JP2011061900A - Dc/dc電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】本発明によるDC/DC電力変換装置は、エネルギ移行用コンデンサとインダクタを用い、エネルギ移行用コンデンサの充放電を利用して直流/直流変換を行うものであり、エネルギ移行用コンデンサのリップル電圧を検出または演算し、この検出または演算されたリップル電圧に応じて、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を調整する手段を有する。
【選択図】図2
Description
波数を決定する第2手段を有することを特徴とする。
図1は、この発明の実施の形態1によるDC/DC電力変換装置10の主回路の構成を示す電気回路図である。この実施の形態1によるDC/DC電力変換装置10は、電圧端子VLと電圧端子VN間に入力された直流電圧V0を、昇圧された直流電圧V2に変換し、電圧端子VHと電圧端子VN間に出力する昇圧機能と、電圧端子VHと電圧端子VN間に入力された直流電圧V2を、降圧された直流電圧V0に変換し、電圧端子VLと電圧端子VN間に出力する降圧機能を有する双方向のDC/DC電力変換装置である。
いる。半導体スイッチング素子S1L、S1Hは、相補的にスイッチング動作を行ない、スイッチングユニットSU1を構成する。また、半導体スイッチング素子S2L、S2Hも、相補的にス
イッチング動作を行ない、スイッチングユニットSU2を構成する。
接続されている。
接続され、このゲート駆動回路101Hの入力端子には、ゲート信号G1Hが入力される。半導
体スイッチング素子S1LのIGBTのゲート端子は、ゲート駆動回路101Lの出力端子に接続さ
れ、このゲート駆動回路101Lの入力端子には、ゲート信号G1Lが入力される。半導体スイ
ッチング素子S2HのIGBTのゲート端子は、ゲート駆動回路102Hの出力端子に接続され、こ
のゲート駆動回路102Hの入力端子には、ゲート信号G2Hが入力される。半導体スイッチン
グ素子S2LのIGBTのゲート端子は、ゲート駆動回路102Lの出力端子に接続され、このゲー
ト駆動回路102Lの入力端子には、ゲート信号G2Lが入力される。
定部210、三角波出力部215、およびPWM波形出力部220を含んでいる。電圧センサSVの
一対の入力端子は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の高電圧側端子Vc1Hと、その低電圧側端子Vc1Lに接続されている。電圧センサSVは、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の両端子Vc1H、Vc1L間の電圧を検出し、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の検出電圧Vc1を出力する。リップル電圧検出部200には、電圧センサSVから、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の検出電圧Vc1が入力され
る。リップル電圧検出部200は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の検出
電圧Vc1に基づいて、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1のリップル電圧ΔVc1を検出し、このリップル電圧ΔVc1を出力する。周波数決定部210には、リップル電圧検出部200から、リップル電圧ΔVc1が入力される。
電圧は、直流電圧V2の1/2、すなわちV2/2となる。平滑コンデンサC2には直流電圧V2が充
電されているので、各半導体スイッチング素子S1L、S1H、S2L、S2Hの印加電圧は、ほぼV2/2となる。また、非特許文献1に記載のように、インダクタLに印加されるリップル電圧は小さくなり、またインダクタLに印加されるリップル電圧の周波数は、スイッチング周波数の2倍となるため、小型のインダクタLを用いることができる。
ともに、その平均電流Ildcが破線で表示される。図3、図4の(d)には、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の電流が実線で表示されるとともに、その正側と負側の平均電流+Ildc、−Ildcが破線で表示される。図3、図4の(e)には、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の電圧が実線で表示されるとともに、その平均電圧V2/2が破線で表示される。また、図3、図4の(e)には、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の電圧の最小値と最大値の間のリップル電圧ΔVc1が併せて表示されている。
0%)の場合における動作について、図3を参照して、以下に説明する。PWM波形出力部220の内部では、三角波信号Sc1、Sc2とデューティー信号Sdutyとが比較され、ゲート
信号G1L、G1H、G2L、G2Hが出力される。三角波信号Sc1、Sc2は周波数がfsであり、三角
波信号Sc2の位相が、三角波信号Sc1に対して180°遅れている。また、三角波信号Sc1、Sc2は、振幅が1.0の三角波信号である。なお、三角波信号Sc1、Sc2は、その三角波の谷に相当する信号レベルの大きさが0.0であり、その三角波の山に相当する信号レベルの大きさが1.0である。
号となる。デューティー信号Sdutyが三角波信号Sc1よりも小さいときに、ゲート信号G1L
はロウ信号となる。デューティー信号Sdutyが三角波信号Sc2よりも大きいときに、ゲート信号G2Lはハイ信号となる。デューティー信号Sdutyが三角波信号Sc2よりも小さいときに
、ゲート信号G2Lはロウ信号となる。
ときに、ゲート信号G1Hはロウ信号となり、ゲート信号G1Lがロウ信号のときに、ゲート信号G1Hはハイ信号となる。ゲート信号G2Hは、ゲート信号G2Lに相反する信号であり、ゲー
ト信号G2Lがハイ信号のときに、ゲート信号G2Hはロウ信号となり、ゲート信号G2Lがロウ
信号のときに、ゲート信号G2Hはハイ信号となる。
T1L=Sduty/fs
T1H=(1−Sduty)/fs
T2L=Sduty/fs
T2H=(1−Sduty)/fs
ト信号G1Hがロウ信号)で、ゲート信号G2Lがロウ信号(ゲート信号G2Hがハイ信号)であ
る区間を区間2とする。ゲート信号G1Lがロウ信号(ゲート信号G1Hがハイ信号)で、ゲート信号G2Lがハイ信号(ゲート信号G2Hがロウ信号)である区間を区間3とする。ゲート信
号G1LとG2Lが共にロウ信号(ゲート信号G1HとG2Hが共にハイ信号)である区間を区間4とするが、図3では、区間4は存在しない。なお、区間1、区間4においては、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1には電流は流れない。
0%)場合には、図3に示すように、区間1、区間2、区間3により一周期が構成され、この一周期には、区間4は存在しない。なお、半導体スイッチング素子S1L、S2Lのオンデューテーが50%(Sduty=50%)である場合には、区間1も存在しなくなるが、以下の区間2、3における動作は、同じである。
ンサ)C1が直列接続され、以下の経路で電流が流れる。このため、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1には、インダクタLと同様の電流が流れる。
インダクタL→半導体スイッチング素子S1H→コンデンサC1→半導体スイッチング素子S2L
と平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1が直列接続され、以下の経路で電流が流れる。このため、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1にはインダクタLに
対して、区間3と逆向きの電流が流れる。
インダクタL→半導体スイッチング素子S1L→コンデンサC1→半導体スイッチング素子S2H
インダクタL→半導体スイッチング素子S1L→半導体スイッチング素子S2L
Ts2=(1−Sduty)/fs
Ts3=(1−Sduty)/fs
ΔVc1=|Ildc|×Ts2/C1=Ildc×Ts3/C1
=(|Ildc|/C1)×(1−Sduty)/fs 式(1)
いて、リップル電圧ΔVc1は、インダクタLの平均電流Ildc、デューティー信号Sduty、ス
イッチング周波数fs、コンデンサC1の容量に依存し、スイッチング周波数fsに反比例することが理解される。
おいて、インダクタLの両端間におけるスイッチング一周期の平均電圧は、抵抗成分によ
る電圧降下を無視すると、0となる。よって、電圧端子VM-VN間の平均電圧と直流電圧V0は等しくなり、以下の式(2)の関係となる。
V0=((V2-V1)×Ts2+V1×Ts3)×fs
=(1-Sduty)×V2 (式2)
この式(2)から明らかな通り、デューティー信号Sdutyを制御することにより、入出
力直流電圧V0、V2の電圧比を制御することができる。
が50%以上の場合と同様である。半導体スイッチング素子S1L、S2Lのオンデューティーが50%より小さい場合では、区間2、区間3、区間4により一周期が構成され、区間1は存在しない。区間3、区間2においては、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1に電流が流れる。しかし、区間4においては、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1に電流は流れない。
Ts2=Sduty/fs
Ts3=Sduty/fs
ΔVc1=|Ildc|×Ts2/C1=|Ildc|×Ts3/C1
=(|Ildc|/C1)×Sduty/fs 式(3)
素子S1L、S2Lのオンデューティーが50%以上の場合と同様に、以下の式(4)となる。
V0=(1-Sduty)×V2 式(4)
この式(4)から明らかな通り、半導体スイッチング素子S1L、S2Lのオンデューティーが50%より小さい場合においても、デューティー信号Sdutyを制御することにより、入
出力直流電圧V0、V2の電圧比を制御することができる。
)C1の容量に依存していることが理解される。平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の容量が小さいほど、リップル電圧ΔVc1は大きく、また、スイッチング周波数fs
が大きいほど、リップル電圧ΔVc1が小さくなることが理解される。
必要がある。また、リップル電圧ΔVc1が大きいと、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コ
ンデンサ)C1の最大電圧も大きくなり、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の耐圧も大きくする必要がある。そのため、リップル電圧ΔVc1が、半導体スイッチング
素子S1L、S1H、S2L、S2Hおよび平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の耐圧以下になるようにすることが望ましい。
サ)C1は、区間2、区間3に充放電が行われる。一方、区間1および区間4では、充放電が行われていないため、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の電圧は一定である。また、スイッチング一周期の間に、区間2と区間3はそれぞれ一回ずつあり、これらの区間2、3の一方の区間で充電が行われ、もう他方の区間で放電が行われる。また、区間2と区間3の間には、区間1あるいは区間4が存在し、スイッチング一周期の間に、区間1あるいは区間4は2回存在する。
滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の電圧の最大値と最小値をサンプリングすることとなる。これらの各サンプリング値の差を計算することにより、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1のリップル電圧ΔVc1を導出する。
ゼロとなるが、三角波信号Sc1(あるいは三角波信号Sc2)の大きさが0.5のときにサンプ
リングを行なえば、電圧Vc1の最大値と最小値をサンプリングすることができる。
サンプリングを行なうことにより、リップル電圧ΔVc1を検出しているが、オペアンプな
どを用いたアナログ回路により実現してもよい。
更新する。
所定の周期ごとに実行されるフローチャートの処理を説明する。この図5に示すフローチャートは、開始と終了の間に4つのステップS211、S212、S213、S214を含んでいる。ステップS211は、リップル電圧ΔVc1を上限閾値ΔVmaxおよび下限閾値ΔVminと比較するステップであり、ステップS212、S213、S214は、ステップS211の判定結果により、スイッチング周波数fsを設定するステップである。リップル電圧ΔVc1が上限閾値ΔVmax以上であるとき、すなわちΔVc1≧ΔVmaxであるときには、ステップS211からステップS212に移行し、以下の通り、スイッチング周波数fsを現状のスイッチング周波数fsに対してΔfs大きな周波数として更新する。
fs←fs+Δfs
数fsを現状のスイッチング周波数fsに対してΔfs小さな周波数として更新する。
fs←fs−Δfs
とき、すなわちΔVmin<ΔVc1<Δvmaxであるときには、ステップ211からステップ214に
移行し、以下の通り、スイッチング周波数fsを現状のスイッチング周波数と同じとして更新する。
fs←fs
は、スイッチング周波数fsを大きくすることにより、リップル電圧ΔVc1を制限すること
ができる。このため、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の容量を小さくすることができる。リップル電圧ΔVc1を制限することで、平滑コンデンサ(エネルギ移行
用コンデンサ)C1として、小さな静電容量のコンデンサを用いることができ、DC/DC電力変換装置10の全体を小型化できる。
イッチング損失を小さくすることにより、電力変換効率を高く保つことができる。DC/DC電力変換装置10の損失の主要因であるスイッチング損失を大幅に低減することにより、半導体スイッチング損失の放熱機構を簡素化でき、DC/DC電力変換装置10の全体を小型、軽量化することができる。
信号Sc1に対して180°遅れている場合、つまり、ゲート信号G2L、G2Hが、ゲート信号G1L
、G1Hに対して180°遅れている場合について示したが、ゲート信号G2L、G2Hとゲート信号G1L、G1Hの位相差を他の値とした場合においても、スイッチング周波数fsをリップル電圧ΔVc1により決定することにより、同様の効果を得ることができる。
次に、この発明の実施の形態2によるDC/DC電力変換装置20A、20Bを説明する。図6は、この発明の実施の形態2の第1実施例によるDC/DC電力変換装置20Aの主回路
の構成を示す電気回路図であり、図7は、この発明の実施の形態2の第2実施例によるD
C/DC電力変換装置20Aの主回路の構成を示す電気回路図である。この実施の形態2の
第1、第2実施例によるDC/DC電力変換装置20A、20Bの制御部は、それぞれ図2に示す実施の形態1によるDC/DC電力変換装置10の制御部と同じに構成される。
電圧端子VN間に入力された直流電圧V0を、昇圧された直流電圧V2に変換し、電圧端子VHと電圧端子VN間に出力する機能を有する片方向の昇圧形のDC/DC電力変換装置であり、直流電圧V2を直流電圧V0に降圧する降圧機能は有さない。
うに、図1に示した実施の形態1によるDC/DC電力変換装置10における半導体スイッチング素子S1H、S2Hを、ダイオードD1H、D2Hに置き換えている。即ち、半導体スイッチング素子S1Hの代わりにダイオードD1Hを用い、ダイオードD1Hのアノード端子は、電圧端子VMに接続され、そのカソード端子は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の
高電圧側端子に接続されている。また、半導体スイッチング素子S2Hの代わりにダイオー
ドD2Hを用い、ダイオードD2Hのアノード端子は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の高電圧側端子に接続され、そのカソード端子は、平滑コンデンサC2の高電圧側端子に接続されている。
チング素子S1LとダイオードD1Hが、第1スイッチングユニットSU1を構成する。また、半
導体スイッチング素子S2LとダイオードD2Hが、第2スイッチングユニットSU2を構成する
。また、図1に示す半導体スイッチング素子S1H、S2Hを、ダイオードD1H、D2Hに置き換えているので、ゲート駆動回路101H、102Hと、PWM波形出力部220のゲート信号G1H、G2H
は不要となり、削除される。
導体スイッチング素子S1H、S2Hの代わりに、ダイオードD1H、D2Hを用いるので、片方向の昇圧形のDC/DC電力変換装置となり、その点の動作のみが実施の形態1と異なる。
ル電圧ΔVc1とスイッチング周波数fsの間には、実施の形態1と同様に式(1)、式(3)の関係が成り立つ。この実施の形態2の第1実施例によるDC/DC電力変換装置20Aに
おいても、リップル電圧ΔVc1の値により、スイッチング周波数fsを決定する。
コンデンサ)C1の容量が小さい場合においても、リップル電圧ΔVc1が大きいときには、
スイッチング周波数fsを大きくすることにより、リップル電圧ΔVc1を制限することがで
きる。このため、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の容量を小さくすることができる。リップル電圧ΔVc1を制限することで、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コ
ンデンサ)C1として、小さな静電容量のコンデンサを用いることができ、実施の形態2の第1実施例によるDC/DC電力変換装置20Aの全体を小型化できる。
イッチング損失を小さくすることにより、電力変換効率を高く保つことができる。DC/DC電力変換装置の損失の主要因であるスイッチング損失を大幅に低減することにより、半導体スイッチング損失の放熱機構を簡素化でき、実施の形態2の第1実施例によるDC/DC電力変換装置20Aの全体を小型、軽量化することができる。
路について説明する。この実施の形態2の第2実施例によるDC/DC電力変換装置20B
は、図1に示すDC/DC電力変換装置10の半導体スイッチング素子S1L、S2LをダイオードD1L、D2Lに置き換えている。この実施の形態2の第2実施例によるDC/DC電力変換装置20Bは、電圧端子VHと電圧端子VN間に入力された直流電圧V2を、降圧された直流電圧V0に変換し、電圧端子VLと電圧端子VN間に出力する降圧機能を有する片方向の降圧形のD
C/DC電力変換装置であり、直流電圧V0を直流電圧V2に昇圧する昇圧機能は有さない。そのため、ゲート駆動回路101L、102Lと、PWM波形出力部220のゲート信号G1L、G2Lは
不要となり、削除される。動作および制御部は実施の形態1と同様であり、リップル電圧ΔVc1によりスイッチング周波数fsを決定することにより、実施の形態1と同様の効果を
得ることができる。
この発明の実施の形態3によるDC/DC電力変換装置30を説明する。図8は、この発明の実施の形態3によるDC/DC電力変換装置30の主回路の構成を示す電気回路図である。図9は、この実施の形態3によるDC/DC電力変換装置30の制御部の構成を示すブロック図である。
1と同様に、双方向のDC/DC電力変換装置である。
用コンデンサ)C2の高電圧側端子に接続され、そのコレクタ端子は、電圧端子VHに接続され、平滑コンデンサC3の高電圧側端子に接続されている。半導体スイッチング素子S3LのIGBTのエミッタ端子は、電圧端子VNに接続され、平滑コンデンサC3の低電圧側端子に接続
され、そのコレクタ端子は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C2の低電圧側
端子に接続されている。半導体スイッチング素子S3HのIGBTのゲート端子は、ゲート駆動
回路103Hの出力端子に接続され、このゲート駆動回路103Hの入力端子には、ゲート信号G3Hが入力される。半導体スイッチング素子S3LのIGBTのゲート端子は、ゲート駆動回路103Lの出力端子に接続され、このゲート駆動回路103Lの入力端子には、ゲート信号G3Lが入力される。
ート信号G1H、G1Lとゲート信号G2H、G2Lを出力するPWM波形出力部220を備えていたが
、実施の形態3によるDC/DC電力変換装置30の制御部は、3つのスイッチングユニットに対する3つの三角波信号Sc1、Sc2、Sc3を出力する三角波出力部2151と、3組のゲート信号G1H、G1Lとゲート信号G2H、G2Lとゲート信号G3H、G3Lを出力するPWM波形出力部2201を備えている。
互いに120°の位相差となっている。PWM波形出力部2201には、3つの三角波信号Sc1、Sc2、Sc3とともに、デューティー信号Sdutyが入力される。PWM波形出力部2201では、
3つの三角波信号Sc1、Sc2、Sc3のそれぞれとデューティー信号Sdutyとの比較が行われ、3組のゲート信号G1L、G1Hとゲート信号G2L、G2Hとゲート信号G3L、G3Hが出力される。
とゲート信号G1H、ゲート信号G2Lとゲート信号G2H、およびゲート信号G3Lとゲート信号G3Hは、それぞれオンとオフが相反する信号である。また、各組のゲート信号G1L、G1Hと、ゲート信号G2L、G2Hと、ゲート信号G3L、G3Hとの各位相差は、それぞれ120°となる。
エネルギ移行用コンデンサ)C2の電圧Vc2の平均電圧はV3×2/3となる。平滑コンデンサC3には直流電圧V3が充電されているので、各半導体スイッチング素子S1L、S1H、S2L、S2H、S3L、S3Hの印加電圧はほぼV3/3となる。また、非特許文献1に記載のように、インダクタLに印加されるリップル電圧は小さくなり、またインダクタLに印加されるリップル電圧の周波数は、スイッチング周波数の3倍となるため、実施の形態1に比べてさらに小型のイ
ンダクタLを用いることができる。
下の関係があり、デューティー信号Sdutyにより入出力直流電圧V0、V3の関係を変更する
ことができる。
V0=(1-Sduty)×V3
グ一周期1/fsを示す。これは、三角波信号Sc2、Sc3の隣接する2つの交差点の間に例示される。図10の(c)には、インダクタLの電流が実線で表示されるとともに、その平均
電流Ildcが破線で表示される。図10の(d)には、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C2の電流が実線で表示されるとともに、その正側と負側の平均電流+Ildc、−Ildcが破線で表示される。図10の(e)には、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の電流が実線で表示されるとともに、その正側と負側の平均電流+Ildc、−Ildcが破線で表示される。図10の(f)には、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C2の電圧が実線で表示されるとともに、その平均電圧(2/3)×V3が破線で表示される。
また、図10の(f)には、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C2の電圧の最小値と最大値の間のリップル電圧ΔVc2が併せて表示されている。図10の(g)には、
平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の電圧が実線で表示されるとともに、その平均電圧(1/3)×V3が破線で表示される。また、図10の(g)には、平滑コンデンサ
(エネルギ移行用コンデンサ)C1の電圧の最小値と最大値の間のリップル電圧ΔVc1が併
せて表示されている。
三角波信号Sc1、Sc2の比較が行われ、ゲート信号G1L、G1Hとゲート信号G2L、G2Hが出力される。また、デューティー信号Sdutyと三角波信号Sc3の比較が行われ、デューティー信号Sdutyが三角波信号Sc3よりも大きいときに、ゲート信号G3Lはハイ信号(ゲート信号G3Hは
ロウ信号)となり、デューティー信号Sdutyが三角波信号Sc3よりも小さいときに、ゲート
信号G3Lはロウ信号(ゲート信号G3Hはハイ信号)となる。
T1L=Sduty/fs
T1H=(1−Sduty)/fs
T2L=Sduty/fs
T2H=(1−Sduty)/fs
T3L=Sduty/fs
T3H=(1−Sduty)/fs
説明する。ゲート信号G1Lがロウ信号(ゲート信号G1Hがハイ信号)、ゲート信号G2Lがハイ信号(G2Hがロウ信号)となるときに、半導体スイッチング素子S1H、S2Lがオンとなる
ため、インダクタLと平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1が直列接続され、
以下の経路で電流が流れる。このため、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1には、インダクタLと同様の電流が流れる。
インダクタL→半導体スイッチング素子S1H→コンデンサC1→半導体スイッチング素子S2L
インダクタL→半導体スイッチング素子S1L→コンデンサC1→半導体スイッチング素子S2H
Tc1=T1L=T2L=(1−Sduty)/fs
ダクタLの平均電流Ildcを用いて以下の通りとなる。
ΔVc1=|Ildc|×Tc1/C1
=(|Ildc|/C1)×Sduty/fs
説明する。ゲート信号G2Lがロウ信号(ゲート信号G2Hがハイ信号)、ゲート信号G3Lがハイ信号(ゲート信号G3Hがロウ信号)となるときに、半導体スイッチング素子S2H、S3Lが
オンとなるため、インダクタLと平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C2が直列
接続され、以下の経路で電流が流れる。このため、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C2にはインダクタLと同様の電流が流れる。
インダクタL→半導体スイッチング素子S1H→半導体スイッチング素子S2H→コンデンサC2→半導体スイッチング素子S3L
または、インダクタL→半導体スイッチング素子S1L→コンデンサC1→半導体スイッチング素子S2H→コンデンサC2→半導体スイッチング素子S3L
ゲート信号G3Hがハイ信号)となるときに、半導体スイッチング素子S2L、S3Hがオンとな
るため、インダクタLと平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C2が直列接続され
、以下の経路で電流が流れる。このため、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C2にはインダクタLに対して、逆向きの電流が流れる。
インダクタL→半導体スイッチング素子S1H→コンデンサC1→半導体スイッチング素子S2L→コンデンサC2→半導体スイッチング素子S3H
または、インダクタL→半導体スイッチング素子S1L→半導体スイッチング素子S2L→コ
ンデンサC2→半導体スイッチング素子S3H
なお、これら以外、すなわちゲート信号G2Lがロウ信号でゲート信号G3Lがハイ信号であるとき、およびゲート信号G2Lがハイ信号でゲート信号G3Lがロウ信号であるとき以外のときには、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C2には電流が流れない。
Tc2=T2L=T3L=Sduty/fs
ΔVc2=|Ildc|×Tc2/C1
=(|Ildc|/C2)×(1−Sduty)/fs
1/3≦Sduty<2/3のとき、
ΔVc1=(|Ildc|/C1)/(3fs)
ΔVc2=(|Ildc|/C2)/(3fs)
2/3≦Sdutyのとき、
ΔVc1=(|Ildc|/C1)×(1−Sduty)/fs
ΔVc2=(|Ildc|/C2)×(1−Sduty)/fs
イッチング周波数fs、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1、C2の容量に依存し、スイッチング周波数fsに反比例することが理解される。
を決定する。このようにすることにより、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1、C2の容量が小さい場合においても、リップル電圧ΔVc1(ΔVc2)が大きいときには、スイッチング周波数fsを大きくすることにより、リップル電圧ΔVc1(ΔVc2)を制限することができる。このため、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1、C2の容量を小さくすることができる。また、リップル電圧ΔVc1(ΔVc2)が小さいときには、スイッチング周波数fsを小さくして、スイッチング損失を小さくすることにより、電力変換効率を高く保つことができる。
ップル電圧ΔVc2を用いても同様である。また、リップル電圧ΔVc1とΔVc2の両方を用い
て、スイッチング周波数fsを決定してもよい。
この発明の実施の形態4によるDC/DC電力変換装置40を説明する。図11はこの発明の実施の形態4によるDC/DC電力変換装置40の主回路の構成を示す電気回路図である。この実施の形態4によるDC/DC電力変換装置40の制御部は、図2と同じに構成される。
間に出力する昇圧機能と、電圧端子Vc11Hと電圧端子Vc1L間に入力された直流電圧V2を、
降圧された直流電圧V0に変換し、電圧端子VLと電圧端子VN間に出力する降圧機能を有する双方向のDC/DC電力変換装置である。
半導体スイッチング素子S1Hを構成するIGBTのエミッタ端子は、電圧端子VNに接続され、
そのコレクタ端子は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の高電圧側端子Vc1Hに接続されている。半導体スイッチング素子S1Lを構成するIGBTのエミッタ端子は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の低電圧側端子Vc1Lに接続され、そのコレクタ端子は、電圧端子VNに接続されている。半導体スイッチング素子S2Hを構成するIGBTのエミッタ端子は、電圧端子VMに接続され、そのコレクタ端子は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C11の高電圧側端子Vc11Hに接続されている。半導体スイッチング素子S2Lを構成するIGBTのエミッタ端子は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の高電圧側端子Vc1Hと平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C11の低圧側端子に接続され、そのコレクタ端子は、電圧端子VMに接続されている。
る。また、半導体スイッチング素子S2L、S2Hも、相補的にスイッチング動作を行ない、スイッチングユニットSU2を構成する。
側端子Vc11Hに接続されている。平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の高電
圧側端子Vc1Hと、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C11の低電圧側端子は、
互いに接続されている。インダクタLの一方の端子は、電圧端子VLに接続され、その他方
の端子は電圧端子VMに接続されている。なお、ここでは平滑コンデンサC2を用いたが、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1、C11の直列体が、平滑コンデンサC2に並
列に接続されているので、平滑コンデンサC2を除去してもよい。
れ、このゲート駆動回路101Hの入力端子には、ゲート信号G1Hが入力される。半導体スイ
ッチング素子S1Lのゲート端子は、ゲート駆動回路101Lの出力端子に接続され、このゲー
ト駆動回路101Lの入力端子には、ゲート信号G1Lが入力される。半導体スイッチング素子S2Hのゲート端子は、ゲート駆動回路102Hの出力端子に接続され、このゲート駆動回路102Hの入力端子には、ゲート信号G2Hが入力される。半導体スイッチング素子S2Lのゲート端子は、ゲート駆動回路102Lの出力端子に接続され、このゲート駆動回路102Lの入力端子には、ゲート信号G2Lが入力される。
スイッチング周波数fsの間に、以下の関係がある。なお、ここでは簡単のため、平滑コンデンサC2の容量が、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1、C11の容量に比べ
て十分大きいとき、つまり直流電圧V2が変動しない場合について説明する。
Sduty<0.5のとき
ΔVc1=(|Ildc|/(C1+C11))×Sduty/fs
Sduty≧0.5のとき
ΔVc1=(|Ildc|/(C1+C11))×(1−Sduty)/fs
に従って、スイッチング周波数fsを決定する。このようにすることにより、実施の形態1
と同様に、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1、C11の容量が小さい場合に
おいても、リップル電圧ΔVc1が大きいときには、スイッチング周波数fsを大きくするこ
とにより、リップル電圧ΔVc1を制限することができる。このため、平滑コンデンサ(エ
ネルギ移行用コンデンサ)C1、C11の容量を小さくすることができる。また、リップル電
圧ΔVc1が小さいときには、スイッチング周波数fsを小さくして、スイッチング損失を小
さくすることにより、電力変換効率を高く保つことができる。
この発明の実施の形態5によるDC/DC電力変換装置を説明する。この実施の形態5によるDC/DC電力変換装置の主回路は、図1に示す実施の形態1によるDC/DC電力変換装置10の主回路と同じに構成される。図12は、この実施の形態5によるDC/DC電力変換装置の制御部の構成を示すブロック図である。
照)を検出する電流センサなどにより得られたインダクタLの電流Ildcと、デューティー
信号Sdutyと、スイッチング周波数fsが入力されている。実施の形態1について式(1)
(3)で説明したように、リップル電圧ΔVc1は、電流Ildc、デューティー信号Sduty、スイッチング周波数fs、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の容量により決まる。平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)C1の容量が分かっていれば、式(1)、式(3)の演算をおこない、電流Ildc、デューティー信号Sduty、スイッチング周波数fsにより、リップル電圧ΔVc1を演算することができる。リップル電圧推定部200aにおいては、電流Ildc、デューティー信号Sduty、スイッチング周波数fsによりリップル電圧ΔVc1を演算している。
電流Ildcとデューティー信号Sdutyによりスイッチング周波数fsを決定しても、実施の形
態1と同様の効果が得られる。
この発明の実施の形態6によるDC/DC電力変換装置を説明する。この実施の形態6によるDC/DC電力変換装置の主回路は、図1に示す実施の形態1によるDC/DC電力変換装置10の主回路と同じに構成される。図13は、この実施の形態6によるDC/DC電力変換装置の制御部の構成を示すブロック図である。
ー信号Sdutyと、スイッチング周波数fsが入力され、リップル電圧演算部200bは、これら
の入力P/V0、Sduty、fsに基づいて、平滑コンデンサC1のリップル電圧ΔVc1を演算する。
また、DC/DC電力変換装置の出力電力は、図1に示すDC/DC電力変換装置10の出力側の電力であり、直流電圧V0を直流電圧V2に昇圧する場合には、この出力電力は、電圧端子VH、VNの外部に接続される負荷電力回路の電力であり、また、直流電圧V2を直流電圧V0に降圧する場合には、電圧端子VL、VNの外部に接続される負荷電力回路の電力である。
インダクタLの電流IldcはP/V0と等しくなり、P/V0より電流Ildcを演算できる。そのため、P/V0より電流Ildcを演算し、P/V0とデューティー信号Sdutyとスイッチング周波数fsにより、リップル電圧ΔVc1を演算し、このリップル電圧ΔVc1によりスイッチング周波数fsを決定することにより、実施の形態1と同様の効果が得ている。
L:インダクタ、G1L,G1H,G2L,G2H,G3L,G3H:ゲート信号、
VH,VL,VN,Vc1L,Vc1H:電圧端子、101L,101H,102L,102H,103L,103H:ゲート駆動回路、
SV:電圧センサ、200:リップル電圧検出部、200a:リップル電圧推定部、
210:周波数決定部、215,2151:三角波出力部、220,2201:PWM波形出力部、
Sduty:デューティー信号、D1H,D1L,D2H,D2L:ダイオード、
SV,200:第1手段、200a,200b:第1手段、220,2201:第2手段。
Claims (8)
- 相補的にスイッチング動作を行なう2つの半導体スイッチング素子から構成されるスイッチングユニットを2つ以上有し、前記各スイッチングユニットにおける前記各半導体スイッチング素子がすべて直列に接続され、前記各スイッチングユニットにおける前記各半導体スイッチング素子のスイッチング動作により充放電を行なうエネルギ移行用コンデンサと、インダクタを有するDC/DC電力変換装置であって、
前記エネルギ移行用コンデンサのリップル電圧を検出または演算する第1手段と、この第1手段により検出または演算された前記リップル電圧に応じて、前記各スイッチングユニットにおける各半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する第2手段を有することを特徴とするDC/DC電力変換装置。 - スイッチング動作を行なう1つの半導体スイッチング素子と1つのダイオードから構成されるスイッチングユニットを2つ以上有し、前記各スイッチングユニットにおける前記半導体スイッチング素子と前記ダイオードがすべて直列に接続され、前記各スイッチングユニットにおける前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作により充放電を行なうエネルギ移行用コンデンサと、インダクタを有するDC/DC電力変換装置であって、
前記エネルギ移行用コンデンサのリップル電圧を検出または演算する第1手段と、この第1手段により検出または演算された前記リップル電圧に応じて、前記各スイッチングユニットにおける前記半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する第2手段を有することを特徴とするDC/DC電力変換装置。 - 請求項1または2記載のDC/DC電力変換装置であって、前記第1手段により検出または演算された前記リップル電圧が所定の上限閾値より大きいときには、前記第2手段は、前記各スイッチングユニットにおける前記半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を高くし、前記リップル電圧が所定の下限閾値より小さいときには、前記第2手段は、前記各スイッチングユニットにおける前記半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を低くすることを特徴とするDC/DC電力変換装置。
- 請求項1、2または3記載のDC/DC電力変換装置であって、前記第1手段は、前記エネルギ移行用コンデンサの電圧を検出する電圧センサと、この電圧センサの検出値に基づいて前記リップル電圧を検出するリップル電圧検出手段を含むことを特徴とするDC/DC電力変換装置。
- 請求項4記載のDC/DC電力変換装置であって、アナログ回路により実現したフィルタを備え、前記リップル電圧検出部が、前記電圧センサの検出値を前記フィルタに通したフィルタ出力値に基づいて、前記リップル電圧を検出することを特徴とするDC/DC電力変換装置。
- 請求項4または5記載のDC/DC電力変換装置であって、前記電圧センサによる検出値あるいは前記フィルタのフィルタ出力値を、スイッチング一周期の間に2回のサンプリングを行ない、この2回のサンプリング値の差をとることにより、前記リップル電圧を検出することを特徴とするDC/DC電力変換装置。
- 請求項1または2記載のDC/DC電力変換装置であって、前記インダクタの電流値を検出する電流センサを備え、前記第1手段が、前記インダクタの電流値と前記各半導体スイッチング素子のオンデューティーを用いて、前記エネルギ移行用コンデンサのリップル電圧を演算することを特徴とするDC/DC電力変換装置。
- 請求項1または2記載のDC/DC電力変換装置であって、前記DC/DC電力変換装
置の入力電力または出力電力を表わす電力値を出力する電力値出力手段を備え、前記第1手段が、前記電力値出力手段から出力される前記電力値と前記各半導体スイッチング素子のオンデューティーを用いて、前記エネルギ移行用コンデンサのリップル電圧を演算することを特徴とするDC/DC電力変換装置。
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