 22b is connected to the negative pole of the DC power supply 10.
  • the circuits associated with each of the capacitor elements 21a-21d included in the smoothing circuit 20 (herein also referred to as paths of each capacitor element 21a-21d) have different impedance values.
  • the path of the capacitor element 21a means a circuit from the connection point 23a through the capacitor element 21a to the connection point 23b.
  • the smoothing circuit 20 can smooth the pulsation generated by the conversion in the conversion circuit 40 using the plurality of capacitor elements 21a to 21d. can. Also, the smoothing circuit 20 is charged with the DC voltage supplied from the DC power supply 10 as described above. Furthermore, the smoothing circuit 20 supplies current to the conversion circuit 40 . At this time, a current flows through the smoothing circuit 20 . Since the smoothing circuit 20 has a plurality of capacitor elements 21a to 21d, the current is divided and flows through the plurality of capacitor elements 21a to 21d. The ratio of current sharing among the plurality of capacitor elements 21a to 21d is determined by the impedance values described above.
  • the smoothing circuit 20 of circuit example 1 has paths of capacitor elements 21a to 21d with parameters shown in Table 1 below.
  • FIG. 3A is a graph showing frequency characteristics regarding impedance of the smoothing circuit 20 of Circuit Example 1.
  • FIG. The impedance is the impedance between the first end 22a and the second end 22b.
  • FIG. 3B relates to the magnitude of the current flowing through each of the capacitor elements 21a to 21d when a current having a constant effective value and an AC component with a predetermined frequency flows through the smoothing circuit 20 of Circuit Example 1.
  • 4 is a graph showing frequency characteristics; FIG. 3B shows the frequency response for the frequency range from 10 kHz to 100 kHz.
  • the predetermined frequency can be determined based on the switching frequency of switching processing executed by the arithmetic circuit 61 .
  • the frequency of the AC component of the current flowing through each of the capacitor elements 21a to 21d is also called ripple frequency.
  • the inductance value of the inductance component L3 is 50 nH.
  • the smoothing circuit 20 of circuit example 1 is configured to have a resonance frequency near about 15 kHz.
  • FIG. 3B when a current having a constant effective value is passed through the smoothing circuit 20 of the circuit example 1, the paths of the capacitor elements 21a to 21d have an equivalent current regardless of changes in the ripple frequency. A large amount of current flows. Therefore, when the paths of the capacitor elements 21a to 21d have the same impedance as in the smoothing circuit 20 in this example, the same current flows through each path and current imbalance does not occur. Therefore, the smoothing circuit 20 having the paths of the parameters shown in Table 1 does not have a parallel resonance frequency, which is a frequency at which LC resonance can occur between the paths of the capacitor elements 21a to 21d.
  • the smoothing circuit 20 of circuit example 2 has paths of capacitor elements 21a to 21d with parameters shown in Table 2 below.
  • FIG. 4A is a graph showing frequency characteristics regarding impedance of the smoothing circuit 20 of the circuit example 2.
  • the impedance is the impedance between the first end 22a and the second end 22b.
  • the parameters of the circuit example 2 are different from the parameters of the circuit example 1 only in the inductance values of the inductance components Lb2 to Ld2. That is, the parameters of the circuit example 2 are different from the parameters of the circuit example 1 in terms of the inductance values based on the paths of the capacitor elements 21b to 21d.
  • 4B relates to the magnitude of the current flowing through each of the capacitor elements 21a to 21d when a current having a constant effective value and an AC component with a predetermined frequency flows through the smoothing circuit 20 of Circuit Example 2.
  • 4 is a graph showing frequency characteristics; Note that the inductance value of the inductance component L3 is 50 nH.
  • the smoothing circuit 20 of circuit example 2 is configured to have a resonance frequency near about 15 kHz.
  • the frequency characteristic shown in FIG. 4A has a resonance point near about 20 kHz compared with the frequency characteristic shown in FIG. 3A.
  • the resonance point corresponds to the parallel resonance frequency, which is the frequency at which LC resonance can occur.
  • FIG. 4B when a current having a constant effective value is passed through the smoothing circuit 20 of the circuit example 2, different magnitudes are generated in the paths of the capacitor elements 21a to 21d based on the impedance of each path. current flows.
  • the solid line indicates the magnitude of the current flowing through the path of the capacitor element 21a.
  • FIG. 4B shows the magnitude of the current flowing through the path of capacitor element 21b with a dashed line.
  • FIG. 4B shows the magnitude of the current flowing through the path of the capacitor element 21c with a thick solid line.
  • FIG. 4B shows the magnitude of the current flowing through the path of the capacitor element 21d with a dashed line.
  • the largest current flows through the path of the capacitor element 21 a when a current having an AC component with a ripple frequency higher than 20 kHz flows through the smoothing circuit 20 .
  • the path of the capacitor element 21d carries the largest current when a current having an AC component with a ripple frequency lower than 20 kHz flows through the smoothing circuit 20 . Therefore, when the paths of the capacitor elements 21a to 21d have impedances of different values as in the smoothing circuit 20 of circuit example 2, a current flows through each path based on the impedance, and current imbalance occurs between the paths. occurs.
  • the smoothing circuit 20 of circuit example 3 has paths of capacitor elements 21a to 21d with parameters shown in Table 3 below.
  • FIG. 5A is a graph showing frequency characteristics regarding impedance of the smoothing circuit 20 of Circuit Example 3.
  • FIG. The impedance is the impedance between the first end 22a and the second end 22b.
  • the parameters of the circuit example 3 are different from the parameters of the circuit example 1 only in the inductance values of the inductance components Lc2 and Ld2. That is, the parameters of the circuit example 3 are different from the parameters of the circuit example 1 in terms of the inductance values based on the paths of the capacitor elements 21c and 21d.
  • 5B relates to the magnitude of the current flowing through each of the capacitor elements 21a to 21d when a current having a constant effective value and an AC component with a predetermined frequency flows through the smoothing circuit 20 of Circuit Example 3.
  • 4 is a graph showing frequency characteristics; Note that the inductance value of the inductance component L3 is 50 nH.
  • the smoothing circuit 20 of circuit example 3 is configured to have a resonance frequency near about 15 kHz.
  • the frequency characteristic shown in FIG. 5A has a resonance point near about 20 kHz compared to the frequency characteristic shown in FIG. 3A.
  • the resonance point corresponds to the parallel resonance frequency, which is the frequency at which LC resonance can occur.
  • FIG. 5B when a current having a constant effective value is passed through the smoothing circuit 20 of the circuit example 3, the paths of the capacitor elements 21a to 21d have different magnitudes based on the impedance of each path. current flows.
  • the solid line indicates the magnitude of the current flowing through the path of the capacitor element 21a.
  • FIG. 5B shows the magnitude of the current flowing through the path of the capacitor element 21c with a dashed line.
  • the dashed-dotted line also indicates the magnitude of the current flowing through the path of the capacitor element 21d.
  • each of the capacitor elements 21a-21d is maximized when a current having an AC component with a ripple frequency of about 20 kHz flows through the smoothing circuit 20 in the frequency range of 10 kHz-100 kHz. A large current flows.
  • the path of each capacitor element 21a, 21b carries the smallest current when a current having an AC component with a ripple frequency lower than 20 kHz flows through the smoothing circuit 20.
  • each capacitor element 21c, 21d carries the smallest current when a current having an AC component with a ripple frequency higher than 20 kHz flows through the smoothing circuit 20.
  • FIG. Therefore, when the paths of the capacitor elements 21a and 21b and the paths of the capacitor elements 21c and 21d have different impedances as in the smoothing circuit 20 in this example, a current flows through each path based on the impedance, and the current flows between the paths. A current imbalance occurs at
  • the power converter 1 can detect that the current imbalance has occurred. More specifically, the arithmetic circuit 61 of the control device 60 of the power conversion device 1 determines whether current imbalance has occurred based on the voltage across each of the capacitor elements 21a to 21d detected by the voltage measurement device 30. can judge. A process of determining whether or not current imbalance occurs by the arithmetic circuit 61 will be described below.
  • FIG. 6 is a flowchart of determination processing executed by the arithmetic circuit 61 of the control device 60 included in the power converter 1 according to the present embodiment.
  • the arithmetic circuit 61 acquires the effective value of the AC component of the voltage across each of the plurality of capacitor elements 21a to 21d ( S10).
  • the arithmetic circuit 61 can store each acquired effective value in the storage device 62, for example.
  • the arithmetic circuit 61 can store the effective value in the storage device 62 in association with the switching frequency of the switching process when the effective value is acquired.
  • the arithmetic circuit 61 may associate the effective value with the ripple frequency and store them in the storage device 62 .
  • the arithmetic circuit 61 calculates an evaluation value based on the maximum value among the acquired effective values (S11). For example, the arithmetic circuit 61 determines the maximum value of the acquired effective values and the minimum value of the acquired effective values, calculates the difference between the maximum value and the minimum value, and uses the difference as an evaluation value. can be used. The arithmetic circuit 61 may calculate the difference between the maximum value and the reference value, and use the difference as the evaluation value.
  • the reference value is, for example, the voltage estimated to be measured as the AC component of the voltage across each of the plurality of capacitor elements 21a to 21d by the voltage measuring device 30 under the condition that parallel resonance does not occur in the smoothing circuit 20. Effective value.
  • an effective voltage value will be referred to as an estimated effective value.
  • the conditions under which parallel resonance does not occur in the smoothing circuit 20 include that the impedance parameters of the paths of the capacitor elements 21a to 21d are the same as in the smoothing circuit 20 of circuit example 1 described above.
  • the estimated effective value is calculated on the assumption that each of the impedance values for the DC power supply of the plurality of paths including the plurality of capacitor elements 21a to 21d in the smoothing circuit 20 is the same as the minimum value among the impedance values.
  • the arithmetic circuit 61 determines whether or not the evaluation value is greater than a predetermined threshold value Vth (S12). If the evaluation value is less than or equal to the predetermined threshold value Vth (S12: NO), the arithmetic circuit 61 determines that current imbalance has not occurred. If the evaluation value is greater than the predetermined threshold value Vth (S12: YES), the arithmetic circuit 61 determines that current imbalance has occurred (S13).
  • the arithmetic circuit 61 of the power conversion device 1 according to the present embodiment thus determines whether current imbalance has occurred in each path of the plurality of capacitor elements 21a to 21d in the smoothing circuit 20. Judgment processing can be executed.
  • Example (first example) A first example of current imbalance determination processing by the arithmetic circuit 61 will be described.
  • 7A shows the effective values of the currents flowing through the capacitor elements 21a to 21d when the arithmetic circuit 61 performs switching processing at a predetermined switching frequency in the power converter 1 having the smoothing circuit 20 of Circuit Example 1.
  • FIG. graph. The horizontal axis of the graph generally indicates the switching frequency ⁇ 2, which is the main frequency component for ripple, and this time the range is from 10 kHz to 30 kHz.
  • Such a current value can be calculated, for example, by executing a simulation using a circuit that simulates the power conversion device 1 having the smoothing circuit 20 of the first circuit example.
  • the voltage values shown in FIG. 7B are similar.
  • the current value and the voltage value are can be similarly calculated.
  • the effective values of the currents flowing through the capacitor elements 21a to 21d are the same. Moreover, even if the ripple frequency changes, the effective value of the current flowing through each of the capacitor elements 21a to 21d does not change significantly.
  • FIG. 7B shows an alternating current voltage applied to each of the capacitor elements 21a to 21d when the arithmetic circuit 61 executes the switching process at the predetermined switching frequency in the power converter 1 having the smoothing circuit 20 of the circuit example 1. It is a graph which shows the effective value of a component. That is, FIG. 7B is a graph showing the effective value of the AC component of the voltage applied to each capacitor element 21a-21d at ripple frequencies in the range of 10 kHz-30 kHz. As can be seen from FIG. 7B, in the power converter 1 having the smoothing circuit 20 of Circuit Example 1, the effective values of the AC components of the voltages applied to the capacitor elements 21a to 21d are the same. It can be seen that in the frequency range from 10 kHz to 30 kHz, the effective value of the AC component of the voltage applied to each capacitor element 21a-21d is the largest at 10 kHz, and tends to decrease as the ripple frequency increases.
  • FIG. 7C is a graph showing the difference between the maximum and minimum effective values of the AC components of the voltages applied to the capacitor elements 21a to 21d shown in FIG. 7B.
  • the difference between the maximum and minimum effective values of the AC components of the voltages applied to the capacitor elements 21a to 21d is zero at any frequency. Therefore, in the power conversion device 1 having the smoothing circuit 20 of the circuit example 1, when the switching process is executed at the predetermined switching frequency, there is no current imbalance between the paths of the capacitor elements 21a to 21d. I understand. For example, when the predetermined threshold Vth is 0.3 V, the arithmetic circuit 61 determines that current imbalance does not occur because the difference is zero as described above.
  • FIG. 8A shows the current flowing through the path having the capacitor elements 21a to 21d when the arithmetic circuit 61 executes the switching process at the predetermined switching frequency in the power converter 1 having the smoothing circuit 20 of the circuit example 2. It is a graph which shows an effective value. The horizontal axis of the graph generally indicates the switching frequency ⁇ 2, which is the main frequency component for ripple, and this time the range is from 10 kHz to 30 kHz.
  • the current flowing through capacitor element 21a is indicated by a solid line.
  • the current flowing through capacitor element 21b is indicated by a dashed line.
  • FIG. 8A shows the current flowing through the path having the capacitor elements 21a to 21d when the arithmetic circuit 61 executes the switching process at the predetermined switching frequency in the power converter 1 having the smoothing circuit 20 of the circuit example 2. It is a graph which shows an effective value. The horizontal axis of the graph generally indicates the switching frequency ⁇ 2, which is the main frequency component for ripple, and this time the range is from 10 kHz to 30
  • the current flowing through capacitor element 21c is indicated by a dashed line.
  • the current flowing through the capacitor element 21d is indicated by a chain double-dashed line.
  • the line type corresponding to each path is the same in the voltage graph shown in FIG. 8B, which will be described later.
  • the effective values of the currents flowing through the capacitor elements 21a to 21d are different. Also, the effective value of the current flowing through each of the capacitor elements 21a to 21d differs depending on the ripple frequency. For example, when the arithmetic circuit 61 performs switching processing at a frequency including a ripple frequency of 14 kHz, the effective value of the current is large in the capacitor elements 21a (approximately 50 A) and 21b (approximately 45 A).
  • arithmetic circuit 61 When arithmetic circuit 61 performs a switching process at a frequency that includes a ripple frequency of 20 kHz, the effective value of current is large in capacitor element 21b (approximately 57 A). Thus, the ripple frequency changes the capacitor element through which a large current flows and the effective value of the current.
  • FIG. 8B shows an alternating current voltage applied to each of the capacitor elements 21a to 21d when the arithmetic circuit 61 executes the switching process at the predetermined switching frequency in the power converter 1 having the smoothing circuit 20 of the circuit example 2. It is a graph which shows the effective value of a component. That is, FIG. 8B is a graph showing the effective value of the AC component of the voltage applied to each capacitor element 21a-21d at ripple frequencies in the range of 10 kHz-30 kHz.
  • the effective values of the AC components of the voltages applied to the capacitor elements 21a to 21d are different. Also, the effective value of the AC component of the voltage applied to each of the capacitor elements 21a to 21d differs depending on the ripple frequency.
  • the voltage value is basically large in FIG. 8B as well.
  • the arithmetic circuit 61 performs switching processing at a frequency including a ripple frequency of 14 kHz, the effective values of the AC components of the voltages applied to the capacitor elements 21a and 21b are large (approximately 2.4 V and approximately 2.1V).
  • the effective value of the AC component of the voltage applied to the capacitor element 21b is large (approximately 3.3 V).
  • the minimum effective value of the AC component of the voltage applied to each capacitor element 21a to 21d is the largest at 10 kHz, and tends to decrease as the ripple frequency increases. I understand.
  • FIG. 8C is a graph showing the difference between the maximum and minimum effective values of the AC components of the voltages applied to the capacitor elements 21a to 21d shown in FIG. 8B.
  • the difference is greatest (approximately 1.8 V) when the arithmetic circuit 61 performs the switching process at a frequency that includes the ripple frequency of 20 kHz.
  • the smoothing circuit 20 of circuit example 2 has path parameters of the capacitor elements 21a to 21d such that LC resonance occurs at 20 kHz. Therefore, it can be seen that the ripple frequency with a large difference corresponds to the ripple frequency at which LC resonance occurs.
  • the difference increases when the arithmetic circuit 61 performs the switching process at a frequency that includes the ripple frequency of 14 kHz. Therefore, it can be seen that current imbalance occurs in each path of the smoothing circuit 20 when the arithmetic circuit 61 performs switching processing at a frequency including a ripple frequency of 14 kHz.
  • the current waveform and voltage waveform regarding each of the capacitor elements 21a to 21d are waveforms containing harmonics. Therefore, the effective value becomes a value obtained by synthesizing each harmonic component.
  • the LC resonance caused by the ripple frequency of 14 kHz indicates that the harmonic components of the switching frequency resonate around 20 kHz.
  • the switching frequency is half the ripple frequency, ie about 7 kHz. Therefore, according to the power conversion device 1 according to the present embodiment, by setting an appropriate threshold value Vth, LC resonance caused by harmonic components of the switching frequency can be detected.
  • the arithmetic circuit 61 performs switching processing, and when the ripple frequency is any of 12 kHz, 14 kHz, 18 kHz, 20 kHz, or 22 kHz, the difference is the predetermined threshold Vth exceed. Therefore, when the arithmetic circuit 61 executes the switching process at the switching frequency including the ripple frequency, the determination process can determine that current imbalance occurs in each path of the smoothing circuit 20. can.
  • FIG. 9A shows the current flowing through the path having the capacitor elements 21a to 21d when the arithmetic circuit 61 executes the switching process at the predetermined switching frequency in the power converter 1 having the smoothing circuit 20 of the circuit example 3. It is a graph which shows an effective value. The horizontal axis of the graph generally indicates the switching frequency ⁇ 2, which is the main frequency component for ripple, and this time the range is from 10 kHz to 30 kHz.
  • the currents flowing through the capacitor elements 21a and 21b are indicated by solid lines.
  • the current flowing through capacitor element 21c and capacitor element 21d is indicated by a dashed line.
  • the effective values of the currents flowing through the capacitor elements 21a and 21b and the capacitor elements 21c and 21d are different.
  • the effective value of the current flowing through each of the capacitor elements 21a to 21d differs depending on the ripple frequency. For example, when the arithmetic circuit 61 performs switching processing at a frequency including a ripple frequency of 14 kHz, the effective value of the current is large in the capacitor elements 21a and 21b.
  • the effective value of current is large in each of capacitor elements 21a-21d.
  • the effective value of the current flowing through the capacitor elements 21a and 21b (approximately 75 A) is greater than the effective value of the current flowing through the capacitor elements 21c and 21d (approximately 62 A).
  • the ripple frequency changes the capacitor element through which a large current flows and the effective value of the current.
  • FIG. 9B shows an alternating current voltage applied to each of the capacitor elements 21a to 21d when the arithmetic circuit 61 executes the switching process at the predetermined switching frequency in the power converter 1 having the smoothing circuit 20 of the circuit example 3. It is a graph which shows the effective value of a component. That is, FIG. 9B is a graph showing the effective value of the AC component of the voltage applied to each capacitor element 21a-21d at ripple frequencies in the range of 10 kHz-30 kHz.
  • the effective values of the AC components of the voltages applied to the capacitor elements 21a to 21d are different. Also, the effective value of the AC component of the voltage applied to each of the capacitor elements 21a to 21d differs depending on the ripple frequency.
  • the voltage value is basically large in FIG. 9B as well.
  • the arithmetic circuit 61 performs switching processing at a frequency including a ripple frequency of 20 kHz, the effective value (approximately 4.3 V) of the AC component of the voltage applied to the capacitor elements 21a and 21b is large.
  • the effective value (approximately 3.5 V) of the AC component of the voltage applied to the capacitor elements 21c and 21d is large.
  • the minimum effective value of the AC component of the voltage applied to each capacitor element 21a to 21d is the largest at 10 kHz, and tends to decrease as the frequency increases. I understand.
  • FIG. 9C is a graph showing the difference between the maximum and minimum effective values of the AC components of the voltages applied to the capacitor elements 21a to 21d shown in FIG. 9B.
  • the difference is greatest (approximately 0.8 V) when the arithmetic circuit 61 performs the switching process at a frequency that includes the ripple frequency of 20 kHz.
  • the smoothing circuit 20 of circuit example 3 has path parameters of the capacitor elements 21a to 21d such that LC resonance occurs at 20 kHz. Therefore, it can be seen that the ripple frequency with a large difference corresponds to the ripple frequency at which LC resonance occurs.
  • the arithmetic circuit 61 performs switching processing, and when the ripple frequency is either 12 kHz, 18 kHz, 20 kHz, or 22 kHz, the difference exceeds the predetermined threshold Vth. . Therefore, when the arithmetic circuit 61 executes the switching process at the switching frequency including the ripple frequency, the determination process can determine that current imbalance occurs in each path of the smoothing circuit 20. can.
  • FIG. 1 A fourth embodiment of current imbalance determination processing by the arithmetic circuit 61 will be described.
  • the arithmetic circuit 61 executes determination processing in the power converter 1 having the smoothing circuit 20 of the circuit example 2.
  • FIG. The fourth embodiment differs from the second embodiment in the method of calculating the evaluation value based on the maximum value among the effective values of the AC components of the voltages across the capacitor elements 21a to 21d.
  • the arithmetic circuit 61 uses the difference between the maximum value and the minimum value among the effective values as an evaluation value to determine whether current imbalance occurs.
  • the arithmetic circuit 61 uses the difference between the maximum value among the effective values and the estimated effective value as the evaluation value.
  • the arithmetic circuit 61 is configured such that each of the impedance values for the DC power supply of the plurality of paths including the plurality of capacitor elements 21a to 21d in the smoothing circuit 20 is the same as the minimum value among the impedance values. Calculate the estimated rms value. The calculation method is the same in a fifth embodiment for the smoothing circuit 20 of circuit example 3, which will be described later.
  • the path having the minimum impedance value is the path including the capacitor element 21a. Therefore, when calculating the estimated effective value in the smoothing circuit 20 of the circuit example 2 or the circuit example 3, the arithmetic circuit 61 can calculate the estimated effective value assuming that the smoothing circuit 20 has the parameters of the circuit example 1. . That is, in the fourth embodiment, the estimated effective value is equivalent to the effective value of the AC component of the voltage shown in FIG. 7B.
  • FIG. 10A is a graph showing the difference between the maximum value among the effective values of the AC components of the voltages applied to the capacitor elements 21a to 21d shown in FIG. 8B and the estimated effective value described above.
  • the difference is the largest (approximately 1.9 V) when the arithmetic circuit 61 performs the switching process at a frequency that includes the ripple frequency of 20 kHz.
  • the smoothing circuit 20 of circuit example 2 has path parameters of the capacitor elements 21a to 21d such that LC resonance occurs at a ripple frequency of 20 kHz. Therefore, it can be seen that the ripple frequency with a large difference corresponds to the ripple frequency at which LC resonance occurs.
  • the difference increases when the arithmetic circuit 61 performs switching processing at a frequency that includes the ripple frequency at 14 kHz. Therefore, it can be seen that current imbalance occurs in each path of the smoothing circuit 20 when the arithmetic circuit 61 performs switching processing at a frequency including a ripple frequency of 14 kHz.
  • the predetermined threshold Vth is about 0.4 V
  • the arithmetic circuit 61 performs switching processing, and when the ripple frequency is any of 12 kHz, 14 kHz, 18 kHz, 20 kHz, or 22 kHz, the difference is the predetermined threshold Vth exceed. Therefore, when the arithmetic circuit 61 executes the switching process at the switching frequency including the ripple frequency, the determination process can determine that current imbalance occurs in each path of the smoothing circuit 20. can.
  • a fifth embodiment of current imbalance determination processing by the arithmetic circuit 61 will be described.
  • the arithmetic circuit 61 executes determination processing in the power conversion device 1 having the smoothing circuit 20 of the third circuit example.
  • the fifth embodiment differs from the third embodiment in the method of calculating the evaluation value based on the maximum value among the effective values of the AC components of the voltages across the capacitor elements 21a to 21d.
  • the arithmetic circuit 61 uses the difference between the maximum effective value and the estimated effective value as the evaluation value.
  • the estimated rms value is equivalent to the rms value of the AC component of the voltage shown in FIG. 7B.
  • FIG. 10B is a graph showing the difference between the maximum value among the effective values of the AC components of the voltages applied to the capacitor elements 21a to 21d shown in FIG. 9B and the estimated effective value described above.
  • the difference is greatest (approximately 2.9 V) when the arithmetic circuit 61 performs the switching process at a frequency that includes the ripple frequency of 20 kHz.
  • the smoothing circuit 20 of circuit example 2 has path parameters of the capacitor elements 21a to 21d such that LC resonance occurs at a ripple frequency of 20 kHz. Therefore, it can be seen that the ripple frequency with a large difference corresponds to the ripple frequency at which LC resonance occurs.
  • the voltage difference is significantly different at the ripple frequency of 20 kHz.
  • the arithmetic circuit 61 performs switching processing at a frequency that includes a ripple frequency of 20 kHz
  • the current flowing through the paths of the capacitor elements 21a and 21b is greater than in other ripple frequencies.
  • the current flowing through the path of capacitor elements 21c and 21d is large compared to other ripple frequencies. Therefore, in the third embodiment, since both the maximum and minimum values of the effective values are large, the difference between the maximum and minimum values is small.
  • the evaluation value (that is, the difference between the maximum value and the minimum value )
  • a small value can be calculated.
  • the arithmetic circuit 61 performs switching processing at a frequency that includes a ripple frequency of 20 kHz
  • the current flowing through the paths of the capacitor elements 21a and 21b is greater than in other ripple frequencies.
  • the current flowing through the path of capacitor elements 21c and 21d is large compared to other ripple frequencies. Therefore, according to the calculation method according to the fifth embodiment, since the evaluation value is the difference between the maximum effective value and the estimated effective value, the evaluation value obtained by the calculation method according to the third embodiment can be larger.
  • the arithmetic circuit 61 may not be able to determine that an imbalance of currents has occurred through determination processing unless an appropriate threshold value Vth is set. Also, as the output of the motor 50 increases or decreases, the effective value of the AC component of the voltage in each of the capacitor elements 21a to 21d increases or decreases.
  • the effective value of the AC component of the voltage across the capacitor elements 21a to 21d becomes smaller as a whole.
  • the difference between the maximum value and the minimum value among the effective values becomes smaller, and the arithmetic circuit 61 may have to correct or separately set the threshold Vth according to the output. .
  • the estimated effective value used for calculating the evaluation value is not affected by the LC resonance, so the maximum value due to the LC resonance does not change with the same tendency as the change of Further, as described above, when the output of the motor 50 decreases, the effective value of the AC component of the voltage in each of the capacitor elements 21a to 21d decreases as a whole. Therefore, by subtracting the estimated rms value from the maximum of the rms values, the overall change in voltage due to the change in motor output can be canceled out.
  • the calculation circuit 61 reduces the necessity of correcting or setting the threshold Vth according to the output of the motor 50 as described above. Therefore, the arithmetic circuit 61 can more easily determine whether a current imbalance has occurred.
  • the arithmetic circuit 61 when the predetermined threshold value Vth is about 0.4 V, the arithmetic circuit 61 performs switching processing, and when the ripple frequency is 20 kHz, the difference between the maximum value and the estimated effective value is a predetermined exceeds the threshold of Therefore, when the arithmetic circuit 61 executes the switching process at the switching frequency including the ripple frequency, the determination process can determine that current imbalance occurs in each path of the smoothing circuit 20. can.
  • the arithmetic circuit 61 of the control device 60 of the power conversion device 1 determines that an imbalance of currents has occurred, it can determine that LC resonance has occurred. Therefore, the arithmetic circuit 61 can adjust the operation of the power converter 1 so as to suppress the LC resonance.
  • LC resonance can occur when a current having an AC component with a predetermined ripple frequency flows through the smoothing circuit 20 . Therefore, for example, by changing the switching frequency of the switching process, the arithmetic circuit 61 can change the ripple frequency and suppress the LC resonance.
  • the amount of current flowing through capacitor element 21 increases due to LC resonance, which may cause an abnormality in capacitor element 21 .
  • arithmetic circuit 61 may control the switching process to reduce the output voltage from conversion circuit 40 to motor 50 in order to reduce the amount of current flowing through capacitor element 21 .
  • the arithmetic circuit 61 can eliminate or reduce the current imbalance that occurs in the plurality of capacitor elements 21 of the smoothing circuit 20 . Therefore, the power converter 1 according to the present disclosure can suppress overheating of the capacitor without stopping the operation of the motor 50 .
  • the power converter 1 can determine whether or not a current imbalance has occurred by the arithmetic circuit 61 by measuring the voltage across the capacitor element 21 . Therefore, the power conversion device 1 does not need to include filter means or frequency analysis means for extracting the vibration component from the voltage across the capacitor element. If filter means are provided, it is necessary to provide the number of filter means corresponding to the assumed frequency in order to extract the vibration component corresponding to the ripple frequency. Further, when the vibration component is extracted by the filter means, if the LC resonance occurs due to the vibration component based on the frequency not assumed in advance, the occurrence of the LC resonance cannot be detected. However, according to the power conversion device 1 according to the present disclosure, since it is not necessary to provide filter means, the configuration can be simplified. Moreover, even if LC resonance occurs due to a frequency that is not assumed in advance, the occurrence of the LC resonance can be detected.
  • a method of providing a current sensor in the device is assumed.
  • a capacitor device 25 as described later is applied to the smoothing circuit 20
  • providing a current sensor inside the capacitor device 25 is not appropriate in terms of structure, performance, or cost.
  • the power converter 1 according to the present disclosure measures the voltage across each capacitor element 21 to measure the magnitude of the current flowing through each capacitor element 21 . Therefore, it is not necessary to provide a current sensor for measuring the current inside the device, and the magnitude of the current flowing through each capacitor element 21 can be easily measured.
  • the power converter 1 can detect current imbalance and detect occurrence of LC resonance even while the motor 50 is in operation.
  • the arithmetic circuit 61 can detect the occurrence of LC resonance by monitoring the temperature of the capacitor element 21 .
  • the detection of the temperature rise of the capacitor element 21 requires a certain period of time after the flow of the overcurrent, and there is a delay between the occurrence of the LC resonance and the detection of the occurrence of the LC resonance.
  • the arithmetic circuit 61 determines whether or not a current imbalance has occurred based on the magnitude of the current flowing through each capacitor element 21, so detection can be performed without delay.
  • FIG. 11A is a perspective view of an example of a capacitor device 25A that can be used in the smoothing circuit 20 of the power conversion device 1 according to another embodiment.
  • FIG. 11B is a bottom perspective view of the capacitor device 25A of FIG. 11A.
  • the capacitor device 25A has six capacitors 26 and a housing 27 for installing the capacitors 26 connected in parallel.
  • the housing 27 may be a member on which the capacitor 26 can be placed, such as a plate member.
  • Capacitor device 25A may thus be a so-called capacitor bank having a plurality of capacitors in housing 27 .
  • a capacitor element 21 is stored in each of the six capacitors 26 .
  • Each of the capacitors 26 may store a plurality of capacitor elements 21 .
  • the capacitor device 25A has terminals 28A and 28B that can measure the voltage across each capacitor 26 .
  • the terminals 28A and 28B are provided so that they can be used from the outside of the capacitor device 25A.
  • condenser apparatuses function as the smoothing circuit 20 in the power converter device 1 by connecting the terminal which is not illustrated to the 1st end 22a and the 2nd end 22b, for example.
  • the capacitor arrangement 25A is connected to the first end 22a and the second end 22b, the six capacitors 26 are configured to be electrically connected in parallel between the first end 22a and the second end 22b. .
  • FIG. 12A is a perspective view of an example of a capacitor device 25B including the smoothing circuit 20 of the power conversion device 1 according to still another embodiment.
  • FIG. 12B is a perspective view of the capacitor device 25B of FIG. 12A with a portion of the housing 27 removed.
  • the capacitor device 25B has five capacitor elements 21 and a housing 27 for connecting the capacitor elements 21 in parallel.
  • Capacitor device 25B may thus be a so-called capacitor module having a plurality of capacitor elements within housing 27 .
  • Capacitor device 25B has terminals 28A and 28B with which the voltage across each capacitor element 21 can be measured. The terminals 28A and 28B are provided so that they can be used from the outside of the capacitor device 25B.
  • the capacitor device 25B functions as the smoothing circuit 20 in the power conversion device 1 by connecting terminals (not shown) to, for example, the first end 22a and the second end 22b.
  • the five capacitor elements 21 are configured to be electrically connected in parallel between the first end 22a and the second end 22b. be.
  • the capacitor devices 25A and 25B can be applied as the smoothing circuit 20 of the power conversion device 1.
  • the arithmetic circuit 61 executes determination processing by the calculation method according to the first to third examples or the calculation method according to the fourth and fifth examples, but is not limited to this. .
  • the arithmetic circuit 61 may calculate the evaluation value as the difference between the maximum value and the average value of the effective values of the AC components of the voltages applied to the capacitor elements 21a to 21d. Further, the arithmetic circuit 61 may acquire the deviation based on the effective value of the AC component of the voltage of each of the capacitor elements 21a to 21d and use it for the determination process.
  • the difference in impedance regarding the paths of the plurality of capacitor elements 21a to 21d is caused by the difference in inductance, but is not limited to this.
  • a difference in impedance may occur due to a difference in capacitor capacitance.
  • the smoothing circuit 20 is configured by connecting a plurality of capacitor elements 21a to 21d one by one in parallel, but is not limited to this.
  • the smoothing circuit 20 may have a plurality of capacitor elements 21 connected in series in at least part of the paths formed in parallel.
  • the members connected in parallel are not limited to capacitor element 21, and capacitor 26 having at least one capacitor element 21 may be connected in parallel.
  • the excitation circuit, vibration device, and vehicle according to the present embodiment described above may be configured as follows.
  • a power converter (1) has a plurality of switching elements (42, 43) connected to a DC power supply (10), and switches the plurality of switching elements (42, 43) at a predetermined switching frequency.
  • a conversion circuit (40) that converts the DC voltage supplied from the DC power supply (10) into a predetermined output voltage and outputs it to the load (50) by executing switching processing to a smoothing circuit (20) having a plurality of capacitor elements (21) connected in parallel for smoothing pulsation generated by conversion in the conversion circuit (40) using the plurality of capacitor elements (21);
  • a voltage measuring device (30) for measuring the voltage across each capacitor element (21), and an arithmetic circuit (61) for executing determination processing for determining whether or not an imbalance of currents flowing through the plurality of capacitor elements (21) has occurred.
  • the determination process is based on the voltage across each of the plurality of capacitor elements (21) measured by the voltage measuring device (30) when the switching process is performed, and the voltage across each of the plurality of capacitor elements (21) is obtained, and if an evaluation value based on the maximum value of the effective values exceeds a predetermined threshold value, it is determined that an imbalance has occurred in the currents flowing through the plurality of capacitor elements (21).
  • the evaluation value may be the difference between the maximum value and the minimum value of the effective values.
  • the evaluation value is the difference between the maximum value and the reference value, and the reference value is a plurality of may be an estimated effective value of the AC component of the voltage across each capacitor element (21).
  • the estimated effective value is each of the impedance values for the DC power supply (10) of the plurality of paths each including the plurality of capacitor elements (21) in the smoothing circuit (20). may be calculated assuming that is the same as the minimum of the impedance values.
  • a capacitor device (25) has a plurality of switching elements (42, 43) connected to a DC power supply (10), and switches the plurality of switching elements (42, 43) at a predetermined switching frequency.
  • the control method includes a plurality of switching elements (42, 43) connected to a DC power supply (10), and a switching process of switching the plurality of switching elements (42, 43) at a predetermined switching frequency.
  • a smoothing circuit (20) having a plurality of capacitor elements (21) which smoothes the pulsation generated by the conversion in the conversion circuit (40) using the plurality of capacitor elements (21);
  • a computer program can cause a computer to execute the control method of aspect 8.
  • the power conversion device, capacitor device, control method, and computer program described in the present disclosure are realized by cooperation of hardware resources, such as processors, memories, and software resources (computer programs).
  • a power conversion device a capacitor device, a control method, and a computer program that can detect the occurrence of LC resonance between capacitor elements connected in parallel to a DC power supply. It can be suitably used in the industrial field of.

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Abstract

電力変換装置（１）は、直流電源（１０）に接続される複数のスイッチング素子（４２，４３）を有し、スイッチング処理を実行することで供給される直流電圧を所定の電圧に変換して負荷に出力する変換回路（４０）と、直流電源に並列に接続される複数のコンデンサ素子（２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ）を有し、変換回路（４０）での変換で発生する脈動分を平滑化する平滑回路（２０）と、複数のコンデンサ素子（２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ）それぞれの両端電圧を測定する電圧計測装置（３０）と、複数のコンデンサ素子（２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ）に流れる電流の不均衡が発生したかを判定する判定処理を実行する演算回路（６１）と、を備える。判定処理は、測定された複数のコンデンサ素子（２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ）それぞれの両端電圧に基づいて複数のコンデンサ素子（２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ）それぞれの両端電圧の交流成分の実効値を取得し、実効値のうちの最大値に基づく評価値が所定の閾値を超えると複数のコンデンサ素子（２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ）に流れる電流の不均衡が発生したと判定する。

Description

電力変換装置、コンデンサ装置、制御方法およびコンピュータプログラム
　本開示は、電力変換装置、コンデンサ装置、制御方法およびコンピュータプログラムに関する。
　従来、インバータにおいて、インダクタンス成分を有するリアクトルと静電容量成分を含むコンデンサとを含む平滑回路を接続し、直流電源から負荷に出力される電圧を平滑化する技術が検討されてきた。例えば、特許文献１には、ＬＣ平滑回路のコンデンサの端子間電圧を検出する電圧検出手段と、検出された端子間電圧から振動成分を抽出するフィルタ手段と、抽出された振動成分に基づいて、インバータのスイッチング周波数を可変するスイッチング周波数可変手段とを備えることを特徴とする、電力変換装置の制御装置が開示されている。
特開２００９－６０７２３号公報
　特許文献１に開示されている技術を用いれば、制御装置は、インダクタンス成分と容量成分とによって発生するＬＣ共振を検出し、抑制することができる。しかし、特許文献１に開示されている技術は、コンデンサが複数のコンデンサ素子を並列に接続することで構成されている場合、各コンデンサ素子間において発生し得るＬＣ共振を検出することができない。そのため、コンデンサ素子間にてＬＣ共振が発生してコンデンサ素子に過大な電流が流れることによって、発熱による温度上昇が発生し、コンデンサの過熱若しくは焼損、装置出力の不安定化、又は装置の機能停止が生じる可能性があった。
　本開示は、直流電源に対して並列に接続されたコンデンサ素子間でのＬＣ共振の発生を検出することができる電力変換装置、コンデンサ装置、制御方法およびコンピュータプログラムを提供することを目的とする。
　本開示に係る電力変換装置は、直流電源に接続される複数のスイッチング素子を有し、所定のスイッチング周波数で複数のスイッチング素子をスイッチングするスイッチング処理を実行することによって直流電源から供給される直流電圧を所定の出力電圧に変換して負荷に出力する変換回路と、直流電源に対して並列に接続される複数のコンデンサ素子を有し、変換回路での変換時に発生する脈動分を複数のコンデンサ素子により平滑化する平滑回路と、複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧を測定する電圧計測装置と、複数のコンデンサ素子に流れる電流の不均衡が発生したかどうかを判定する判定処理を実行する演算回路と、を備え、判定処理は、スイッチング処理の実行時に電圧計測装置により測定された複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧に基づいて複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧の交流成分の実効値を取得し、実効値のうちの最大値に基づく評価値が所定の閾値を超えると複数のコンデンサ素子に流れる電流の不均衡が発生したと判定する。
　本開示に係るコンデンサ装置は、直流電源に接続される複数のスイッチング素子を有し、所定のスイッチング周波数で複数のスイッチング素子をスイッチングするスイッチング処理を実行することによって直流電源から供給される直流電圧を所定の出力電圧に変換して負荷に出力する変換回路と、直流電源に対して並列に接続される複数のコンデンサ素子を有し、変換回路での変換時に発生する脈動分を複数のコンデンサ素子により平滑化する平滑回路と、を備える電力変換装置で使用されるコンデンサ装置であって、複数のコンデンサ素子と、複数のコンデンサ素子を搭載する筐体と、を有し、複数のコンデンサ素子のそれぞれは、複数のコンデンサ素子の両端電圧を検出可能、かつ、コンデンサ装置の外部から利用可能な端子を有する。
　本開示に係る制御方法は、直流電源に接続される複数のスイッチング素子を有し、所定のスイッチング周波数で複数のスイッチング素子をスイッチングするスイッチング処理を実行することによって直流電源から供給される直流電圧を所定の出力電圧に変換して負荷に出力する変換回路と、直流電源に対して並列に接続される複数のコンデンサ素子を有し、変換回路での変換時に発生する脈動分を複数のコンデンサ素子により平滑化する平滑回路と、複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧を測定する電圧計測装置と、を有する電力変換装置において、複数のコンデンサ素子に流れる電流の不均衡を判定する制御方法であって、スイッチング処理の実行時に電圧計測装置により測定された複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧に基づいて複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧の交流成分の実効値を取得し、実効値のうちの最大値に基づく評価値が所定の閾値を超えると複数のコンデンサ素子に流れる電流の不均衡が発生したと判定する。
　本開示に係るコンピュータプログラムは、演算回路に本開示に係る制御方法を実行させるためのコンピュータプログラムである。
　本開示によれば、直流電源に対して並列に接続されたコンデンサ素子間でのＬＣ共振の発生を検出することができる電力変換装置、コンデンサ装置、制御方法およびコンピュータプログラムを提供することができる。
一実施の形態に係る電力変換装置の構成例の概略的な回路図 一実施の形態に係る平滑回路の構成例の概略的な回路図 一実施の形態に係る平滑回路のインピーダンスに関する周波数特性を示すグラフ 一実施の形態に係る平滑回路の各コンデンサ素子に流れる電流の大きさに関する周波数特性を示すグラフ 一実施の形態に係る別の平滑回路のインピーダンスに関する周波数特性を示すグラフ 一実施の形態に係る別の平滑回路の各コンデンサ素子に流れる電流の大きさに関する周波数特性を示すグラフ 一実施の形態に係る別の平滑回路のインピーダンスに関する周波数特性を示すグラフ 一実施の形態に係る別の平滑回路の各コンデンサ素子に流れる電流の大きさに関する周波数特性を示すグラフ 一実施の形態に係る電力変換装置の演算回路が実行する判定処理のフローチャート 一実施の形態に係る平滑回路の各コンデンサ素子に流れる電流の実効値を示すグラフ 一実施の形態に係る平滑回路の各コンデンサ素子に印加される電圧の交流成分の実効値を示すグラフ 図７Ｂに示す実効値のうちの最大値と最小値との差を示すグラフ 一実施の形態に係る別の平滑回路の各コンデンサ素子に流れる電流の実効値を示すグラフ 一実施の形態に係る別の平滑回路の各コンデンサ素子に印加される電圧の交流成分の実効値を示すグラフ 図８Ｂに示す実効値のうちの最大値と最小値との差を示すグラフ 一実施の形態に係る別の平滑回路の各コンデンサ素子に流れる電流の実効値を示すグラフ 一実施の形態に係る別の平滑回路の各コンデンサ素子に印加される電圧の交流成分の実効値を示すグラフ 図９Ｂに示す実効値のうちの最大値と最小値との差を示すグラフ 図８Ｂに示す実効値のうちの最大値と算出された推定実効値との差を示すグラフ 図９Ｂに示す実効値のうちの最大値と算出された推定実効値との差を示すグラフ 別の実施の形態に係る電力変換装置の平滑回路に用いられ得るコンデンサ装置の一例の斜視図 図１１Ａのコンデンサ装置を底面から見た斜視図 別の実施の形態に係る電力変換装置の平滑回路に用いられ得るコンデンサ装置の一例の斜視図 図１２Ａのコンデンサ装置の筐体の一部を除いた斜視図
　以下、図面を参照しつつ、本開示に係る実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する構成は、本開示の一例に過ぎず、本開示は下記の実施の形態に限定されることはなく、これら実施の形態以外であっても、本開示に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。
（実施の形態）
１－１．構成例
　図１は、本開示の実施の形態に係る電力変換装置１の構成例の概略的な回路図である。電力変換装置１は、平滑回路２０、電圧計測装置３０、変換回路４０及び制御装置６０を備える。制御装置６０は、演算回路６１と記憶装置６２とを備える。平滑回路２０は、直流電源１０に対して並列に接続される複数のコンデンサ素子２１を有する（詳細は後述する）。平滑回路２０は、変換回路４０による電圧の変換時に発生する脈動分を複数のコンデンサ素子２１により平滑化する。変換回路４０は、平滑回路２０に接続される複数のスイッチング素子４２、４３を有する（詳細は後述する）。変換回路４０は、所定のスイッチング周波数で複数のスイッチング素子４２、４３をスイッチングするスイッチング処理を実行することによって直流電源１０から供給される直流電圧を所定の出力電圧に変換して負荷５０に出力する。電圧計測装置３０は、複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧を測定する。
　演算回路６１は、複数のコンデンサ素子２１に流れる電流の不均衡が発生したかどうかを判定する判定処理を実行する。演算回路６１は、判定処理により、スイッチング処理の実行時に電圧計測装置３０により測定された複数のコンデンサ素子２１それぞれの両端電圧に基づいて複数のコンデンサ素子２１それぞれの両端電圧の交流成分の実効値を取得する。そして、演算回路６１は、判定処理により、当該実効値のうちの最大値に基づく評価値が所定の閾値を超えると複数のコンデンサ素子２１に流れる電流の不均衡が発生したと判定する。
　このように動作することで、電力変換装置１は、平滑回路２０が有する複数のコンデンサ素子２１において発生し得るＬＣ共振の発生を検出することができる。また、本開示に係る電力変換装置１は、ＬＣ共振が発生し得る周波数をあらかじめ特定して、当該周波数でのＬＣ共振を抽出するためのフィルタを備える必要がない。したがって、本開示に係る電力変換装置１は、予期せぬ偶発的なＬＣ共振が発生し、当該ＬＣ共振が想定されていない周波数であったとしても、ＬＣ共振の発生を検出することができる。電力変換装置１は、ＬＣ共振の発生を検出すると、ＬＣ共振により生じる電流の不均衡が軽減するように、スイッチング処理において実行されるスイッチングの周波数を変更することができる。また、電力変換装置１は、ＬＣ共振の発生を検出すると、ＬＣ共振により生じる電流の不均衡を軽減するように、変換回路４０から負荷５０へ出力される出力電圧を低減させることができる。
　以下、本開示の実施の形態に係る電力変換装置１をより詳細に説明する。図１に示すように電力変換装置１は、直流電源１０からの直流電圧を所定の電圧に変換して負荷であるモータ５０に出力する。上記したように、電力変換装置１は、平滑回路２０、電圧計測装置３０、変換回路４０および制御装置６０を備える。電力変換装置１は、例えば電動車両に搭載されるモータ駆動用インバータ装置に使用される。
　直流電源１０は、直流電圧を平滑回路２０および変換回路４０の両端間に印加する電源装置である。それによって、直流電源１０は、モータ５０を駆動するための電流を変換回路４０に供給する。直流電源１０は、後述するようなモータ５０による回生電流によって充電されてもよい。直流電源１０は、例えば、直流電流を供給するバッテリであってもよい。また、直流電源１０は、交流電圧を直流電圧に変換して変換回路４０へと供給する、交流電源およびＡＣ－ＤＣコンバータを含む電源装置であってもよい。
　平滑回路２０は、直流電源１０から供給される直流電圧で充電され、変換回路４０に電流を供給し、かつ変換回路４０で発生する脈動分を平滑化する。図２は、本実施の形態に係る平滑回路２０の構成例の概略的な回路図である。図２に示すように、平滑回路２０は、直流電源１０に対して並列に接続される複数のコンデンサ素子２１を含む。本実施の形態に係る平滑回路２０は、４つのコンデンサ素子２１ａ～２１ｄを含む。コンデンサ素子２１の数は、４つに限定されず、２以上の任意の数であってよい。後述する変換回路４０において電圧を変換する際、例えば電圧に脈動が生じ得る。平滑回路２０は、そのような、変換回路４０での変換により発生する脈動分を上記複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄにより平滑化することができる。また、平滑回路２０は、直流電源１０からモータ５０へと電流を供給する際に急峻な電流が流れることにより直流電圧に生じるノイズを、平滑化して抑制することができる。平滑回路２０は、直流電源１０が印加する直流電圧に脈流成分がある場合、当該脈流成分を平滑化し得る。また、平滑回路２０は、モータ５０が回転することで生じる回生電流が流れる際、当該回生電流によって直流電圧に生じる脈流成分を平滑化し得る。
　電圧計測装置３０は、コンデンサ素子２１ａ～２１ｄそれぞれの両端電圧を計測するように構成される。本実施の形態において、電圧計測装置３０は、後述するように電圧計３１ａ～３１ｄを有する（図２参照）。電圧計測装置３０は、電圧計３１ａ～３１ｄによりそれぞれ計測した電圧を示す電圧情報を制御装置６０に出力する。
　変換回路４０は、直流電源１０から供給される直流電圧を所定の出力電圧に変換して負荷であるモータ５０に出力する。所定の出力電圧は、例えば、三相交流電圧である。本実施の形態において、変換回路４０は、例えば、直流電源１０から供給された直流電流を三相交流電流に変換し、モータ５０へと伝達するインバータである。変換回路４０は、モータ５０が回転することで生じる回生電流が流れる際、交流電流を直流電流へと変換することができてもよい。
　変換回路４０は、直流電源１０および平滑回路２０の両端間に並列に接続される２つ以上のレグを有する。本実施の形態において、変換回路４０は、３つのレグ４１Ａ、４１Ｂ、４１Ｃを備える。レグ４１Ａは、直列に接続された、上流側スイッチ４２Ａ及び下流側スイッチ４３Ａからなる一対のスイッチを有する。レグ４１Ｂは、直列に接続された、上流側スイッチ４２Ｂ及び下流側スイッチ４３Ｂからなる一対のスイッチを有する。レグ４１Ｃは、直列に接続された、上流側スイッチ４２Ｃ及び下流側スイッチ４３Ｃからなる一対のスイッチを有する。レグ４１Ａは、上流側スイッチ４２Ａと下流側スイッチ４３Ａとの間の接続点がモータ５０に抵抗４４Ａを介して接続されている。レグ４１Ｂは、上流側スイッチ４２Ｂと下流側スイッチ４３Ｂとの間の接続点がモータ５０に抵抗４４Ｂを介して接続されている。レグ４１Ｃは、上流側スイッチ４２Ｃと下流側スイッチ４３Ｃとの間の接続点がモータ５０に抵抗４４Ｃを介して接続されている。演算回路６１は、６つのスイッチ４２Ａ～４２Ｃ、４３Ａ～４３Ｃのオン・オフを制御することができる。それによって、演算回路６１は、直流電源１０から供給される直流電圧を交流電圧へと変換してモータ５０に供給することができる。例えば、演算回路６１は、各レグ４１Ａ、４１Ｂ、４１Ｃにおいて上流側スイッチ４２Ａ～４２Ｃおよび下流側スイッチ４３Ａ～４３Ｃを交互にオン・オフする動作を、３つのレグ４１Ａ、４１Ｂ、４１Ｃにおいて所定の位相差（例えば１２０度）を持たせて行うことで、モータ５０に三相交流電圧を供給する。各スイッチ４２Ａ～４２Ｃ、４３Ａ～４３Ｃのそれぞれは、例えば、トランジスタとダイオードによって構成されてもよい。このように変換回路４０は、直流電源１０および平滑回路２０に接続される複数のスイッチング素子４２、４３を有する。そして、変換回路４０は、演算回路６１が所定のスイッチング周波数で複数のスイッチング素子４２、４３をスイッチングするスイッチング処理を実行することによって、直流電源１０のから供給される直流電圧を所定の出力電圧に変換してモータ５０に出力する。
　モータ５０は、例えば、変換回路４０を介して直流電源１０から供給された電流に基づいて、任意の構成部品を回転させる負荷回路である。負荷回路は、構成部品を回転させる回転モータ等の回路に限定されず、構成部品を直動させる直動モータ又は交流電流を使用する任意の負荷回路であってよい。モータ５０は、電流が供給されていないときに外力によって回転されることで回生電流を生成し、変換回路４０を介して直流電源１０へと供給してもよい。
　制御装置６０は、例えば、電力変換装置１の動作を制御するコンピュータである。制御装置６０は、演算回路６１および記憶装置６２を備える。
　演算回路６１は、プログラムを実行することで所定の機能を実現するＣＰＵまたはＭＰＵのような汎用プロセッサを含む。演算回路６１は、記憶装置６２と通信可能に構成され、当該記憶装置６２に格納された演算プログラム等を呼び出して実行することにより、制御装置６０における各種の処理を実現する。例えば、演算回路６１は、スイッチ４２Ａ～４２Ｃ、４３Ａ～４３Ｃのオン・オフを切り換えるスイッチング処理及び後述する判定処理等を実現し得る。演算回路６１は、ハードウェア資源とソフトウェアとが協働して所定の機能を実現する態様に限定されず、所定の機能を実現する専用に設計されたハードウェア回路でもよい。すなわち、演算回路６１は、ＣＰＵ、ＭＰＵ以外にも、ＧＰＵ、ＦＰＧＡ、ＤＳＰ、ＡＳＩＣ等、種々のプロセッサで実現され得る。このような演算回路６１は、例えば、半導体集積回路である信号処理回路で構成され得る。
　記憶装置６２は、種々の情報を記憶できる記憶媒体である。例えば、記憶装置６２は、電圧計測装置３０からの電圧情報を格納し、演算回路６１は、格納した電圧情報を利用することができる。記憶装置６２は、例えば、ＤＲＡＭやＳＲＡＭ、フラッシュメモリ等のメモリ、ＨＤＤ、ＳＳＤ、その他の記憶デバイスまたはそれらを適宜組み合わせて実現される。記憶装置６２は、上述するように、制御装置６０が演算回路６１によって行う各種の処理を実現するためのプログラムを格納する。記憶装置６２は、後述する平滑回路２０の容量成分、抵抗成分、インダクタンス成分など任意のパラメータを格納してもよい。
　次に、平滑回路２０について更に詳細に説明する。上述したように、平滑回路２０は、４つのコンデンサ素子２１ａ～２１ｄを含む。図２に示すように、４つのコンデンサ素子２１ａ～２１ｄは、並列回路を構成する。当該並列回路は、４つのコンデンサ素子２１ａ～２１ｄの第１端側の接続点２３ａと、４つのコンデンサ素子２１ａ～２１ｄの第２端側の接続点２３ｂとを介して、直流電源１０に対して並列に接続される。
　平滑回路２０の各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄは、容量Ｃａ～Ｃｄ［μＦ］、等価直列抵抗による抵抗成分Ｒａ～Ｒｄ［ｍΩ］、等価直列インダクタンスによるインダクタンス成分Ｌａ１～Ｌｄ１［ｎＨ］をそれぞれ有する。図１及び図２から理解されるように、平滑回路２０は、直流電源１０のプラス極に接続される第１端２２ａと、マイナス極に接続される第２端２２ｂとを有する。各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄはそれぞれ、第１端２２ａと、第２端２２ｂとの間に配置される。本実施の形態において、平滑回路２０は、接続点２３ａと接続点２３ｂとによって、コンデンサ素子２１ａ～２１ｄが、第１端２２ａと、第２端２２ｂとに接続するように構成される。
　平滑回路２０は、コンデンサ素子２１ａ～２１ｄそれぞれの経路に関して、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄを除く各接続点２３ａ、２３ｂの間の回路によって構成されるインダクタンス成分Ｌａ２～Ｌｄ２［ｎＨ］を有する。また、平滑回路２０は、第１端２２ａと接続点２３ａとの間の回路および第２端２２ｂと接続点２３ｂとの間の回路によって構成されるインダクタンス成分Ｌ３を有する。インダクタンス成分Ｌ３は、より具体的には、第１端２２ａが直流電源１０のプラス極に、第２端２２ｂが直流電源１０のマイナス極に接続されている状態でのインダクタンス成分を示す。
　このように、平滑回路２０に含まれるコンデンサ素子２１ａ～２１ｄそれぞれに関する回路（本明細書において、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路も呼ばれる）は、異なるインピーダンス値を有する。ここで、例えばコンデンサ素子２１ａの経路は、接続点２３ａからコンデンサ素子２１ａを通って接続点２３ｂに至るまでの回路を意味する。
　上記するように、平滑回路２０は、直流電源１０がモータ５０へと電力を供給する際に、変換回路４０での変換によって発生する脈動分を複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄにより平滑化することができる。また、平滑回路２０は、上記するように、直流電源１０から供給される直流電圧で充電される。さらに、平滑回路２０は、変換回路４０に電流を供給する。この際、平滑回路２０に電流が流れる。平滑回路２０が複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄを有するため、当該電流は、複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄに分かれて流れる。複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄでの電流の分担の割合は、上記したインピーダンス値によって決定される。
　次に、平滑回路２０の複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄに流れる電流について、回路例１、回路例２、及び回路例３を用いて説明する。
　回路例１の平滑回路２０は、下表１に示すパラメータのコンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路を有する。図３Ａは、回路例１の平滑回路２０のインピーダンスに関する周波数特性を示すグラフである。当該インピーダンスは、第１端２２ａと第２端２２ｂとの間のインピーダンスである。図３Ｂは、回路例１の平滑回路２０に、一定の実効値を有し、かつ、所定の周波数の交流成分を有する電流が流れた際に各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに流れる電流の大きさに関する周波数特性を示すグラフである。図３Ｂは、１０ｋＨｚ～１００ｋＨｚの周波数範囲に関する周波数特性を示す。後述する図４Ｂ、図５Ｂも同様に、１０ｋＨｚ～１００ｋＨｚの周波数範囲に関する周波数特性を示す。当該所定の周波数は、演算回路６１が実行するスイッチング処理のスイッチング周波数に基づいて決定され得る。以下、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに流れる電流が有する交流成分の周波数は、リップル周波数とも呼ばれる。なお、インダクタンス成分Ｌ３のインダクタンス値は、５０ｎＨである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　図３Ａに示すように、回路例１の平滑回路２０は、約１５ｋＨｚ付近に共振周波数を有するように構成されている。また、図３Ｂに示すように、回路例１の平滑回路２０に一定の実効値を有する電流を流した場合、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路には、リップル周波数の変化に関係なく、同等の大きさの電流が流れる。したがって、本例における平滑回路２０のように、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路が同等のインピーダンスを有する場合、各経路には同等の電流が流れ、電流の不均衡は発生しない。したがって、表１に示すパラメータの経路を有する平滑回路２０は、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路間でＬＣ共振が発生し得る周波数である並列共振周波数を有さない。
　回路例２の平滑回路２０は、下表２に示すパラメータのコンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路を有する。図４Ａは、回路例２の平滑回路２０のインピーダンスに関する周波数特性を示すグラフである。当該インピーダンスは、第１端２２ａと第２端２２ｂとの間のインピーダンスである。回路例２のパラメータは、回路例１のパラメータに対して、インダクタンス成分Ｌｂ２～Ｌｄ２のインダクタンス値のみ変更されている。すなわち、回路例２のパラメータは、回路例１のパラメータに対して、各コンデンサ素子２１ｂ～２１ｄの経路の基づくインダクタンス値が変更されている。図４Ｂは、回路例２の平滑回路２０に、一定の実効値を有し、かつ、所定の周波数の交流成分を有する電流が流れた際に各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに流れる電流の大きさに関する周波数特性を示すグラフである。なお、インダクタンス成分Ｌ３のインダクタンス値は、５０ｎＨである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　図４Ａに示すように、回路例２の平滑回路２０は、約１５ｋＨｚ付近に共振周波数を有するように構成されている。また、図４Ａに示す周波数特性は、図３Ａに示す周波数特性と比べると約２０ｋＨｚ付近に共振点を有する。当該共振点が、ＬＣ共振が発生し得る周波数である並列共振周波数に対応する。また、図４Ｂに示すように、回路例２の平滑回路２０に一定の実効値を有する電流を流した場合、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路には、各経路のインピーダンスに基づいて、異なる大きさの電流が流れる。図４Ｂは、コンデンサ素子２１ａの経路に流れる電流の大きさを実線で示す。図４Ｂは、コンデンサ素子２１ｂの経路に流れる電流の大きさを破線で示す。図４Ｂは、コンデンサ素子２１ｃの経路に流れる電流の大きさを太線の実線で示す。図４Ｂは、コンデンサ素子２１ｄの経路に流れる電流の大きさを１点鎖線で示す。
　図４Ｂから分かるように、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路は、リップル周波数によって異なる大きさの電流が流れる。例えば、図４Ｂから分かるように、コンデンサ素子２１ｂ、２１ｃの経路はそれぞれ、１０ｋＨｚ～１００ｋＨｚの周波数範囲において、約２０ｋＨｚのリップル周波数を有する交流成分を有する電流が平滑回路２０に流れた際に、最も大きな電流が流れる。すなわち、コンデンサ素子２１ｂ、２１ｃそれぞれの経路は、演算回路６１が所定の周波数でスイッチング処理を実行し、それによって約２０ｋＨｚのリップル周波数を有する交流成分を有する電流が平滑回路２０に流れると、最も大きな電流が流れる。また、コンデンサ素子２１ａの経路は、２０ｋＨｚよりも高いリップル周波数を有する交流成分を有する電流が平滑回路２０に流れた際に、最も大きな電流が流れる。コンデンサ素子２１ｄの経路は、２０ｋＨｚよりも低いリップル周波数を有する交流成分を有する電流が平滑回路２０に流れた際に、最も大きな電流が流れる。したがって、回路例２の平滑回路２０のように、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路が異なる値のインピーダンスを有する場合、各経路にはインピーダンスに基づいた電流が流れ、経路間での電流の不均衡が発生する。
　回路例３の平滑回路２０は、下表３に示すパラメータのコンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路を有する。図５Ａは、回路例３の平滑回路２０のインピーダンスに関する周波数特性を示すグラフである。当該インピーダンスは、第１端２２ａと第２端２２ｂとの間のインピーダンスである。回路例３のパラメータは、回路例１のパラメータに対して、インダクタンス成分Ｌｃ２、Ｌｄ２のインダクタンス値のみ変更されている。すなわち、回路例３のパラメータは、回路例１のパラメータに対して、各コンデンサ素子２１ｃ、２１ｄの経路の基づくインダクタンス値が変更されている。図５Ｂは、回路例３の平滑回路２０に、一定の実効値を有し、かつ、所定の周波数の交流成分を有する電流が流れた際に各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに流れる電流の大きさに関する周波数特性を示すグラフである。なお、インダクタンス成分Ｌ３のインダクタンス値は、５０ｎＨである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　図５Ａに示すように、回路例３の平滑回路２０は、約１５ｋＨｚ付近に共振周波数を有するように構成されている。また、図５Ａに示す周波数特性は、図３Ａに示す周波数特性と比べると約２０ｋＨｚ付近に共振点を有する。当該共振点が、ＬＣ共振が発生し得る周波数である並列共振周波数に対応する。また、図５Ｂに示すように、回路例３の平滑回路２０に一定の実効値を有する電流を流した場合、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路には、各経路のインピーダンスに基づいて、異なる大きさの電流が流れる。図５Ｂは、コンデンサ素子２１ａの経路に流れる電流の大きさを実線で示す。当該実線は、コンデンサ素子２１ｂの経路に流れる電流の大きさも示す。図５Ｂは、コンデンサ素子２１ｃの経路に流れる電流の大きさを１点鎖線で示す。当該１点鎖線は、コンデンサ素子２１ｄの経路に流れる電流の大きさも示す。
　図５Ｂから分かるように、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路は、リップル周波数によって異なる大きさの電流が流れる。例えば、図５Ｂから分かるように、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路は、１０ｋＨｚ～１００ｋＨｚの周波数範囲において、約２０ｋＨｚのリップル周波数を有する交流成分を有する電流が平滑回路２０に流れた際に、最も大きな電流が流れる。各コンデンサ素子２１ａ、２１ｂの経路は、２０ｋＨｚよりも低いリップル周波数を有する交流成分を有する電流が平滑回路２０に流れた際に、最も小さな電流が流れる。各コンデンサ素子２１ｃ、２１ｄの経路は、２０ｋＨｚよりも高いリップル周波数を有する交流成分を有する電流が平滑回路２０に流れた際に、最も小さな電流が流れる。したがって、本例における平滑回路２０のように、コンデンサ素子２１ａ、２１ｂの経路とコンデンサ素子２１ｃ、２１ｄの経路とが、異なるインピーダンスを有する場合、各経路にはインピーダンスに基づいた電流が流れ、経路間での電流の不均衡が発生する。
　このように、リップル周波数に基づいて複数の経路に流れる電流量が変化し、特定のコンデンサ素子に過大な電流が流れ得る。それによって、経路間での電流の不均衡が発生し得る。特定のコンデンサ素子に過大な電流が流れると、当該コンデンサ素子の温度がジュール熱によって上昇し、コンデンサの過熱、焼損が発生し、コンデンサが設けられている装置の出力が不安定となったり、装置の機能が停止したりする可能性がある。このような電流の不均衡は、例えば、平滑回路２０内の各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの静電容量成分と、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路のインダクタンス成分とによって、ＬＣ共振が起きると、発生し得る。このようなＬＣ共振は、平滑回路２０内の各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄによる並列回路で発生し得る。ＬＣ共振は、並列共振とも呼ばれる。
　本実施の形態に係る電力変換装置１は、当該電流の不均衡が発生したことを検出することができる。より具体的には、電力変換装置１の制御装置６０の演算回路６１は、電圧計測装置３０が検出した各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの両端電圧に基づいて、電流の不均衡が発生したかどうかを判定することができる。以下、演算回路６１による、電流の不均衡の発生有無の判定処理について説明する。
　図６は、本実施の形態に係る電力変換装置１が有する制御装置６０の演算回路６１が実行する判定処理のフローチャートである。まず、演算回路６１は、電圧計測装置３０により測定された複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄの両端電圧に基づいて、複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄそれぞれの両端電圧の交流成分の実効値を取得する（Ｓ１０）。演算回路６１は、例えば、取得した各実効値を記憶装置６２に格納し得る。演算回路６１は、当該実効値を取得した際のスイッチング処理のスイッチング周波数と関連付けて、記憶装置６２に格納し得る。演算回路６１は、当該実効値とリップル周波数とを関連付けて、記憶装置６２に格納してもよい。
　次に、演算回路６１は、取得した実効値のうちの最大値に基づいて評価値を算出する（Ｓ１１）。例えば、演算回路６１は、取得した実効値のうちの最大値及び取得した実効値のうちの最小値を決定し、当該最大値と当該最小値との差を算出し、当該差を評価値として用いることができる。演算回路６１は、当該最大値と、基準値との差を算出し、当該差を評価値として用いてもよい。基準値は、例えば、平滑回路２０に並列共振が生じない条件下において、電圧計測装置３０によって、複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄのそれぞれの両端電圧の交流成分として計測されると推定される電圧の実効値である。以下、このような電圧の実効値は、推定実効値と呼ばれる。平滑回路２０に並列共振が生じない条件は、上記した回路例１の平滑回路２０のように各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路のインピーダンスのパラメータが同一であることを含む。推定実効値は、平滑回路２０における複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄをそれぞれ含む複数の経路の直流電源に対するインピーダンス値の各々が、当該インピーダンス値のうちの最小値と同一であると仮定して算出されてもよい。
　演算回路６１は、評価値が所定の閾値Ｖｔｈより大きいか否かを判定する（Ｓ１２）。評価値が所定の閾値Ｖｔｈ以下である場合（Ｓ１２：ＮＯ）、演算回路６１は、電流の不均衡が発生していないと判定する。評価値が所定の閾値Ｖｔｈより大きい場合（Ｓ１２：ＹＥＳ）、演算回路６１は、電流の不均衡が発生していると判定する（Ｓ１３）。本実施の形態に係る電力変換装置１の演算回路６１は、このようにして、平滑回路２０内の複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄの各経路において、電流の不均衡が発生したかどうかを判定する判定処理を実行できる。
１－２．実施例
（第１の実施例）
　演算回路６１による電流の不均衡の判定処理の第１の実施例を説明する。図７Ａは、回路例１の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、演算回路６１が所定のスイッチング周波数でスイッチング処理を実行した際に、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに流れる電流の実効値を示すグラフである。グラフ横軸は、一般的にリップル分の主周波数成分となるスイッチング周波数×２を示し、今回は１０ｋＨｚから３０ｋＨｚの範囲とした。このような電流値は、例えば、回路例１の平滑回路２０を有する電力変換装置１を模擬した回路を用いてシミュレーションを実行することで、算出され得る。図７Ｂに示されている電圧値も同様である。また、後述する、他の実施例についても、回路例２または回路例３の平滑回路２０を有する電力変換装置１を模擬した回路を用いてシミュレーションを実行することで、電流値および電圧値は、同様に算出され得る。図７Ａから分かるように、回路例１の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに流れる電流の実効値は、同一である。また、リップル周波数が変化しても、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに流れる電流の実効値は、大きく変化しない。
　図７Ｂは、回路例１の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、演算回路６１が上記所定のスイッチング周波数でスイッチング処理を実行した際に、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値を示すグラフである。すなわち、図７Ｂは、１０ｋＨｚ～３０ｋＨｚの範囲のリップル周波数において各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値を示すグラフである。図７Ｂから分かるように、回路例１の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値は、同一である。１０ｋＨｚから３０ｋＨｚの周波数範囲において、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値は、１０ｋＨｚの場合が最も大きく、リップル周波数が高くなるにつれて減少する傾向にあることが分かる。
　図７Ｃは、図７Ｂに示されている、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値のうちの最大値と、最小値との差を示すグラフである。図７Ｃから明らかなように、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値のうちの最大値と最小値との差は、いずれの周波数においても、ゼロである。そのため、回路例１の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、上記所定のスイッチング周波数でスイッチング処理を実行した際、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路間で電流の不均衡は生じていないことが分かる。例えば所定の閾値Ｖｔｈが０．３Ｖである場合、演算回路６１は、上記のように差分がゼロであるため、判定処理によって、電流の不均衡は生じていないと判定する。
（第２の実施例）
　演算回路６１による電流の不均衡の判定処理の第２の実施例を説明する。図８Ａは、回路例２の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、演算回路６１が上記所定のスイッチング周波数でスイッチング処理を実行した際に、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄを有する経路に流れる電流の実効値を示すグラフである。グラフ横軸は、一般的にリップル分の主周波数成分となるスイッチング周波数×２を示し、今回は１０ｋＨｚから３０ｋＨｚの範囲とした。図８Ａにおいて、コンデンサ素子２１ａに流れる電流は、実線で示されている。図８Ａにおいて、コンデンサ素子２１ｂに流れる電流は、破線で示されている。図８Ａにおいて、コンデンサ素子２１ｃに流れる電流は、１点鎖線で示されている。図８Ａにおいて、コンデンサ素子２１ｄに流れる電流は、２点鎖線で示されている。各経路に対応する線種は、後述する図８Ｂに示す電圧のグラフにおいても同様である。
　図８Ａから分かるように、回路例２の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに流れる電流の実効値は、異なる。また、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに流れる電流の実効値は、リップル周波数によっても異なる。例えば、１４ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行する場合、電流の実効値は、コンデンサ素子２１ａ（約５０Ａ）及びコンデンサ素子２１ｂ（約４５Ａ）において大きい。２０ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行する場合、電流の実効値は、コンデンサ素子２１ｂ（約５７Ａ）において大きい。このように、リップル周波数によって、大きな電流が流れるコンデンサ素子、及び当該電流の実効値は、変化する。
　図８Ｂは、回路例２の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、演算回路６１が上記所定のスイッチング周波数でスイッチング処理を実行した際に、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値を示すグラフである。すなわち、図８Ｂは、１０ｋＨｚ～３０ｋＨｚの範囲のリップル周波数において各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値を示すグラフである。
　図８Ｂから分かるように、回路例２の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値は、異なる。また、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値は、リップル周波数によっても異なる。電圧値の大きさは、図８Ａと図８Ｂとから分かるように、図８Ａにおいて電流値が大きい場合、基本的に図８Ｂにおいても電圧値は大きい。例えば、１４ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行する場合、コンデンサ素子２１ａ、２１ｂに印加される電圧の交流成分の実効値が大きい（それぞれ、約２．４Ｖ、約２．１Ｖ）。また、２０ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行する場合、コンデンサ素子２１ｂに印加される電圧の交流成分の実効値が大きい（約３．３Ｖ）。また、１０ｋＨｚから３０ｋＨｚの周波数範囲において、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値の最小値は、１０ｋＨｚの場合が最も大きく、リップル周波数が高くなるにつれて減少する傾向にあることが分かる。
　図８Ｃは、図８Ｂに示されている、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値のうちの最大値と、最小値との差を示すグラフである。図８Ｃから明らかなように、当該差は、２０ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行するとき、最も大きくなる（約１．８Ｖ）。回路例２の平滑回路２０は、上記するように、２０ｋＨｚでＬＣ共振が発生するような、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路のパラメータを有する。したがって、当該差が大きいリップル周波数は、ＬＣ共振が発生するリップル周波数と対応していることが分かる。
　また、図８Ｃから分かるように、当該差は、１４ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行するとき、大きくなる。したがって、１４ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行する場合、平滑回路２０の各経路において、電流の不均衡が発生することが分かる。
　電力変換装置１を模擬した回路のシミュレーションにおいて、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに関する電流波形及び電圧波形は、高調波を含む波形である。したがって、実効値は、各高調波成分を合成した値となる。１４ｋＨｚのリップル周波数によって生じるＬＣ共振は、スイッチング周波数の高調波成分が２０ｋＨｚ付近で共振していることを示す。ここで、当該スイッチング周波数は、リップル周波数の半分、すなわち、約７ｋＨｚである。したがって、本実施の形態に係る電力変換装置１によれば、適切な閾値Ｖｔｈを設定することで、スイッチング周波数の高調波成分によって生じるＬＣ共振を検出することができる。
　例えば所定の閾値Ｖｔｈが約０．４Ｖの場合、演算回路６１がスイッチング処理を実行し、リップル周波数が１２ｋＨｚ、１４ｋＨｚ、１８ｋＨｚ、２０ｋＨｚ又は２２ｋＨｚのいずれかであるとき、上記差は、所定の閾値Ｖｔｈを超える。したがって、演算回路６１は、上記のリップル周波数を含むようなスイッチング周波数でスイッチング処理を実行したとき、判定処理によって、平滑回路２０の各経路において電流の不均衡が発生していると判定することができる。
（第３の実施例）
　演算回路６１による電流の不均衡の判定処理の第３の実施例を説明する。図９Ａは、回路例３の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、演算回路６１が上記所定のスイッチング周波数でスイッチング処理を実行した際に、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄを有する経路に流れる電流の実効値を示すグラフである。グラフ横軸は、一般的にリップル分の主周波数成分となるスイッチング周波数×２を示し、今回は１０ｋＨｚから３０ｋＨｚの範囲とした。図９Ａにおいて、コンデンサ素子２１ａ及びコンデンサ素子２１ｂに流れる電流は、実線で示されている。図９Ａにおいて、コンデンサ素子２１ｃ及びコンデンサ素子２１ｄに流れる電流は、１点鎖線で示されている。
　図９Ａから分かるように、回路例３の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、コンデンサ素子２１ａ、２１ｂと、コンデンサ素子２１ｃ、２１ｄと、に流れる電流の実効値は、異なる。また、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに流れる電流の実効値は、リップル周波数によっても異なる。例えば、１４ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行する場合、電流の実効値は、コンデンサ素子２１ａ及びコンデンサ素子２１ｂにおいて大きい。２０ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行する場合、電流の実効値は、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄのそれぞれにおいて大きい。より詳細には、コンデンサ素子２１ａ、２１ｂに流れる電流の実効値（約７５Ａ）は、コンデンサ素子２１ｃ、２１ｄに流れる電流の実効値（約６２Ａ）より大きい。このように、リップル周波数によって、大きな電流が流れるコンデンサ素子、及び当該電流の実効値は、変化する。
　図９Ｂは、回路例３の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、演算回路６１が上記所定のスイッチング周波数でスイッチング処理を実行した際に、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値を示すグラフである。すなわち、図９Ｂは、１０ｋＨｚ～３０ｋＨｚの範囲のリップル周波数において各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値を示すグラフである。
　図９Ｂから分かるように、回路例３の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値は、異なる。また、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値は、リップル周波数によっても異なる。電圧値の大きさは、図９Ａと図９Ｂとから分かるように、図９Ａにおいて電流値が大きい場合、基本的に図９Ｂにおいても電圧値は大きい。例えば、２０ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行する場合、コンデンサ素子２１ａ、２１ｂに印加される電圧の交流成分の実効値（約４．３Ｖ）が大きい。さらに、コンデンサ素子２１ｃ、２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値（約３．５Ｖ）が大きい。また、１０ｋＨｚから３０ｋＨｚの周波数範囲において、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値の最小値は、１０ｋＨｚの場合が最も大きく、周波数が高くなるにつれて減少する傾向にあることが分かる。
　図９Ｃは、図９Ｂに示されている、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値のうちの最大値と、最小値との差を示すグラフである。図９Ｃから明らかなように、当該差は、２０ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行するとき、最も大きくなる（約０．８Ｖ）。回路例３の平滑回路２０は、上記するように、２０ｋＨｚでＬＣ共振が発生するような、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路のパラメータを有する。したがって、当該差が大きいリップル周波数は、ＬＣ共振が発生するリップル周波数と対応していることが分かる。
　例えば所定の閾値Ｖｔｈが約０．２Ｖの場合、演算回路６１がスイッチング処理を実行し、リップル周波数が１２ｋＨｚ、１８ｋＨｚ、２０ｋＨｚ又は２２ｋＨｚのいずれかであるとき、上記差は、所定の閾値Ｖｔｈを超える。したがって、演算回路６１は、上記のリップル周波数を含むようなスイッチング周波数でスイッチング処理を実行したとき、判定処理によって、平滑回路２０の各経路において電流の不均衡が発生していると判定することができる。
（第４の実施例）
　演算回路６１による電流の不均衡の判定処理の第４の実施例を説明する。第４の実施例では、演算回路６１は、回路例２の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、判定処理を実行する。第４の実施例は、第２の実施例に対して、コンデンサ素子２１ａ～２１ｄそれぞれの両端電圧の交流成分の実効値のうちの最大値に基づく評価値の算出方法が、異なる。
　第２の実施例において、演算回路６１は、当該各実効値のうち最大値と最小値との差を評価値として用いて、電流の不均衡が発生しているかどうかを判定する。これに対して、第４の実施例において、演算回路６１は、各実効値のうちの最大値と、推定実効値との差を評価値として用いる。第４の実施例では、演算回路６１は、平滑回路２０に複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄをそれぞれ含む複数の経路の直流電源に対するインピーダンス値のそれぞれが、当該インピーダンス値のうちの最小値と同一であると仮定して、推定実効値を算出する。当該算出方法は、後述する、回路例３の平滑回路２０に対する第５の実施例においても同様である。
　上記した回路例２及び回路例３の平滑回路２０において、最小のインピーダンス値を有する経路は、コンデンサ素子２１ａを含む経路である。したがって、演算回路６１は、回路例２又は回路例３の平滑回路２０において、推定実効値を算出する場合、平滑回路２０が回路例１のパラメータを有すると仮定して、推定実効値を算出できる。つまり、第４の実施例において、推定実効値は、図７Ｂに示す電圧の交流成分の実効値と同等である。
　図１０Ａは、図８Ｂに示されている、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値のうちの最大値と、上記した推定実効値との差を示すグラフである。図１０Ａから明らかなように、当該差は、２０ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行するときに、最も大きくなる（約１．９Ｖ）。上記するように、回路例２の平滑回路２０は、２０ｋＨｚのリップル周波数でＬＣ共振が発生するような、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路のパラメータを有する。したがって、当該差が大きいリップル周波数は、ＬＣ共振が発生するリップル周波数と対応していることが分かる。
　また、図１０Ａから分かるように、当該差は、１４ｋＨｚにリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行するとき、大きくなる。したがって、１４ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行する場合、平滑回路２０の各経路において、電流の不均衡が発生することが分かる。例えば所定の閾値Ｖｔｈが約０．４Ｖの場合、演算回路６１がスイッチング処理を実行し、リップル周波数が１２ｋＨｚ、１４ｋＨｚ、１８ｋＨｚ、２０ｋＨｚ又は２２ｋＨｚのいずれかであるとき、上記差は、所定の閾値Ｖｔｈを超える。したがって、演算回路６１は、上記のリップル周波数を含むようなスイッチング周波数でスイッチング処理を実行したとき、判定処理によって、平滑回路２０の各経路において電流の不均衡が発生していると判定することができる。
（第５の実施例）
　演算回路６１による電流の不均衡の判定処理の第５の実施例を説明する。第５の実施例では、演算回路６１は、回路例３の平滑回路２０を有する電力変換装置１において、判定処理を実行する。第５の実施例は、第３の実施例に対して、コンデンサ素子２１ａ～２１ｄそれぞれの両端電圧の交流成分の実効値のうちの最大値に基づく評価値の算出方法が、異なる。第５の実施例では、第４の実施例と同様、演算回路６１は、各実効値のうちの最大値と、推定実効値との差を評価値として用いる。上記したように、第５の実施例において、推定実効値は、図７Ｂに示す電圧の交流成分の実効値と同等である。
　図１０Ｂは、図９Ｂに示されている、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値のうちの最大値と、上記した推定実効値との差を示すグラフである。図１０Ｂから明らかなように、当該差は、２０ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行するときに、最も大きくなる（約２．９Ｖ）。上記するように、回路例２の平滑回路２０は、２０ｋＨｚのリップル周波数でＬＣ共振が発生するような、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路のパラメータを有する。したがって、当該差が大きいリップル周波数は、ＬＣ共振が発生するリップル周波数と対応していることが分かる。
　第３の実施例に対応する図９Ｃと、第５の実施例に対応する図１０Ｂとを参照すると、２０ｋＨｚのリップル周波数において、電圧の差は、大きく異なる。第３の実施例において、２０ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行する場合、コンデンサ素子２１ａ、２１ｂの経路に流れる電流は、他のリップル周波数の場合と比べて大きい。同様に、コンデンサ素子２１ｃ、２１ｄの経路に流れる電流は、他のリップル周波数の場合と比べて大きい。したがって、第３の実施例において、実効値の最大値及び最小値はともに大きくなるため、最大値と最小値との差は小さくなる。このように、ＬＣ共振が発生し得るスイッチング周波数での電力変換装置１の動作時、特定の経路に大きな電流が流れているにもかかわらず、評価値（すなわち、最大値と最小値との差）は、小さな値が算出され得る。第５の実施例において、２０ｋＨｚのリップル周波数を含むような周波数で演算回路６１がスイッチング処理を実行する場合、コンデンサ素子２１ａ、２１ｂの経路に流れる電流は、他のリップル周波数の場合と比べて大きい。同様に、コンデンサ素子２１ｃ、２１ｄの経路に流れる電流は、他のリップル周波数の場合と比べて大きい。そのため、第５の実施例に係る算出方法によれば、評価値は、実効値の最大値と、推定実効値との差であるため、第３の実施例に係る算出方法によって得られる評価値より大きくなり得る。
　このように、第１～第３の実施例に係る算出方法によって評価値を算出する場合、複数の電圧の交流成分の実効値のうちの最大値と最小値のそれぞれの値が、ＬＣ共振により同じ傾向で変化すると、評価値は、実効値の変化量を反映することができない。したがって、評価値の値が小さくなるため、適切な閾値Ｖｔｈを設定しなければ、演算回路６１は、判定処理によって電流の不均衡が発生したと判定することができない可能性がある。また、モータ５０の出力の増減によって、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄでの電圧の交流成分の実効値は増減する。モータ５０の出力が小さくなると、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄでの電圧の交流成分の実効値は、全体的に小さくなる。各実効値が小さくなると、当該実効値のうちの最大値と最小値との差が小さくなり、演算回路６１は、当該出力に応じて閾値Ｖｔｈを補正又は別途設定しなければならない可能性がある。
　それに対して、第４～第５の実施例に係る算出方法によって評価値を算出する場合、評価値の算出に用いられる推定実効値は、ＬＣ共振の影響を受けないため、ＬＣ共振による最大値の変化と同じ傾向で変化しない。また、上記するように、モータ５０の出力が小さくなると、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄでの電圧の交流成分の実効値は、全体的に小さくなる。したがって、実効値のうちの最大値から推定実効値を減算することで、モータの出力の変化による電圧の全体的な変化は、相殺され得る。そのため、演算回路６１は、第４～第５の実施例に係る算出方法を用いる場合、上記したような、モータ５０の出力に応じた閾値Ｖｔｈの補正又は設定をする必要性が低減される。したがって、演算回路６１は、より容易に、電流の不均衡が発生したかどうかを判定することができる。
　例えば第５の実施例において所定の閾値Ｖｔｈが約０．４Ｖの場合、演算回路６１がスイッチング処理を実行し、リップル周波数が２０ｋＨｚであるとき、上記最大値と推定実効値との差は、所定の閾値を超える。したがって、演算回路６１は、上記のリップル周波数を含むようなスイッチング周波数でスイッチング処理を実行したとき、判定処理によって、平滑回路２０の各経路において電流の不均衡が発生していると判定することができる。
　電力変換装置１の制御装置６０の演算回路６１は、電流の不均衡が発生したと判定すると、ＬＣ共振が発生していると判定できる。したがって、演算回路６１は、ＬＣ共振を抑制するように電力変換装置１の動作を調整することができる。上記するように、ＬＣ共振は、所定のリップル周波数の交流成分を有する電流が平滑回路２０に流れることで、発生し得る。したがって、例えば、演算回路６１は、スイッチング処理のスイッチング周波数を変更することで、リップル周波数を変更し、ＬＣ共振を抑制することができる。また、ＬＣ共振によって、コンデンサ素子２１に流れる電流量が増大することで、コンデンサ素子２１の異常が発生し得る。したがって、演算回路６１は、コンデンサ素子２１に流れる電流量を低減するために、変換回路４０からモータ５０への出力電圧を低減させるようにスイッチング処理を制御してもよい。演算回路６１は、このように電力変換装置１の動作を変更することで、平滑回路２０の複数のコンデンサ素子２１に発生した電流の不均衡を解消または軽減させることができる。したがって、本開示に係る電力変換装置１は、モータ５０の動作を停止させることなく、コンデンサの過熱を抑制することができる。
　上記のような構成を有することで、電力変換装置１は、コンデンサ素子２１の両端電圧を計測することで、演算回路６１によって電流の不均衡が発生したかどうかを判定することができる。したがって、電力変換装置１は、コンデンサ素子の両端電圧から振動成分を抽出するフィルタ手段又は周波数分析手段を備える必要がない。仮にフィルタ手段を備える場合、リップル周波数に対応する振動成分を抽出するために、想定した周波数に対応した数量のフィルタ手段を設ける必要がある。また、フィルタ手段によって振動成分を抽出する場合、事前に想定されていない周波数に基づく振動成分によりＬＣ共振が発生すると、当該ＬＣ共振の発生を検出できない。しかし、本開示に係る電力変換装置１によれば、フィルタ手段を設ける必要がないため、構成を容易にすることができる。また、事前に想定されていない周波数によってＬＣ共振が発生したとしても、当該ＬＣ共振の発生を検出することができる。
　各コンデンサ素子２１に流れる電流の大きさを計測するために、装置内に電流センサを設ける方法が想定される。しかし、後述するようなコンデンサ装置２５を平滑回路２０に適用する場合、コンデンサ装置２５内部に電流センサを設けることは、構造、性能又はコストの観点で、適切ではない。本開示に係る電力変換装置１は、各コンデンサ素子２１の両端電圧を計測することで、各コンデンサ素子２１に流れる電流の大きさを計測する。したがって、装置内部に電流を計測するための電流センサを設ける必要がなく、容易に各コンデンサ素子２１に流れる電流の大きさを測定することができる。
　本開示に係る電力変換装置１は、モータ５０の作動中であっても、電流の不均衡を検出し、ＬＣ共振の発生を検出することができる。例えば、演算回路６１は、コンデンサ素子２１の温度を監視することによって、ＬＣ共振の発生を検出することができる。しかし、コンデンサ素子２１の温度の上昇の検出は、過電流が流れてから一定期間の経過が必要であり、ＬＣ共振の発生からＬＣ共振の発生の検出までに遅延が生じる。また、ＬＣ共振による電流量の増加以外によっても温度上昇は発生し得るため、異常モードの判定が困難となり得る。本開示に係る電力変換装置１によれば、演算回路６１は、各コンデンサ素子２１に流れる電流の大きさに基づいて、電流の不均衡が発生したかどうかを判定するため、遅延なく検出できる。
　図１１Ａは、別の実施の形態に係る電力変換装置１の平滑回路２０に用いられ得るコンデンサ装置２５Ａの一例の斜視図である。図１１Ｂは、図１１Ａのコンデンサ装置２５Ａを底面から見た斜視図である。コンデンサ装置２５Ａは、図１１Ａに示すように、６つのコンデンサ２６と、当該コンデンサ２６を並列に接続して設置するための筐体２７を有する。筐体２７は、コンデンサ２６を配置することができる部材、例えば板状部材、であってもよい。コンデンサ装置２５Ａは、このように、筐体２７に複数のコンデンサを有する、いわゆるコンデンサバンクであってもよい。６つのコンデンサ２６のそれぞれには、コンデンサ素子２１が格納されている。コンデンサ２６のそれぞれは、複数のコンデンサ素子２１が格納されてもよい。
　図１１Ｂに示すように、コンデンサ装置２５Ａは、各コンデンサ２６の両端電圧を計測できる端子２８Ａ、２８Ｂを有する。当該端子２８Ａ、２８Ｂは、コンデンサ装置２５Ａの外部から利用できるように設けられる。コンデンサ装置２５Ａは、図示しない端子を例えば第１端２２ａと第２端２２ｂとに接続することで、電力変換装置１において平滑回路２０として機能する。コンデンサ装置２５Ａを第１端２２ａ、第２端２２ｂに接続すると、６つのコンデンサ２６は、第１端２２ａと第２端２２ｂとの間に、電気的に並列に接続されるように構成される。
　図１２Ａは、さらに別の実施の形態に係る電力変換装置１の平滑回路２０を含むコンデンサ装置２５Ｂの一例の斜視図である。図１２Ｂは、図１２Ａのコンデンサ装置２５Ｂの筐体２７の一部を除いた斜視図である。コンデンサ装置２５Ｂは、図１２Ａ、図１２Ｂに示すように、５つのコンデンサ素子２１と、当該コンデンサ素子２１を並列に接続して設置するための筐体２７を有する。コンデンサ装置２５Ｂは、このように、筐体２７内に複数のコンデンサ素子を有する、いわゆるコンデンサモジュールであってもよい。コンデンサ装置２５Ｂは、各コンデンサ素子２１の両端電圧を計測できる端子２８Ａ、２８Ｂを有する。当該端子２８Ａ、２８Ｂは、コンデンサ装置２５Ｂの外部から利用できるように設けられる。コンデンサ装置２５Ｂは、図示しない端子を例えば第１端２２ａと第２端２２ｂとに接続することで、電力変換装置１において平滑回路２０として機能する。コンデンサ装置２５Ｂを第１端２２ａ、第２端２２ｂに接続すると、５つのコンデンサ素子２１は、第１端２２ａと第２端２２ｂとの間に、電気的に並列に接続されるように構成される。
　このように構成することで、コンデンサ装置２５Ａ、２５Ｂは、電力変換装置１の平滑回路２０として適用され得る。
　上記の例では、演算回路６１は、第１～第３の実施例に係る算出方法、又は第４～第５の実施例に係る算出方法により、判定処理を実行しているがこれに限定されない。例えば、演算回路６１は、評価値を、最大値と、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄに印加される電圧の交流成分の実効値の平均値との差として算出してもよい。また、演算回路６１は、各コンデンサ素子２１ａ～２１ｄの電圧の交流成分の実効値に基づいて偏差を取得して、判定処理に用いてもよい。
　上記の例では、複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄの経路に関するインピーダンスの違いは、インダクタンスの違いによって発生しているがこれに限定されない。例えば、コンデンサの容量の違いによって、インピーダンスの違いが発生してもよい。
　上記の例では、平滑回路２０は、複数のコンデンサ素子２１ａ～２１ｄが、１つずつ並列に接続されて構成されているがこれに限定されない。例えば、平滑回路２０は、並列に形成される経路の少なくとも一部において、複数のコンデンサ素子２１が直列に接続されていてもよい。また、並列に接続される部材はコンデンサ素子２１に限定されず、少なくとも１つのコンデンサ素子２１を有するコンデンサ２６が並列に接続されてもよい。
（実施の形態のまとめ）
　以上のように説明した本実施の形態に係る励振回路、振動装置および車両は、以下のように構成してもよい。
（態様１）電力変換装置（１）は、直流電源（１０）に接続される複数のスイッチング素子（４２、４３）を有し、所定のスイッチング周波数で複数のスイッチング素子（４２、４３）をスイッチングするスイッチング処理を実行することによって直流電源（１０）から供給される直流電圧を所定の出力電圧に変換して負荷（５０）に出力する変換回路（４０）と、直流電源（１０）に対して並列に接続される複数のコンデンサ素子（２１）を有し、変換回路（４０）での変換によって発生する脈動分を複数のコンデンサ素子（２１）により平滑化する平滑回路（２０）と、複数のコンデンサ素子（２１）それぞれの両端電圧を測定する電圧計測装置（３０）と、複数のコンデンサ素子（２１）に流れる電流の不均衡が発生したかどうかを判定する判定処理を実行する演算回路（６１）と、を備え、判定処理は、スイッチング処理の実行時に電圧計測装置（３０）により測定された複数のコンデンサ素子（２１）それぞれの両端電圧に基づいて複数のコンデンサ素子（２１）それぞれの両端電圧の交流成分の実効値を取得し、実効値のうちの最大値に基づく評価値が所定の閾値を超えると複数のコンデンサ素子（２１）に流れる電流の不均衡が発生したと判定する。
（態様２）態様１の電力変換装置（１）において、評価値は、最大値と実効値のうちの最小値との差であってもよい。
（態様３）態様１の電力変換装置（１）において、評価値は、最大値と基準値との差であり、基準値は、平滑回路（２０）に並列共振が生じない条件下での複数のコンデンサ素子（２１）それぞれの両端電圧の交流成分の推定実効値であってもよい。
（態様４）態様３の電力変換装置（１）において、推定実効値は、平滑回路（２０）における複数のコンデンサ素子（２１）をそれぞれ含む複数の経路の直流電源（１０）に対するインピーダンス値の各々が、インピーダンス値のうちの最小値と同一であると仮定して算出されてもよい。
（態様５）態様１から態様４のいずれか１つの電力変換装置（１）において、演算回路（６１）は、判定処理により不均衡が発生していると判定すると、不均衡が軽減されるように所定のスイッチング周波数を変更してもよい。
（態様６）態様１から態様４のいずれか１つの電力変換装置（１）において、演算回路（６１）は、判定処理により不均衡が発生していると判定すると、不均衡が軽減されるように変換回路（４０）から負荷（５０）への出力電圧を低減させてもよい。
（態様７）コンデンサ装置（２５）は、直流電源（１０）に接続される複数のスイッチング素子（４２、４３）を有し、所定のスイッチング周波数で複数のスイッチング素子（４２、４３）をスイッチングするスイッチング処理を実行することによって直流電源（１０）から供給される直流電圧を所定の出力電圧に変換して負荷（５０）に出力する変換回路（４０）と、直流電源（１０）に対して並列に接続される複数のコンデンサ素子（２１）を有し、変換回路（４０）での変換によって発生する脈動分を複数のコンデンサ素子（２１）により平滑化する平滑回路（２０）と、を備える電力変換装置（１）で使用されるコンデンサ装置（２５）であって、コンデンサ装置（２５）は、複数のコンデンサ素子（２１）と、複数のコンデンサ素子（２１）を搭載する筐体（２７）と、を有し、複数のコンデンサ素子（２１）のそれぞれは、複数のコンデンサ素子（２１）の両端電圧を検出可能、かつ、コンデンサ装置（２５）の外部から利用可能な端子（２８Ａ、２８Ｂ）を有する。
（態様８）制御方法は、直流電源（１０）に接続される複数のスイッチング素子（４２、４３）を有し、所定のスイッチング周波数で複数のスイッチング素子（４２、４３）をスイッチングするスイッチング処理を実行することによって直流電源（１０）から供給される直流電圧を所定の出力電圧に変換して負荷（５０）に出力する変換回路（４０）と、直流電源（１０）に対して並列に接続される複数のコンデンサ素子（２１）を有し、変換回路（４０）での変換によって発生する脈動分を複数のコンデンサ素子（２１）により平滑化する平滑回路（２０）と、複数のコンデンサ素子（２１）それぞれの両端電圧を測定する電圧計測装置（３０）と、を有する電力変換装置（１）において、複数のコンデンサ素子（２１）に流れる電流の不均衡を判定する制御方法であって、スイッチング処理の実行時に電圧計測装置（３０）により測定された複数のコンデンサ素子（２１）それぞれの両端電圧に基づいて複数のコンデンサ素子（２１）それぞれの両端電圧の交流成分の実効値を取得し、実効値のうちの最大値に基づく評価値が所定の閾値を超えると複数のコンデンサ素子（２１）に流れる電流の不均衡が発生したと判定する。
（態様９）コンピュータプログラムは、態様８の制御方法をコンピュータに実行させることができる。
　本開示に記載の電力変換装置、コンデンサ装置、制御方法およびコンピュータプログラムは、ハードウェア資源、例えば、プロセッサ、メモリ、と、ソフトウェア資源（コンピュータプログラム）との協働などによって実現される。
　本開示によれば、直流電源に対して並列に接続されたコンデンサ素子間でのＬＣ共振の発生を検出することができる電力変換装置、コンデンサ装置、制御方法およびコンピュータプログラムを提供できるため、この種の産業分野において好適に利用できる。
１　　　電力変換装置
１０　　直流電源
２０　　平滑回路
２１、２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ　　コンデンサ素子
２５Ａ、２５Ｂ　　コンデンサ装置
２７　　筐体
２８Ａ、２８Ｂ　　端子
３０　　電圧計測装置
４０　　変換回路
５０　　モータ
６０　　制御装置
６１　　演算回路

Claims (9)

  1. 　直流電源に接続される複数のスイッチング素子を有し、所定のスイッチング周波数で前記複数のスイッチング素子をスイッチングするスイッチング処理を実行することによって前記直流電源から供給される直流電圧を所定の出力電圧に変換して負荷に出力する変換回路と、
    　前記直流電源に対して並列に接続される複数のコンデンサ素子を有し、前記変換回路での変換によって発生する脈動分を前記複数のコンデンサ素子により平滑化する平滑回路と、
    　前記複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧を測定する電圧計測装置と、
    　前記複数のコンデンサ素子に流れる電流の不均衡が発生したかどうかを判定する判定処理を実行する演算回路と、
    　を備え、
    　前記判定処理は、
    　前記スイッチング処理の実行時に前記電圧計測装置により測定された前記複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧に基づいて前記複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧の交流成分の実効値を取得し、
    　前記実効値のうちの最大値に基づく評価値が所定の閾値を超えると前記複数のコンデンサ素子に流れる電流の不均衡が発生したと判定する、
    　電力変換装置。
  2. 　前記評価値は、前記最大値と前記実効値のうちの最小値との差である、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記評価値は、前記最大値と基準値との差であり、
    　前記基準値は、前記平滑回路に並列共振が生じない条件下での前記複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧の交流成分の推定実効値である、請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記推定実効値は、前記平滑回路における前記複数のコンデンサ素子をそれぞれ含む複数の経路の前記直流電源に対するインピーダンス値の各々が、前記インピーダンス値のうちの最小値と同一であると仮定して算出される、請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記演算回路は、前記判定処理により前記不均衡が発生していると判定すると、前記不均衡が軽減されるように前記所定のスイッチング周波数を変更する、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記演算回路は、前記判定処理により前記不均衡が発生していると判定すると、前記不均衡が軽減されるように前記変換回路から前記負荷への前記出力電圧を低減させる、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  7. 　直流電源に接続される複数のスイッチング素子を有し、所定のスイッチング周波数で前記複数のスイッチング素子をスイッチングするスイッチング処理を実行することによって前記直流電源から供給される直流電圧を所定の出力電圧に変換して負荷に出力する変換回路と、前記直流電源に対して並列に接続される複数のコンデンサ素子を有し、前記変換回路での変換によって発生する脈動分を前記複数のコンデンサ素子により平滑化する平滑回路と、を備える電力変換装置で使用されるコンデンサ装置であって、
    　前記コンデンサ装置は、前記複数のコンデンサ素子と、前記複数のコンデンサ素子を搭載する筐体と、を有し、
    　前記複数のコンデンサ素子のそれぞれは、前記複数のコンデンサ素子の両端電圧を検出可能、かつ、前記コンデンサ装置の外部から利用可能な端子を有する、
    　コンデンサ装置。
  8. 　直流電源に接続される複数のスイッチング素子を有し、所定のスイッチング周波数で前記複数のスイッチング素子をスイッチングするスイッチング処理を実行することによって前記直流電源から供給される直流電圧を所定の出力電圧に変換して負荷に出力する変換回路と、
    　前記直流電源に対して並列に接続される複数のコンデンサ素子を有し、前記変換回路での変換によって発生する脈動分を前記複数のコンデンサ素子により平滑化する平滑回路と、
    　前記複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧を測定する電圧計測装置と、
    　を有する電力変換装置において、前記複数のコンデンサ素子に流れる電流の不均衡を判定する制御方法であって、
    　前記スイッチング処理の実行時に前記電圧計測装置により測定された前記複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧に基づいて前記複数のコンデンサ素子それぞれの両端電圧の交流成分の実効値を取得し、
    　前記実効値のうちの最大値に基づく評価値が所定の閾値を超えると前記複数のコンデンサ素子に流れる電流の不均衡が発生したと判定する、
    　制御方法。
  9. 　請求項８に記載の制御方法を演算回路に実行させるためのコンピュータプログラム。
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