KR20180069800A - 전력 변환 장치 및 그 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

중간 버스를 통해 직류/교류의 전력 변환을 행하는 전력 변환 장치로서, 직류 전원과 중간 버스의 사이에 설치되는 제1 DC/DC 컨버터와, 직류측 콘덴서와 중간 버스의 사이에 설치되는 제2 DC/DC 컨버터와, 중간 버스에 접속된 중간 콘덴서와, 중간 버스와 교류 계통의 사이에 설치되는 DC/AC 컨버터와, 제1 DC/DC 컨버터, 제2 DC/DC 컨버터, 및 DC/AC 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 제어부는, 중간 버스에 흐르는 무효 전류를, 주로 제2 DC/DC 컨버터가 공급하는 전류 지령치의 설정으로 한다.

Description

전력 변환 장치 및 그 제어 방법
본 발명은 전력 변환 장치, 및 그 제어 방법에 관한 것이다.
본 출원은, 2015년 10월 19일 출원의 일본 출원 제2015-205346호에 기초하는 우선권을 주장하고, 상기 일본 출원에 기재된 모든 기재 내용을 원용하는 것이다.
직류 전원의 전압을 단상 교류 전압으로 변환하기 위해서는, 예컨대 승압 회로(DC/DC 컨버터), 및 인버터 회로를 포함하는 전력 변환 장치가 이용된다. 전통적인 전력 변환 장치에서는, 직류 전원의 전압을, 교류측의 피크 전압보다 높은 일정 전압까지 승압 회로에 의해 승압한 후, 상기 전압을, 인버터 회로에 의해 교류 전압으로 변환하고 있다. 이 경우, 승압 회로, 및 인버터 회로는, 항상 고속의 스위칭 동작을 행하고 있다. 그 때문에, 각 스위칭 소자에서는 스위칭 손실이 발생하고, 리액터에서는 철손이 발생한다. 이러한 손실은, 변환 효율의 향상을 방해하는 요인이 된다.
한편, 직류 전원의 전압과 교류측의 순간 전압의 절대치를 항상 비교하여, 승압 회로에 관해서는 승압이 필요한 기간만 스위칭 동작시키고, 인버터 회로에 관해서는 강압이 필요한 기간만 스위칭 동작시킨다고 하는 제어가 제안되어 있다(예컨대 특허문헌 1, 2 참조). 이러한 제어에 의하면, 승압 회로, 및 인버터 회로에 스위칭 동작의 휴지 기간이 생긴다. 휴지 기간이 생기면, 그 만큼 스위칭 손실이나 리액터의 철손이 억제되기 때문에, 변환 효율의 향상에 이바지하게 된다.
[특허문헌]
특허문헌 1 : 일본 특허 공개 제2014-241714호 공보
특허문헌 2 : 일본 특허 공개 제2014-241715호 공보
[발명의 개요]
본 발명은, 중간 버스를 통해 직류/교류의 전력 변환을 행하는 전력 변환 장치로서, 제1 직류 전원 또는 부하와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제1 DC/DC 컨버터와, 직류측 콘덴서와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제2 DC/DC 컨버터와, 상기 중간 버스에 접속된 중간 콘덴서와, 상기 중간 버스와 교류 계통의 사이에 설치되는 DC/AC 컨버터와, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 상기 제2 DC/DC 컨버터, 및 상기 DC/AC 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 상기 제어부는, 상기 중간 버스에 흐르는 무효 전류를, 주로 상기 제2 DC/DC 컨버터가 공급하는 전류 지령치의 설정으로 하는 전력 변환 장치이다.
제어 방법의 관점에서는, 제1 직류 전원 또는 부하와 중간 버스의 사이에 설치되는 제1 DC/DC 컨버터와, 직류측 콘덴서와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제2 DC/DC 컨버터와, 상기 중간 버스에 접속된 중간 콘덴서와, 상기 중간 버스와 교류 계통의 사이에 설치되는 DC/AC 컨버터와, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 상기 제2 DC/DC 컨버터, 및 상기 DC/AC 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 상기 중간 버스를 통해 직류/교류의 전력 변환을 행하는 전력 변환 장치에 관해, 상기 제어부가 실행하는 전력 변환 장치의 제어 방법으로서, 상기 중간 버스에 흐르는 무효 전류를, 주로 상기 제2 DC/DC 컨버터가 공급하는 전류 지령치의 설정으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법이다.
도 1은 태양광 발전 패널에 접속된 전력 변환 장치의 개략 구성을 나타내는 단선 접속도이다.
도 2는 도 1의 전력 변환 장치의 회로도의 일례이다.
도 3은 태양광 발전 패널에 접속된 전력 변환 장치의 개략 구성을 나타내는 단선 접속도이다.
도 4는 도 3의 전력 변환 장치의 회로도의 일례이다.
도 5는 축전지에 접속된 전력 변환 장치의 개략 구성을 나타내는 단선 접속도이다.
도 6은 태양광 발전 패널, 및 축전지에 접속된 전력 변환 장치의 개략 구성을 나타내는 단선 접속도이다.
도 7은 도 6에 대응한 전력 변환 장치의 회로도의 일례이다.
도 8은 태양광 발전 패널, 및 축전지에 접속된 전력 변환 장치의 개략 구성을 나타내는 단선 접속도이다.
도 9는 태양광 발전 패널, 및 축전지에 접속된 전력 변환 장치의 개략 구성을 나타내는 단선 접속도이다.
도 10은 검증예 1(전류 평활화전)로서, 태양광 발전 패널의 발전이 없는 상태(태양광 발전 패널이 접속되지 않은 경우를 포함함)에서 축전지의 충전을 행하고 있는 전력 변환 장치에 관한 파형도이다.
도 11은 검증예 1(전류 평활화후)로서, 태양광 발전 패널의 발전이 없는 상태(태양광 발전 패널이 접속되지 않은 경우를 포함함)에서 축전지의 충전을 행하고 있는 전력 변환 장치에 관한 파형도이다.
도 12는 검증예 2(전류 평활화전)로서, 태양광 발전 패널의 발전이 없는 상태(태양광 발전 패널이 접속되지 않은 경우를 포함함)에서 축전지의 방전을 행하고 있는 전력 변환 장치에 관한 파형도이다.
도 13은 검증예 2(전류 평활화후)로서, 태양광 발전 패널의 발전이 없는 상태(태양광 발전 패널이 접속되지 않은 경우를 포함함)에서 축전지의 방전을 행하고 있는 전력 변환 장치에 관한 파형도이다.
도 14는 검증예 3(전류 평활화전)으로서, 태양광 발전 패널의 발전이 있는 상태에서 축전지의 충전을 행하고 있는 전력 변환 장치에 관한 파형도이다.
도 15는 검증예 3(전류 평활화후)으로서, 태양광 발전 패널의 발전이 있는 상태에서 축전지의 충전을 행하고 있는 전력 변환 장치에 관한 파형도이다.
도 16은 검증예 4(전류 평활화전)로서, 태양광 발전 패널의 발전이 있는 상태에서 축전지의 충전을 행하고 있는 전력 변환 장치에 관한 파형도이다.
도 17은 검증예 4(전류 평활화후)로서, 태양광 발전 패널의 발전이 있는 상태에서 축전지의 충전을 행하고 있는 전력 변환 장치에 관한 파형도이다.
도 18은 검증예 5(전류 평활화전)로서, 태양광 발전 패널의 발전이 있는 상태에서 축전지의 방전을 행하고 있는 전력 변환 장치에 관한 파형도이다.
도 19는 검증예 5(전류 평활화후)로서, 태양광 발전 패널의 발전이 있는 상태에서 축전지의 방전을 행하고 있는 전력 변환 장치에 관한 파형도이다.
도 20은 검증예 6(전류 평활화전)으로서, 태양광 발전 패널의 발전이 있는 상태에서 축전지의 방전을 행하고 있는 전력 변환 장치에 관한 파형도이다.
도 21은 검증예 6(전류 평활화후)으로서, 태양광 발전 패널의 발전이 있는 상태에서 축전지의 방전을 행하고 있는 전력 변환 장치에 관한 파형도이다.
도 22는 검증예 7(전류 평활화후)로서, 도 21의 조건에서의, 교류 전류 Ia, 태양광 발전 패널의 출력 전류 Ip, 및 축전지의 출력 전류 Ib의 파형도이다.
[본 개시가 해결하고자 하는 과제]
전술한 특허문헌 1 또는 2의 전력 변환 장치에서는, 승압 회로에 유효 전류뿐만 아니라 무효 전류가 흐른다. 무효 전류의 진폭은 유효 전류의 진폭과 같고, 무효 전류의 주파수는 교류측의 기본파(주파수 50 Hz 또는 60 Hz)의 2배이다. 이 때문에, 승압 회로에 유효 전류만이 흐르는 전통적인 전력 변환 장치와 비교하면, 승압 회로에 흐르는 전류의 피크치는 2배, 실효치도 (1.51/2)배가 된다. 따라서, 승압 회로로는, 이러한 전류에도 견딜 수 있는 것을 이용해야 하다. 그 결과, 승압 회로가 커진다.
또한, 직류 전원에 무효 전류를 흘리지 않기 위해서는, 직류 전원과 승압 회로의 사이에 대용량 콘덴서를 설치하여 무효 전류를 흡수할 필요가 있다. 예컨대, 직류 전원이 태양광 발전 패널인 경우는, 상기 패널의 출력 임피던스가 크다. 따라서, 비교적 소용량의 콘덴서로도 무효 전류를 대강 흡수할 수 있다.
그런데, 직류 전원이 축전지인 경우에는, 태양광 발전 패널에 비교해서 출력 임피던스가 작다. 이러한 경우에는, 콘덴서만으로는 무효 전류를 흡수할 수는 없다. 그 때문에, 축전지에 무효 전류가 흘러, 축전지와 전력 변환 장치 사이의 전기 회로, 및, 축전지 내부에서 발생하는 손실이 증대된다. 이러한 손실은, 변환 효율의 향상을 저해하는 요인이 된다.
이러한 과제를 감안하여, 본 개시는, 보다 컴팩트하고, 변환 효율이 더욱 높은 전력 변환 장치, 및 그 제어 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
[본 개시의 효과]
본 개시의 전력 변환 장치, 및 그 제어 방법에 의하면, 변환 효율을 더욱 높이고, 보다 컴팩트화하는 것을 실현할 수 있다.
[실시형태의 요지]
본 발명의 실시형태의 요지로는, 적어도 이하의 것이 포함된다.
(1) 이것은, 중간 버스를 통해 직류/교류의 전력 변환을 행하는 전력 변환 장치로서, 제1 직류 전원 또는 부하와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제1 DC/DC 컨버터와, 직류측 콘덴서와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제2 DC/DC 컨버터와, 상기 중간 버스에 접속된 중간 콘덴서와, 상기 중간 버스와 교류 계통의 사이에 설치되는 DC/AC 컨버터와, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 상기 제2 DC/DC 컨버터, 및 상기 DC/AC 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고,
상기 제어부는, 상기 중간 버스에 흐르는 무효 전류를, 주로 상기 제2 DC/DC 컨버터가 공급하는 전류 지령치의 설정으로 하는 전력 변환 장치이다.
이러한 전력 변환 장치에서는, 제2 DC/DC 컨버터가 무효 전류를 주로 인수하게 되기 때문에, 제1 DC/DC 컨버터는 반대로, 무효 전류를 저감하여 주로 유효 전류를 흘릴 수 있다. 이에 따라, 제1 DC/DC 컨버터의 전류의 피크치를 억제하여, 변환 효율을 높이고, 보다 컴팩트화하는 것을 실현할 수 있다.
(2) 또한, (1)의 전력 변환 장치에 있어서 예컨대, 상기 제어부는, 상기 제1 DC/DC 컨버터를 통과하는 전력, 및 상기 제2 DC/DC 컨버터를 통과하는 전력의 합계 전력이, 상기 중간 콘덴서에 관한 무효 전력, 및 상기 DC/AC 컨버터의 교류측에 나타나는 전력의 합계 전력과 일치하도록 제어한다.
이 경우, 중간 버스로부터 본 직류측의 전력과, 중간 콘덴서를 포함하는 교류측의 전력이 서로 일치한다. 바꿔 말하면, 직류측의 전력이, 교류측의 전력을 상회하는 과잉 전력이 되지는 않는다. 따라서, 제1 DC/DC 컨버터, 및 제2 DC/DC 컨버터는, 휴지 기간을 포함하는 최소한의 스위칭 동작을 행하고, DC/AC 컨버터는, 휴지 기간을 포함하는 최소한의 스위칭 동작을 행하게 된다.
(3) 또한, (2)의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 DC/AC 컨버터의 교류측에, 교류 리액터 및, 또한 교류측에 교류측 콘덴서를 포함하는 필터 회로가 설치되고, 상기 필터 회로가 교류 계통과 접속되어 있고, 상기 제어부는, 상기 교류 계통의 전력과 상기 교류측 콘덴서의 전력을 합계한 전력이, 상기 교류 리액터와 상기 DC/AC 컨버터의 사이에서 전달되는 전력과 일치하도록 제어하는 것이어도 좋다.
이 경우, 필터 회로를 또한 고려하여, 전력을 일치시킬 수 있다. 바꿔 말하면, 제어부는, 필터 회로의 영향을 고려한 제어를 행하게 된다.
(4) 또한, (1)∼(3) 중 어느 한 항의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 직류측 콘덴서는 직류측의 종단 회로를 폐쇄하는 소자이어도 좋다.
이 경우의 제2 DC/DC 컨버터는, 유효 전류를 흘릴 필요는 없고, 무효 전류를 공급하기 위해서만 존재한다. 따라서, 제1 DC/DC 컨버터에 무효 전류를 부담시키지 않도록 하기에는 적합한 회로 구성이 된다.
(5) 또한, (1)∼(3) 중 어느 한 항의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 직류측 콘덴서의 양단에 대하여 병렬로 제2 직류 전원이 접속되어 있어도 좋다.
이 경우의 제2 DC/DC 컨버터는, 무효 전류를 흘리는 것뿐만 아니라, 유효 전류도 흘릴 수 있다.
(6) 또한, (5)의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 직류측 콘덴서와 상기 제2 직류 전원의 사이에, 상기 제어부에 의해 개폐 가능한 스위치가 설치되어 있어도 좋다.
이 경우, 스위치를 개방하면, 제2 DC/DC 컨버터는, 무효 전류를 흘리기 위해서만 이용할 수 있고, 스위치를 폐쇄하면, 무효 전류뿐만 아니라 유효 전류도 흘릴 수 있다.
(7) 또한, (1)∼(6) 중 어느 한 항의 전력 변환 장치에 있어서, 예컨대 상기 제어부는, 상기 제1 DC/DC 컨버터를 흐르는 무효 전류가 0이 되고, 상기 제2 DC/DC 컨버터가 모든 무효 전류를 공급하도록 전류 지령치를 설정한다.
이 경우, 제1 DC/DC 컨버터의 전류의 피크치를 가장 억제하여, 변환 효율을 높이고, 컴팩트화를 실현할 수 있다.
(8) 또한, (1)∼(6) 중 어느 한 항의 전력 변환 장치에 있어서, 예컨대 상기 제어부는, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 및 상기 제2 DC/DC 컨버터를 각각 흐르는 전류의 피크치가 최소가 되도록, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 및 상기 제2 DC/DC 컨버터의 무효 전류를 전류 지령치의 설정에 의해 제어한다.
이 경우, 2개의 DC/DC 컨버터의 전류 용량을 최소화할 수 있다.
(9) 또한, (1)∼(6) 중 어느 한 항의 전력 변환 장치에 있어서, 예컨대 상기 제어부는, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 및 상기 제2 DC/DC 컨버터를 각각 흐르는 전류의 제곱 평균치가 최소가 되도록, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 및 상기 제2 DC/DC 컨버터의 무효 전류를 전류 지령치의 설정에 의해 제어한다.
이 경우, 2개의 DC/DC 컨버터의 저항 손실을 최소화할 수 있다.
(10) 또한, (4)의 전력 변환 장치에 있어서, 예컨대 상기 제어부는, 상기 직류측 콘덴서의 양단 전압이, 상기 제1 직류 전원 또는 부하의 전압과 일치하도록, 상기 제2 DC/DC 컨버터의 무효 전류를 전류 지령치의 설정에 의해 제어한다.
이 경우, 직류 전원이나 부하가 접속되지 않은 제2 DC/DC 컨버터를, 제1 DC/DC 컨버터와 동일한 타이밍에 스위칭 동작시킬 수 있다. 따라서, 제2 DC/DC 컨버터의 스위칭 동작 기간을 최단으로 할 수 있다.
(11) 또한, (1)∼(10)의 전력 변환 장치에 있어서, 무효 전류를 공급하는 전류 지령치의 설정이라는 것은, 상기 중간 버스에 흐르는 전류를 수식으로 나타낸 경우에, 시간에 의존하는 항의 일부 또는 전부를 할당하는 것이다.
이와 같이 전류 지령치를 설정함으로써, 제1 DC/DC 컨버터, 및 제2 DC/DC 컨버터에 의한 무효 전류의 부담을 자유롭게 설정할 수 있다.
(12) 제어 방법의 관점에서는, 제1 직류 전원 또는 부하와 중간 버스의 사이에 설치되는 제1 DC/DC 컨버터와, 직류측 콘덴서와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제2 DC/DC 컨버터와, 상기 중간 버스에 접속된 중간 콘덴서와, 상기 중간 버스와 교류 계통의 사이에 설치되는 DC/AC 컨버터와, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 상기 제2 DC/DC 컨버터, 및 상기 DC/AC 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 상기 중간 버스를 통해 직류/교류의 전력 변환을 행하는 전력 변환 장치에 관해, 상기 제어부가 실행하는 전력 변환 장치의 제어 방법으로서, 상기 중간 버스에 흐르는 무효 전류를, 주로 상기 제2 DC/DC 컨버터가 공급하는 전류 지령치의 설정으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법이다.
이러한 전력 변환 장치의 제어 방법에 의하면, 제2 DC/DC 컨버터가 무효 전류를 주로 인수하게 되기 때문에, 제1 DC/DC 컨버터는 반대로, 무효 전류를 저감하여 주로 유효 전류를 흘릴 수 있다. 이에 따라, 제1 DC/DC 컨버터의 전류의 피크치를 억제하여, 변환 효율을 높이고, 보다 컴팩트화하는 것을 실현할 수 있다.
[실시형태의 상세]
이하, 실시형태의 상세에 관해 도면을 참조하여 설명한다.
우선, 최소 스위칭 방식을 이용하는 전력 변환 장치의 전제가 되는 기본 구성부터 설명한다.
《전제가 되는 기본 구성》
도 1은, 태양광 발전 패널(3P)에 접속된 전력 변환 장치(50)의 개략 구성을 나타내는 단선 접속도이다. 도면에서 이 전력 변환 장치(50)는, 직류로부터 교류로의 전력 변환을 행하는 것이며, 승압 회로로서의 DC/DC 컨버터(1) 및, 여기에 중간 버스(DC 버스)(6)를 통해 접속된 인버터 회로로서의 DC/AC 컨버터(8)를 포함하고 있다. DC/DC 컨버터(1)는, 직류 전원으로서의 태양광 발전 패널(3P)과 중간 버스(6)의 사이에, 직류측 콘덴서(4)를 통해 설치되어 있다. 중간 버스(6)에는 중간 콘덴서(7)가 접속되어 있다. DC/AC 컨버터(8)는, 중간 버스(6)와 교류 계통의 사이에, 교류측 콘덴서(9)를 통해 설치되어 있다.
이 전력 변환 장치(50)는, 태양광 발전 패널(3P)로부터 인출할 수 있는 전압과 교류측의 순간 전압의 절대치를 항상 비교하여, DC/DC 컨버터(1)에 관해서는 승압이 필요한 기간만 스위칭 동작시키고, DC/AC 컨버터(8)에 관해서는 강압이 필요한 기간만 스위칭 동작시킨다고 하는 최소 스위칭 방식의 제어를 행한다. 이러한 제어에 의하면, DC/DC 컨버터(1), 및 DC/AC 컨버터(8)에 각각, 스위칭 동작의 휴지 기간이 생긴다. 휴지 기간이 생기면, 그 만큼 스위칭 손실이나 리액터의 철손이 억제되기 때문에, 변환 효율이 향상된다.
또, 상기 최소 스위칭 방식을 행함으로써, DC/DC 컨버터(1)에는, 도면 중의 좌측 파형으로 간략하게 나타낸 바와 같은 무효 전류를 포함하는 맥류 전류가 흐른다. 전력 변환 장치(50)로부터 교류 계통에 출력되는 전류는, 도면 중의 우측 파형으로 나타내는, 상용 전력 계통과 동기한 정현파형의 전류이다.
도 2는, 도 1의 전력 변환 장치(50)의 회로도의 일례이다. 도 1과 대응하는 부분에는 동일한 부호를 붙였다. 도면에서 전력 변환 장치(50)는, 전술한 직류측 콘덴서(4), DC/DC 컨버터(1), 중간 콘덴서(7), DC/AC 컨버터(8) 외에, 필터 회로(14), 및 제어부(20), 또한, 계측용의 후술하는 센서류를 포함하고 있다.
DC/DC 컨버터(1)는, 직류 리액터(11)와, 한쌍의 스위칭 소자(Q11, Q12)를 포함한 승압(강압도 가능) 쵸퍼이다. 스위칭 소자(Q11, Q12)로는, 예컨대 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)가 이용된다. 스위칭 소자(Q11, Q12)에는, 각각에 병렬 역극성으로 다이오드(d11, d12)가 접속되어 있다. 또, 스위칭 소자(Q11, Q12)로는, 그 밖에 FET(Field Effect Transistor)도 사용 가능하다.
DC/AC 컨버터(8)는, 풀브릿지를 구성하는 4개의 스위칭 소자(Q81, Q82, Q83, Q84)를 귀하고 있다.
필터 회로(14)는, 교류 리액터(13)와 교류측 콘덴서(9)로 구성되며, DC/AC 컨버터(8)의 교류 출력에 포함되는 고주파 성분이 교류 계통(17)에 누출되는 것을 방지하고 있다. 교류 계통(17)에는, 교류 부하(15)와 상용 전력 계통(16)이 포함된다.
전술한 센서류로는, 직류측 콘덴서(4)의 양단 전압(Vg)을 검출하는 전압 센서(31)와, DC/DC 컨버터(1)에 흐르는 전류(Iin)를 검출하는 전류 센서(33)와, 중간 콘덴서(7)의 양단 전압, 즉 중간 버스(6)의 2선간 전압 (Vo)을 검출하는 전압 센서(35)와, DC/AC 컨버터(8)의 교류측에 흐르는 전류(Iinv)를 검출하는 전류 센서(36)와, 교류측 콘덴서(9)의 양단 전압을 검출하는 전압 센서(37)가 설치되어 있다. 모든 센서의 계측 출력 신호는 제어부(20)에 보내진다. 제어부(20)는, DC/DC 컨버터(1), 및 DC/AC 컨버터(8)의 스위칭 제어를 행한다.
제어부(20)는 예컨대, CPU를 포함하고, 소프트웨어(컴퓨터 프로그램)를 컴퓨터가 실행함으로써, 필요한 제어 기능을 실현한다. 소프트웨어는, 제어부(20)의 기억 장치(도시하지 않음)에 저장된다. 단, CPU를 포함하지 않는 하드웨어만의 회로로 제어부(20)를 구성하는 것도 가능하다.
《제1예》
다음으로, 본 발명의 일실시형태에 관한 전력 변환 장치(50)에 관해 설명한다.
도 3은, 태양광 발전 패널(3P)에 접속된 전력 변환 장치(50)의 개략 구성을 나타내는 단선 접속도이다. 도 1과 동일한 부분에는 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다. 도 1과의 차이는, 중간 버스(6)로부터 직류측이 2계통 설치되어 있는 점이다.
도 3에 있어서, 제1 DC/DC 컨버터(1)와는 별도로, 제2 DC/DC 컨버터(2)가 직류측 콘덴서(5)와 중간 버스(6)의 사이에 설치되어 있다. 제2 DC/DC 컨버터(2)에는 직류 전원이 접속되어 있지 않다.
도 4는, 도 3의 전력 변환 장치(50)의 회로도의 일례이다. 도 2, 도 3과 대응하는 부분에는 동일한 부호를 붙였다. 도 4에 있어서, 제2 DC/DC 컨버터(2)는, 직류 리액터(12)와, 한쌍의 스위칭 소자(Q21, Q22)를 포함한 승압(강압도 가능) 쵸퍼이다. 스위칭 소자(Q21, Q22)로는, 예컨대 IGBT가 이용된다. 스위칭 소자(Q21, Q22)에는, 각각에 병렬 역극성으로 다이오드(d21, d22)가 접속되어 있다. 또, 스위칭 소자(Q21, Q22)로는, 그 밖에 FET도 사용 가능하다. 직류측 콘덴서(5)의 양단 전압은 전압 센서(32)에 의해 검출되고, 계측 신호는 제어부(20)에 보내진다. DC/DC 컨버터(2)에 흐르는 전류는 전류 센서(34)에 의해 검출되고, 계측 신호는 제어부(20)에 보내진다.
전술한 최소 스위칭 방식의 제어를, 도 4에 있어서 전력의 관점에서 표현하면, 제어부(20)는, 제1 DC/DC 컨버터(1)를 통과하는 전력, 및 제2 DC/DC 컨버터(2)를 통과하는 전력의 합계 전력이, 중간 콘덴서(7)에 관한 무효 전력, 및 DC/AC 컨버터(8)의 교류측에 나타나는 전력의 합계 전력과 일치하도록 제어하고 있다.
즉 이 경우, 중간 버스(6)로부터 본 직류측의 전력과, 중간 콘덴서(7)를 포함하는 교류측의 전력이 서로 일치한다. 바꿔 말하면, 직류측의 전력이 교류측의 전력을 상회하는 과잉 전력이 되지는 않는다. 따라서, 제1 DC/DC 컨버터(1), 및 제2 DC/DC 컨버터(2)는, 휴지 기간을 포함하는 최소한의 스위칭 동작을 행하고, DC/AC 컨버터(8)는, 휴지 기간을 포함하는 최소한의 스위칭 동작을 행하게 된다.
또한, 제어부(20)는, 교류 계통(17)에 전달되는 전력과 교류측 콘덴서(9)의 전력을 합계한 전력이, 교류 리액터(13)와 DC/AC 컨버터(8)의 사이에서 전달되는 전력과 일치하도록 제어한다. 이에 따라, 필터 회로(14)를 또한 고려하여, 전력을 일치시킬 수 있다. 바꿔 말하면, 제어부(20)는, 필터 회로(14)의 영향을 고려한 제어를 행하게 된다.
도 3, 도 4에 있어서, 직류측 콘덴서(5)는 직류측의 종단 회로를 폐쇄하는 소자로 되어 있다. 중간 버스(6)에 흐르는 전류 중, 제1 DC/DC 컨버터(1)는 유효 전류를 흘리고, 제2 DC/DC 컨버터(2)는 무효 전류를 흘린다. 이 경우의 제2 DC/DC 컨버터(2)는, 유효 전류를 흘릴 필요는 없고, 무효 전류를 흘리기 위해서만 존재하고 있다. 이러한 구성은, 제1 DC/DC 컨버터(1)에 무효 전류를 부담시키지 않도록 하기 위해 적합한 회로 구성이다. 무효 전류가 흐르지 않는 제1 DC/DC 컨버터(1)는, 무효 전류가 흐르는 경우와 비교해서 변환 효율을 높일 수 있다. 또한, 제1 DC/DC 컨버터(1)에 흐르는 전류의 피크치나 실효치를 억제하여, 보다 소형으로 구성할 수 있다.
또, 도 4에 있어서, 태양광 발전 패널(3P)은 축전지(3B)로 치환할 수도 있다. 축전지(3B)는, 방전할 때에는 직류 전원이고, 충전할 때에는 부하가 된다.
《제어 이론》
상기 전력 변환 장치(50)는, 제어부(20)에 의해 최소 스위칭 방식의 제어를 행한다. 여기서, 최소 스위칭 방식의 이론에 관해 설명한다. 우선, 여러 양을 이미 나온 것도 포함시켜 이하와 같이 정의한다.
Va : 전압 센서(37)에 의해 검출되는 교류 계통 전압
I*a : 교류 계통(17)으로 흘리고자 하는 교류 전류 지령치
Iinv : 전류 센서(36)에 의해 검출되는 교류 전류
Ca : 교류측 콘덴서(9)의 캐패시턴스
I*inv : DC/AC 컨버터(8)로부터 교류 리액터(13)에 흘리고자 하는 전류 지령치
V*inv : DC/AC 컨버터(8)의 교류측에서의 전압 지령치
R*inv : DC/AC 컨버터(8)의 저항 성분
Linv : 교류 리액터(13)의 인덕턴스
I*in : DC/DC 컨버터(1, 2)의 직류 리액터(11, 12)에 흘리고자 하는 전류 지령치
Iin : 전류 센서(33, 34)에 의해 검출되는 직류 전류
Co : 중간 콘덴서(7)의 캐패시턴스
V*o : 중간 콘덴서(7)의 양단에 나타나야 하는 전압 지령치
Vo : 전압 센서(35)에 의해 검출되는 중간 전압
Vg : 전압 센서(31)에 의해 검출되는 직류 전압
R*in : DC/DC 컨버터(1, 2)의 저항 성분
Linv : 직류 리액터(11, 12)의 인덕턴스
상기 여러 양 중, 시간 t에 의해 변화하는 양은, 이하의 식에서 시간의 함수로서 나타낸다. 또, 이하에서의 문자 폰트의 차이(입체/이탤릭체)에 의미는 없고, 동일한 문자는 동일한 양을 나타내고 있다(이하 동일).
우선, DC/AC 컨버터(8)의 전류 지령치 I*inv에 관해서는,
Figure pct00001
(1)
이다.
DC/AC 컨버터(8)의 전압 지령치 V*inv에 관해서는,
Figure pct00002
(2)
이다.
DC/DC 컨버터(1, 2)의 전류 지령치 I*in에 관해서는,
Figure pct00003
(3)
이다.
또한, DC/DC 컨버터(1, 2)에서의 직류 전원 전압의 전압 강하와 중간 콘덴서(7)를 흐르는 무효 전류는 작기 때문에 이것을 생략하면 이하의 식(4)가 얻어진다.
Figure pct00004
(4)
다음으로, I*inv와 V*inv는 서로 완전히 동기한 정현파라고 하면, 이하의 식(5)가 얻어진다. ω는, 교류 계통의 주파수를 f로 한 경우의 2πf이다.
Figure pct00005
(5)
식(5)에 포함되는 시간(t)을 붙이지 않은 I*inv와 V*inv는, 정현파의 진폭을 나타낸다. 식(5)는 또한, 이하의 식(6)으로 변형할 수 있다.
Figure pct00006
(6)
식(6)의 제1항은, 시간에 의존하지 않는 일정치이며, 이것은 유효 전류이다. 즉, 유효 전류 I*in_a를 나타내는 식(7)은 이하와 같다.
Figure pct00007
(7)
여기서, 기호〈 〉는 괄호 내의 값의 평균치를 나타내고 있다. 또한, I*inv _i에서의 첨자는, 예컨대 DC/DC 컨버터(1)에 대응하는 전류 지령치가 I*inv _1, DC/DC 컨버터(2)에 대응하는 전류 지령치가 I*inv _2가 되는 것을 나타내고 있다.
식(7)에 나타낸 바와 같이, 유효 전류는, I*inv 및 V*inv의 실효치를 직류 입력 전압 Vg로 나눈 것과 같고, DC/DC 컨버터가 복수 있는 경우는 각 컨버터에서 유래하는 전류 I*inv _i의 선형 결합으로 나타낼 수 있다.
한편, 식(6)의 제2항은, 교류 주파수의 2배의 주파수의 무효 전류이다. 즉, 무효 전류 I*in_r(t)를 나타내는 식(8)은 이하와 같다.
Figure pct00008
(8)
또한, 무효 전류의 실효치는 식(8)의 제곱 평균의 평방근(rms)이며, 이하의 식(9)에 의해 나타낸다.
Figure pct00009
(9)
이것은 유효 전류의 (1/√2)배이다.
또한, 전류의 실효치는, 이하의 식(10)에 의해 나타낸다.
Figure pct00010
(10)
즉, 이것은 유효 전류의 (3/2)1/2배이다.
이상의 해석에 의해, 무효 전류 공급용의 DC/DC 컨버터(2)의 전류 지령치를 식(8)로 설정하고, 무효 전류를 중간 버스(6)에 공급하면, DC/DC 컨버터(1)는 식(7)의 전류 지령치로 설정하고, 유효 전류만을 흘릴 수 있다. 이에 따라, 도 1의 구성에 비교해서, DC/DC 컨버터(1)의 전류의 피크치는 절반이 된다. 또한, DC/DC 컨버터(1)에는 저주파 맥류가 흐르지 않게 되므로, 직류측 콘덴서(4)의 캐패시턴스를 작게 할 수 있다.
여기까지는, 설명을 간략하게 하기 위해, DC/DC 컨버터(1, 2)에서의 전압 강하와 중간 콘덴서(7)에서의 무효 전류를 생략한 식(4)에 기초하여 설명했다. 실제로는, 이 생략하지 않은 식(3)에 기초하는 제어를 행하는 것이 바람직하다. 따라서, 식(3)을, 도 3, 도 4와 같이, 복수의 DC/DC 컨버터(1, 2)가 병렬로 설치되어 있는 경우에 대응하도록 치환한 이하의 식(11)을 이용할 수 있다.
Figure pct00011
(11)
식(11)에 있어서, 첨자의 「i」는, 중간 버스(6)로부터 직류측의 계통에 대응하여, i=1, 2 또는 3 이상의 수 n이어도 좋고, 그 경우에는 i=1∼n이 된다. DC/AC 컨버터(8)의 전류 지령치 I*inv는, 복수의 DC/DC 컨버터에 대응하도록 분할하여 I*inv _i가 된다. 마찬가지로, 중간 콘덴서(7)의 캐패시턴스는, 복수의 DC/DC 컨버터에 대응하도록 분할하여 Co_i가 된다.
다음으로, DC/DC 컨버터(1), 및 DC/DC 컨버터(2)의 전류 지령치를 결정하는 순서에 관해 설명한다. 우선, 이하의 식(12)에 나타낸 바와 같이, 식(11)에서 구한 DC/DC 컨버터(1)의 전류 지령치 I*in1을 교류 성분의 주기 T(DC/AC 컨버터(8)가 출력하는 교류 주기의 1/2)로 평균화하여, 그 유효 전류 성분 I*in1 _a를 구한다.
Figure pct00012
(12)
다음으로, 이하의 식(13)에 의해 무효 전류 성분을 구한다.
Figure pct00013
(13)
무효 전류 성분을 저감한 DC/DC 컨버터(1)의 전류 지령치 I*inm1은, u를 0∼1의 범위 내의 수로 하여, 이하의 식(14)에 의해 구할 수 있다.
Figure pct00014
(14)
u의 값이 1일 때에 I*inm1은 I*in1 _a와 같아지고, DC/DC 컨버터(1)의 전류 지령치로부터 무효 전류 성분은 완전히 제거되어 유효 전류만이 된다.
한편, 무효 전류를 부담시키는 DC/DC 컨버터(2)의 전류 지령치 I*inm2는, 이하의 식(15)에 나타낸 바와 같이, 식(11)에서 구한 I*in2에 uㆍI*in1 _r을 더하는 것에 의해 얻어진다.
Figure pct00015
(15)
DC/DC 컨버터(2)에 직류 전원이 접속되지 않았을 때에는 I*in2는 0이 된다. 또한 u의 값이 1일 때에는 I*inm2는 I*in1 _r이 되고, DC/DC 컨버터(1)만으로 무효 전류 성분을 공급하게 된다. u의 값은, 전력 변환 장치(50)의 사이즈, 비용, 변환 효율 등을 고려하여 결정된다. 또한, 운전 조건에 따라서도 바꿀 수 있다.
어느 경우든, 식(14), (15)에 의해, 중간 버스(6)에 흐르는 무효 전류를 DC/DC 컨버터(2)가 주로 공급하게 된다.
즉, 이러한 전력 변환 장치(50)에서는, DC/DC 컨버터(2)가 무효 전류를 주로 인수하게 되므로, DC/DC 컨버터(1)는 반대로, 무효 전류를 저감하고 주로 유효 전류를 흘릴 수 있다. 이에 따라, DC/DC 컨버터(1)의 전류의 피크치를 억제하여, 변환 효율을 높이고, 보다 컴팩트화하는 것을 실현할 수 있다.
또한, DC/DC 컨버터(2)에 모든 무효 전류를 부담시키면, DC/DC 컨버터(1)에는 유효 전류만이 흐르기 때문에, DC/DC 컨버터(1)의 피크치를 가장 억제하여, 변환 효율을 높이고, 컴팩트화를 실현할 수 있다.
또한, DC/DC 컨버터(1), 및 DC/DC 컨버터(2)에 흐르는 전류의 피크치가 최소가 되도록, DC/DC 컨버터(1), 및 DC/DC 컨버터(2)에 흐르는 무효 전류를 제어할 수도 있다. 이 경우, 각 컨버터의 스위칭 소자(Q11, Q12, Q21, Q22)나, 직류 리액터(11, 12)의 전류 용량을 최소로 할 수 있기 때문에, 전력 변환 장치(50)를 소형화할 수 있다.
또한, DC/DC 컨버터(1), 및 DC/DC 컨버터(2)에 흐르는 전류의 제곱 평균이 최소가 되도록, DC/DC 컨버터(1), 및 DC/DC 컨버터(2)에 흐르는 무효 전류를 제어할 수도 있다. 이 경우, DC/DC 컨버터(1), 및 DC/DC 컨버터(2)에서 발생하는 저항 손실을 최소로 할 수 있기 때문에, 전력 변환 장치(50)를 고효율화할 수 있다.
또, 제어부(20)는, 직류측 콘덴서(5)의 양단 전압이, 직류 전원의 전압, 즉 직류측 콘덴서(4)의 전압과 일치하도록, DC/DC 컨버터(2)의 무효 전류를 제어하는 것이 바람직하다.
이 경우, 직류 전원이 접속되지 않은 DC/DC 컨버터(2)를, DC/DC 컨버터(1)와 동일한 타이밍에 스위칭 동작시킬 수 있다. 따라서, DC/DC 컨버터(2)의 스위칭 동작 기간을 최단으로 할 수 있다.
《제2예》
도 5는, 축전지(3B)에 접속된 전력 변환 장치(50)의 개략 구성을 나타내는 단선 접속도이다. 도 3과의 차이는, 태양광 발전 패널 대신에 축전지(3B)가 DC/DC 컨버터(1)에 접속되어 있는 점이다.
이 경우, DC/DC 컨버터(1)에 흐르는 무효 전류가 0이 되도록, DC/DC 컨버터(1), 및 DC/DC 컨버터(2)에 흐르는 무효 전류를 제어한다. 이것에 의해, 축전지(3B)에 무효 전류가 흐르는 것을 방지할 수 있다.
《제3예》
도 6은, 태양광 발전 패널(3P), 및 축전지(3B)에 접속된 전력 변환 장치(50)의 개략 구성을 나타내는 단선 접속도이다. 도 3과의 차이는, 태양광 발전 패널(3P)과는 별도의 계통에서 축전지(3B)가 DC/DC 컨버터(2)에 접속되어 있는 점, 및, 스위치(21, 22)가 설치되어 있는 점이다. 스위치(21)는, 태양광 발전 패널(3P)과 DC/DC 컨버터(1)의 사이에 설치되어 있다. 스위치(22)는, 축전지(3B)와 DC/DC 컨버터(2)의 사이에 설치되어 있다.
도 7은, 도 6에 대응한 전력 변환 장치(50)의 회로도의 일례이다. 도 4와의 차이는, 상기 스위치(21, 22)를 설치한 점, 및, DC/DC 컨버터(2)에 축전지(3B)가 접속되어 있는 점이다. 스위치(21, 22)는, 제어부(20)에 의해 개로 또는 폐로의 상태로 할 수 있다. 스위치(21, 22)로는, 예컨대 릴레이 접점을 이용할 수 있다.
도 6으로 되돌아가, 태양광 발전 패널(3P)이 발전하고 축전지(3B)는 가동시키지 않았을 때에는, 스위치(21)를 폐로하고 스위치(22)를 개로한 상태로 한다. 이 경우, DC/DC 컨버터(2)는 무효 전류 공급용으로서 이용할 수 있다. 축전지(3B)에 무효 전류를 흘리지 않고 DC/DC 컨버터(2)에 무효 전류를 흘림으로써, DC/DC 컨버터(1, 2)에 흐르는 전류의 피크치 혹은 전류의 제곱 평균을 최소로 할 수 있다.
《제4예》
도 8은, 태양광 발전 패널(3P), 및 축전지(3B)에 접속된 전력 변환 장치(50)의 개략 구성을 나타내는 단선 접속도이다. 도 6과의 차이는, 스위치(21, 22)의 개폐 상태가 반대로 되어 있는 점이다. 태양광 발전 패널(3P)이 예컨대 야간에 발전하지 않고, 축전지(3B)를 충전 또는 방전하고 있을 때에는, 이와 같이, 스위치(21)를 개로하고 스위치(22)를 폐로한 상태로 한다. 이에 따라, 직류측 콘덴서(4)의 전압에 의해, 태양 전지가 도통 상태가 되는 것을 저지하고, 동시에, DC/DC 컨버터(1)에 무효 전류를 흘림으로써, DC/DC 컨버터(2), 및 축전지(3B)에 무효 전류가 흐르는 것을 방지할 수 있다.
《제5예》
도 9는, 태양광 발전 패널(3P), 및 축전지(3B)에 접속된 전력 변환 장치(50)의 개략 구성을 나타내는 단선 접속도이다. 도 6, 도 8과의 차이는, 스위치(21, 22)가 모두 폐로된 상태가 되어 있는 점이다. 태양광 발전 패널(3P)이 발전하고 있고, 축전지(3B)가 충전 또는 방전하고 있을 때에는, 이와 같이 스위치(21, 22)를 모두 폐로한 상태로 한다. 그리고, DC/DC 컨버터(2)에 흐르는 무효 전류가 0이 되도록 DC/DC 컨버터(1)의 무효 전류를 제어한다. 이렇게 해서, 축전지(3B)에 무효 전류가 흐르는 것을 방지할 수 있다.
또, 태양광 발전 패널(3P)이 발전하고 있고, 축전지(3B)가 충전하고 있을 때에는, DC/DC 컨버터(1), 및 DC/DC 컨버터(2)에 흐르는 무효 전류가 상쇄되기 때문에, 각 컨버터(1, 2)에 흐르는 전류의 피크치가 저감된다. 따라서, 태양광 발전 패널(3P)이 발전하고 있을 때, 축전지(3B)는 방전을 하지 않고 충전만을 하는 것이면, DC/DC 컨버터(1), 및 DC/DC 컨버터(2)의 전류 용량을 저감할 수 있다. 따라서, 전력 변환 장치(50)를 소형 경량화할 수 있다.
또, 전술한 제1예∼제5예에 관해서는, 그 적어도 일부를 서로 임의로 조합해도 좋다. 또한, 직류측의 계통의 수는 2에 한정되지 않고, 3 이상도 가능하다.
《제3예∼제5예에 관해》
제3예∼제5예에 나타낸 바와 같이, DC/DC 컨버터(2)는, 스위치(22)를 개방하면, 무효 전류를 흘리기 위해서만 이용할 수 있고, 스위치(22)를 폐쇄하면, 무효 전류뿐만 아니라 유효 전류도 흘릴 수 있다.
DC/DC 컨버터(1)에 관해서도 마찬가지로, 스위치(21)를 개방하면, 무효 전류를 흘리기 위해서만 이용할 수 있고, 스위치(21)를 폐쇄하면, 무효 전류뿐만 아니라 유효 전류도 흘릴 수 있다.
《쌍방향성》
상기 각 예의 전력 변환 장치(50)는, 직류로부터 교류로의 전력 변환을 행하는 장치로서 설명했지만, 역방향으로의 전력 변환도 동일한 제어 이론에 기초하여, 전류의 방향성을 고려하여 적절하게 부호를 바꿈으로써 적용할 수 있다.
《검증》
다음으로, 직류측의 2계통에 태양광 발전 패널(3P), 및 축전지(3B)가 접속되어 있는 전력 변환 장치(50)(도 6, 도 8 또는 도 9)에 관해, 여러 조건하에서의 동작을 검증한다.
도 10∼도 21의 각 도면에서, 위로부터 순서대로 1∼5단째까지의 파형은 이하의 것을 나타내고 있다.
<1단째> 교류 전류 지령치 I*a[A], 교류 전류 Ia[A], 로우패스 필터를 통과시킨 Ia[A]
<2단째> 태양광 발전 패널(3P)이 접속되어 있는 측의, 직류 리액터(11)의 전류 지령치 I*in1[A], 직류 전류 Iin1[A]
<3단째> 축전지(3B)가 접속되어 있는 측의, 직류 리액터(11)의 전류 지령치 I*in2[A], 직류 전류 Iin2[A]
<4단째> 중간 버스(6)의 전압 지령치 V*o[V], 중간 전압 Vo[V], 태양광 발전 패널(3P)의 직류 전압 Vg[V]
<5단째> 상/중/하 중, 상이 스위칭 소자(Q81, Q84)의 게이트 펄스, 중이 DC/DC 컨버터(1)의 스위칭 소자(Q11)(로우사이드)의 게이트 펄스, 하가 DC/DC 컨버터(2)의 스위칭 소자(Q21)(로우사이드)의 게이트 펄스
(검증예 1 : 발전 전력 0 kW, 충전 전력 2 kW, 수전 전력 2 kW)
도 10 및 도 11은, 태양광 발전 패널(3P)의 발전이 없는 상태(태양광 발전 패널(3P)이 접속되지 않은 경우를 포함함)에서 축전지(3B)의 충전을 행하고 있는 전력 변환 장치(50)에 관한 파형도이다. 즉, 발전 전력은 0 kW이다. 또한, 여기서는, 충전 전력은 2 kW, 교류 계통(17)으로부터의 수전 전력은 2 kW, 축전지(3B)의 전압은 200 V로 했다. 도 10은, 무효 전류에 관한 전술한 제어를 행하지 않은 경우를 나타내고, 도 11은 제어를 행한 경우를 나타내고 있다.
DC/DC 컨버터(2)에 흐를 무효 전류를, 태양광 발전 패널(3P)의 출력을 받지 않은 DC/DC 컨버터(1)에 부담시키면, DC/DC 컨버터(2)의 전류는 평활화된다(도 11의 3단째의 평탄한 라인). 이 때, DC/DC 컨버터(1)의 직류측 콘덴서(4)의 전압이 축전지(3B)와 동일한 200 V를 유지하도록 제어하면, DC/DC 컨버터(2)의 스위칭 기간은 거의 변하지 않고, DC/AC 컨버터(8)가 스위칭을 행하는 기간에는 정지해 있는 상태가 유지되고 있다. DC/DC 컨버터(1)의 스위칭도, DC/DC 컨버터(2)와 동일한 기간에 행해지고, DC/AC 컨버터(8)가 동작하는 기간에는 정지한다.
또, 전류 평활화전(도 10)과 전류 평활화후(도 11)에는, 교류 전류 Ia 및 종합 고조파 왜곡률 THD(Total Harmonic Distortion)는 이하와 같이 되어 있다.
전류 평활화전(도 10) Ia : 9.53 Arms, THD : 6.0%
전류 평활화후(도 11) Ia : 9.46 Arms, THD : 5.2%
단, THD는, 스위칭 주기 15 kHz 이상의 리플을 제외하므로, 컷오프 주파수 5 kHz의 로우패스 필터를 통과시킨 파형으로부터 구했다.
(검증예 2 : 발전 전력 0 kW, 방전 전력 2 kW, 역조 전력 2 kW)
도 12 및 도 13은, 태양광 발전 패널(3P)의 발전이 없는 상태(태양광 발전 패널(3P)이 접속되지 않은 경우를 포함함)에서 축전지(3B)의 방전을 행하고 있는 전력 변환 장치(50)에 관한 파형도이다. 축전지(3B)의 전압은 200 V, 방전 전력은 2 kW로 했다. 도 12는, 무효 전류에 관한 제어를 행하지 않은 경우를 나타내고, 도 13은 제어를 행한 경우를 나타내고 있다.
또, 전류 평활화전(도 12)과 전류 평활화후(도 13)에는, 교류 전류 Ia 및 종합 고조파 왜곡률 THD는 이하와 같이 되어 있다.
전류 평활화전(도 12) Ia : 9.75 Arms, THD : 9.4%
전류 평활화후(도 13) Ia : 9.49 Arms, THD : 4.0%
이 경우, DC/DC 컨버터(1)에 무효 전류를 부담시켜, DC/DC 컨버터(1)의 직류측 콘덴서(4)의 전압이, 축전지(3B)와 동일한 200 V를 유지하도록 행했다. 이 경우도, 평활화에 의해 DC/DC 컨버터(2)의 스위칭 기간은 거의 변하지 않고, DC/AC 컨버터(8)가 스위칭을 행하는 기간에는 정지해 있는 상태가 유지된다. DC/DC 컨버터(1)의 스위칭도, DC/DC 컨버터(2)와 동일한 기간에 행해지고, DC/AC 컨버터(8)가 동작하는 기간에는 정지한다. 평활화전에는 DC/AC 컨버터(8)의 스위칭 기간으로부터 DC/DC 컨버터(1, 2)의 스위칭 기간으로 이행한 직후에 교류 전류에 딥이 발생하기 때문에 종합 고조파 왜곡률은 9.4%보다 컸지만, 평활화에 의해 교류 전류의 딥은 해소되고, 종합 고조파 왜곡률은 4.0%로 저하되었다.
(검증예 3 : 발전 전력 6 kW, 충전 전력 2 kW, 역조 전력 4 kW)
도 14 및 도 15는, 태양광 발전 패널(3P)의 발전이 있는 상태에서 축전지(3B)의 충전을 행하고 있는 전력 변환 장치(50)에 관한 파형도이다. 축전지(3B)의 전압은 태양광 발전 패널(3P)의 최적 동작 전압보다 낮은 200 V로 했다. 또한, 발전 전력은 6 kW, 충전 전력은 2 kW, 역조 전력은 4 kW로 했다. 도 14는, 무효 전류에 관한 제어를 행하지 않은 경우를 나타내고, 도 15는 제어를 행한 경우를 나타내고 있다.
또, 전류 평활화전(도 14)과 전류 평활화후(도 15)에는, 교류 전류 Ia 및 종합 고조파 왜곡률 THD는 이하와 같이 되어 있다.
전류 평활화전(도 14) Ia : 19.7 Arms, THD : 3.2%
전류 평활화후(도 15) Ia : 19.2 Arms, THD : 4.0%
이 경우, DC/DC 컨버터(2)는, 출력 전압을 DC/DC 컨버터(1)의 출력과 동일한 전압까지 올리지 않으면 전류가 흐르지 않기 때문에, 항상 스위칭을 행한다. 전류 평활화후에는, DC/DC 컨버터(2)의 전류는 대강 평활화되고, DC/DC 컨버터(1)의 맥류의 진폭도 작아졌다. 전류 평활후에도, DC/DC 컨버터(1)의 스위칭 기간은 DC/AC 컨버터(8)의 스위칭 기간과 중복되지 않고 서로 분리되어 있고, 스위칭 횟수는 증가하지 않았다.
(검증예 4 : 발전 전력 6 kW, 충전 전력 2 kW, 역조 전력 4 kW)
도 16 및 도 17은, 태양광 발전 패널(3P)의 발전이 있는 상태에서 축전지(3B)의 충전을 행하고 있는 전력 변환 장치(50)에 관한 파형도이다. 단, 축전지(3B)의 전압은 태양광 발전 패널(3P)의 최적 동작 전압보다 높은 275 V로 했다. 또한, 발전 전력은 6 kW, 충전 전력은 2 kW, 역조 전력은 4 kW로 했다. 도 16은, 무효 전류에 관한 제어를 행하지 않은 경우를 나타내고, 도 17은 제어를 행한 경우를 나타내고 있다. 이 경우, DC/DC 컨버터(1)가 항상 스위칭을 행하고 있다. 축전지(3B)의 전압이 태양광 발전 패널(3P)보다 높을 때에도 전류 평활화가 가능하다는 것을 알 수 있다.
또, 전류 평활화전(도 16)과 전류 평활화후(도 17)에는, 교류 전류 Ia 및 종합 고조파 왜곡률 THD는 이하와 같이 되어 있다.
전류 평활화전(도 16) Ia : 19.8 Arms, THD : 2.8%
전류 평활화후(도 17) Ia : 20.0 Arms, THD : 3.2%
(검증예 5 : 발전 전력 4 kW, 방전 전력 2 kW, 역조 전력 6 kW)
도 18 및 도 19는, 태양광 발전 패널(3P)의 발전이 있는 상태에서 축전지(3B)의 방전을 행하고 있는 전력 변환 장치(50)에 관한 파형도이다. 축전지(3B)의 전압은 200 V로 했다. 또한, 발전 전력은 4 kW, 방전 전력은 2 kW, 역조 전력은 6 kW로 했다. 도 18은, 무효 전류에 관한 제어를 행하지 않은 경우를 나타내고, 도 19는 제어를 행한 경우를 나타내고 있다. 이 경우도, DC/DC 컨버터(2)의 전류 평활화가 문제없이 행해지고 있다. DC/DC 컨버터(1)에는 스위칭 정지 기간이 있고, 평활후에도 DC/DC 컨버터(1)와 DC/AC 컨버터(8)가 교대로 스위칭을 행하는 원래의 동작이 유지되고 있다.
또, 전류 평활화전(도 18)과 전류 평활화후(도 19)에는, 교류 전류 Ia 및 종합 고조파 왜곡률 THD는 이하와 같이 되어 있다.
전류 평활화전(도 18) Ia : 29.3 Arms, THD : 1.7%
전류 평활화후(도 19) Ia : 29.7 Arms, THD : 2.7%
(검증예 6 : 발전 전력 4 kW, 방전 전력 2 kW, 역조 전력 6 kW)
도 20 및 도 21은, 태양광 발전 패널(3P)의 발전이 있는 상태에서 축전지(3B)의 방전을 행하고 있는 전력 변환 장치(50)에 관한 파형도이다. 축전지(3B)의 전압은 275 V로 했다. 또한, 발전 전력은 4 kW, 방전 전력은 2 kW, 역조 전력은 6 kW로 했다. 도 20은, 무효 전류에 관한 제어를 행하지 않은 경우를 나타내고, 도 21은 제어를 행한 경우를 나타내고 있다. 이 경우도, DC/DC 컨버터(2)의 전류 평활화가 문제없이 행해지고 있다. DC/DC 컨버터(2)에는 스위칭 정지 기간이 있고, 평활후에도 DC/DC 컨버터(2)와 DC/AC 컨버터(8)가 교대로 스위칭을 행하는 원래의 동작이 유지되고 있다.
또, 전류 평활화전(도 20)과 전류 평활화후(도 21)에는, 교류 전류 Ia 및 종합 고조파 왜곡률 THD는 이하와 같이 되어 있다.
전류 평활화전(도 20) Ia : 29.6 Arms, THD : 1.9%
전류 평활화후(도 21) Ia : 29.4 Arms, THD : 1.9%
(검증예 7 : 발전 전력 4 kW, 방전 전력 2 kW, 역조 전력 6 kW)
도 22의 상단ㆍ중단ㆍ하단은 각각, 도 21의 조건에서의 교류 전류 Ia, 태양광 발전 패널(3P)의 출력 전류 Ip, 및 축전지(3B)의 출력 전류 Ib의 파형도이다.
태양광 발전 패널(3P)이 접속된 DC/DC 컨버터(1)에 흐르는 전류는 무효 전류를 포함하고 있지만, 직류측 콘덴서(4)에 의해 평활화되고, 출력 전류 Ip는 대강 일정치로 되어 있는 것을 알 수 있다. 또, 이 경 전류 평활화후에는,
Ia : 29.4 Arms, THD : 1.9%
이다.
《보충 기재》
이번에 개시된 실시형태는 모든 점에서 예시이며 제한적인 것이 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명의 범위는 청구범위에 의해 제시되며, 청구범위와 균등한 의미, 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
《부기》
이상의 설명은, 이하에 부기하는 특징을 포함한다. 즉, 이 전력 변환 장치는 이하와 같이 표현할 수도 있다.
중간 버스를 통해 직류/교류의 전력 변환을 행하는 전력 변환 장치로서,
제1 직류 전원 또는 부하와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제1 DC/DC 컨버터와,
직류측 콘덴서와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제2 DC/DC 컨버터와,
상기 중간 버스에 접속된 중간 콘덴서와,
상기 중간 버스와 교류 계통의 사이에 설치되는 DC/AC 컨버터와,
상기 제1 DC/DC 컨버터, 상기 제2 DC/DC 컨버터, 및 상기 DC/AC 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고,
상기 제어부는, 상기 중간 버스에 흐르는 전류 중, 유효 전류에 관해서는 상기 제1 DC/DC 컨버터가 가장 많이 공급하는 전류 지령치의 설정으로 하고, 또한, 무효 전류에 관해서는 상기 제2 DC/DC 컨버터가 가장 많이 공급하는 전류 지령치의 설정으로 하는 전력 변환 장치이다.
1, 2 : DC/DC 컨버터
3B : 축전지
3P : 태양광 발전 패널
4, 5 : 직류측 콘덴서
6 : 중간 버스
7 : 중간 콘덴서
8 : DC/AC 컨버터
9 : 교류측 콘덴서
11, 12 : 직류 리액터
13 : 교류 리액터
14 : 필터 회로
15 : 교류 부하
16 : 상용 전력 계통
17 : 교류 계통
20 : 제어부
21, 22 : 스위치
31, 32 : 전압 센서
33, 34 : 전류 센서
35 : 전압 센서
36 : 전류 센서
37 : 전압 센서
50 : 전력 변환 장치
Q11, Q12, Q21, Q22, Q81, Q82, Q83, Q84 : 스위칭 소자
d11, d12, d21, d22 : 다이오드

Claims (13)

  1. 중간 버스를 통해 직류/교류의 전력 변환을 행하는 전력 변환 장치로서,
    제1 직류 전원 또는 부하와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제1 DC/DC 컨버터와,
    직류측 콘덴서와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제2 DC/DC 컨버터와,
    상기 중간 버스에 접속된 중간 콘덴서와,
    상기 중간 버스와 교류 계통의 사이에 설치되는 DC/AC 컨버터와,
    상기 제1 DC/DC 컨버터, 상기 제2 DC/DC 컨버터, 및 상기 DC/AC 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고,
    상기 제어부는, 상기 중간 버스에 흐르는 무효 전류를, 주로 상기 제2 DC/DC 컨버터가 공급하는 전류 지령치의 설정으로 하는 것인 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제어부는, 상기 제1 DC/DC 컨버터를 통과하는 전력, 및 상기 제2 DC/DC 컨버터를 통과하는 전력의 합계 전력이, 상기 중간 콘덴서에 관한 무효 전력, 및 상기 DC/AC 컨버터의 교류측에 나타나는 전력의 합계 전력과 일치하도록 제어하는 것인 전력 변환 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 DC/AC 컨버터의 교류측에, 교류 리액터 및, 또한 교류측에 교류측 콘덴서를 포함하는 필터 회로가 설치되고, 상기 필터 회로가 교류 계통과 접속되어 있고,
    상기 제어부는, 상기 교류 계통의 전력과 상기 교류측 콘덴서의 전력을 합계한 전력이, 상기 교류 리액터와 상기 DC/AC 컨버터의 사이에서 전달되는 전력과 일치하도록 제어하는 것인 전력 변환 장치.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 직류측 콘덴서는 직류측의 종단 회로를 폐쇄하는 소자인 것인 전력 변환 장치.
  5. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 직류측 콘덴서의 양단에 대하여 병렬로, 제2 직류 전원이 접속되는 것인 전력 변환 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 직류측 콘덴서와 상기 제2 직류 전원의 사이에, 상기 제어부에 의해 개폐 가능한 스위치가 설치되어 있는 것인 전력 변환 장치.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어부는, 상기 제1 DC/DC 컨버터를 흐르는 무효 전류가 0이 되고, 상기 제2 DC/DC 컨버터가 모든 무효 전류를 공급하도록 전류 지령치를 설정하는 것인 전력 변환 장치.
  8. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어부는, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 및 상기 제2 DC/DC 컨버터를 각각 흐르는 전류의 피크치가 최소가 되도록, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 및 상기 제2 DC/DC 컨버터의 무효 전류를 전류 지령치의 설정에 의해 제어하는 것인 전력 변환 장치.
  9. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어부는, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 및 상기 제2 DC/DC 컨버터를 각각 흐르는 전류의 제곱 평균치가 최소가 되도록, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 및 상기 제2 DC/DC 컨버터의 무효 전류를 전류 지령치의 설정에 의해 제어하는 것인 전력 변환 장치.
  10. 제4항에 있어서, 상기 제어부는, 상기 직류측 콘덴서의 양단 전압이, 상기 제1 직류 전원 또는 부하의 전압과 일치하도록, 상기 제2 DC/DC 컨버터의 무효 전류를 전류 지령치의 설정에 의해 제어하는 것인 전력 변환 장치.
  11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 무효 전류를 공급하는 전류 지령치의 설정이라는 것은, 상기 중간 버스에 흐르는 전류를 수식으로 나타낸 경우에, 시간에 의존하는 항의 일부 또는 전부를 할당하는 것인 전력 변환 장치.
  12. 제1 직류 전원 또는 부하와 중간 버스의 사이에 설치되는 제1 DC/DC 컨버터와, 직류측 콘덴서와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제2 DC/DC 컨버터와, 상기 중간 버스에 접속된 중간 콘덴서와, 상기 중간 버스와 교류 계통의 사이에 설치되는 DC/AC 컨버터와, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 상기 제2 DC/DC 컨버터, 및 상기 DC/AC 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 상기 중간 버스를 통해 직류/교류의 전력 변환을 행하는 전력 변환 장치에 관해, 상기 제어부가 실행하는 전력 변환 장치의 제어 방법으로서,
    상기 중간 버스에 흐르는 무효 전류를, 주로 상기 제2 DC/DC 컨버터가 공급하는 전류 지령치의 설정으로 하는 것인 전력 변환 장치의 제어 방법.
  13. 중간 버스를 통해 직류/교류의 전력 변환을 행하는 전력 변환 장치로서,
    제1 직류 전원 또는 부하와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제1 DC/DC 컨버터와,
    직류측 콘덴서와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제2 DC/DC 컨버터와,
    상기 중간 버스에 접속된 중간 콘덴서와,
    상기 중간 버스와 교류 계통의 사이에 설치되는 DC/AC 컨버터와,
    상기 제1 DC/DC 컨버터, 상기 제2 DC/DC 컨버터, 및 상기 DC/AC 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고,
    상기 제어부는, 상기 중간 버스에 흐르는 전류 중, 유효 전류에 관해서는 상기 제1 DC/DC 컨버터가 가장 많이 공급하는 전류 지령치의 설정으로 하고, 또한, 무효 전류에 관해서는 상기 제2 DC/DC 컨버터가 가장 많이 공급하는 전류 지령치의 설정으로 하는 것인 전력 변환 장치.
KR1020187009908A 2015-10-19 2016-07-04 전력 변환 장치 및 그 제어 방법 KR102537096B1 (ko)

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[발명의 개요]
[특허문헌]
본 발명은, 중간 버스를 통해 직류/교류의 전력 변환을 행하는 전력 변환 장치로서, 제1 직류 전원 또는 부하와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제1 DC/DC 컨버터와, 직류측 콘덴서와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제2 DC/DC 컨버터와, 상기 중간 버스에 접속된 중간 콘덴서와, 상기 중간 버스와 교류 계통의 사이에 설치되는 DC/AC 컨버터와, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 상기 제2 DC/DC 컨버터, 및 상기 DC/AC 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 상기 제어부는, 상기 중간 버스에 흐르는 무효 전류를, 주로 상기 제2 DC/DC 컨버터가 공급하는 전류 지령치의 설정으로 하는 전력 변환 장치이다.
제어 방법의 관점에서는, 제1 직류 전원 또는 부하와 중간 버스의 사이에 설치되는 제1 DC/DC 컨버터와, 직류측 콘덴서와 상기 중간 버스의 사이에 설치되는 제2 DC/DC 컨버터와, 상기 중간 버스에 접속된 중간 콘덴서와, 상기 중간 버스와 교류 계통의 사이에 설치되는 DC/AC 컨버터와, 상기 제1 DC/DC 컨버터, 상기 제2 DC/DC 컨버터, 및 상기 DC/AC 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 상기 중간 버스를 통해 직류/교류의 전력 변환을 행하는 전력 변환 장치에 관해, 상기 제어부가 실행하는 전력 변환 장치의 제어 방법으로서, 상기 중간 버스에 흐르는 무효 전류를, 주로 상기 제2 DC/DC 컨버터가 공급하는 전류 지령치의 설정으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법이다.

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