KR20130103808A

KR20130103808A - 전력 변환 장치

Info

Publication number: KR20130103808A
Application number: KR1020137021309A
Authority: KR
Inventors: 다쿠로오 오가와; 모리미츠 세키모토
Original assignee: 다이킨 고교 가부시키가이샤
Priority date: 2011-01-18
Filing date: 2011-12-28
Publication date: 2013-09-24
Also published as: BR112013017904B1; ES2816386T3; RU2013138458A; BR112013017904A2; JP5126409B2; EP2667501B1; EP2667501A1; JP2012165631A; CN103299539B; EP2667501A4; WO2012098628A1; KR101528691B1; CN103299539A; RU2543503C1

Abstract

교류전원(6)측으로부터의 전력을 복수의 스위칭 소자(Sr, Ss, St, Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)의 스위칭 동작에 의해 소정 주파수의 교류전력으로 변환하고, 이 교류전력을 모터(5)에 출력하는 변환부(20)를 설치한다. 모터(5)의 출력 토크가, 교류전원(6)의 출력전압 주파수의 정수배(整數倍)의 맥동(脈動)성분인 전원 맥동성분을 포함하고, 또한 모터(5)의 부하 토크 변동에 따라 변동하는 토크 제어동작을 행함과 동시에, 전원 맥동성분의 피크와 부하 토크 변동성분의 피크와의 타이밍이 일치 또는 거의 일치한 때의 피크 전류값을 구하여, 이 피크 전류값이 소정의 상한값을 초과하지 않도록, 출력 토크의 변동폭을 저감시키는 제어부(40)를 구비한다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION APPARATUS}

본 발명은, 모터를 제어하는 전력 변환 장치에 관한 것이다.

종래, 압축기 등의 모터를 제어하는 전력 변환 장치가 널리 알려져 있다.

예를 들어 특허문헌 1에는, 압축기의 일회전 중 부하 토크(torque)의 맥동(脈動)에 따라, 모터의 출력 토크를 변동시키는 전력 변환 장치가 개시되어 있다. 즉, 예를 들어, 도 18에 나타내듯이, 1-실린더식의 압축기에서는, 피스톤이 일회전 할 시, 그 회전각에 따라 압축 토크가 변동하고, 이에 수반하여 모터의 부하 토크도 맥동한다. 그래서, 특허문헌 1의 전력 변환 장치에서는, 이 부하 토크의 맥동에 동기하도록, 모터의 출력 토크를 변동시키고 있다. 이에 따라, 압축기 운전 시의 진동을 억제하고 있다.

한편, 특허문헌 2에는, 출력전압을 평활(平滑)하는 콘덴서의 용량이 매우 작은 전력 변환 장치가 개시되어 있다. 구체적으로, 이 전력 변환 장치는, 컨버터 회로와, 이 컨버터 회로에 병렬로 접속되는 직류 링크부와, 복수의 스위칭 소자를 갖는 인버터 회로를 구비하고 있다. 컨버터 회로에서는, 교류전원의 전원전압이 전파정류(全波整流)되어 직류 링크부로 출력된다. 직류 링크부에는, 정전(靜電)용량이 매우 작은 콘덴서가 접속되어 있다. 구체적으로, 이 콘덴서는 통상의 평활 콘덴서의 1/100 정도의 정전용량 밖에 갖지 않는다. 때문에, 직류 링크부로부터는, 정류 후의 전압이 평활화 되지 않고 맥동한 직류 전압으로서 출력된다. 인버터 회로는, 이 직류전압을 교류전압으로 변환하고, 이 전력을 모터에 공급하여 모터를 구동시킨다. 특허문헌 2의 전력 변환 장치는, 이와 같이 콘덴서를 소용량으로 함으로써, 전력 변환 장치의 소형화, 저비용화를 도모하고 있다.

또한, 특허문헌 3에서는, 특허문헌 2에 개시한 콘덴서 용량이 작은 전력 변환 장치에 대해, 상기와 같은 토크 제어를 행하는 것이 개시되어 있다. 즉, 직류 링크부 콘텐서의 정전용량이 작으면, 인버터 회로로의 출력전압도, 맥동 성분을 가지게 된다. 그래서, 특허문헌 3에서는, 모터의 부하 토크 맥동성분과, 전원전압의 출력전압 맥동성분이 출력 토크에 포함되도록 하여, 모터의 부하 토크에 따라 출력 토크를 변동시키고, 압축기의 진동을 저감시킨다.

일본 특허공개 2005-046000호 공보 일본 특허공개 2002-51589호 공보 일본 특허 제4192979호

그런데, 특허문헌 3에 개시한 토크 제어동작에 있어서는, 모터의 부하 토크 맥동성분 피크와, 전원전압에 동기하는 직류 링크전압의 맥동성분 피크가 일치하는 타이밍에, 출력 토크의 증대에 수반하여 모터의 전류값이 상승한다. 때문에, 이와 같은 모터의 전류값 증대에 수반하여, 스위칭 소자의 파괴를 초래하거나, 모터 자석의 감자(減磁)를 초래하는 문제가 발생한다. 이와 같은 문제의 대책으로서, 예를 들어 특허문헌 3에는, 모터의 전류값을 검출하고, 이 전류가 소정의 상한값을 초과하면, 출력 토크를 저감시키는 제어가 개시되어 있다.

그러나, 직류 링크전압의 맥동성분과, 부하 토크의 맥동성분은 각각 다른 주파수로 맥동하므로, 양자(兩者) 성분의 피크 타이밍은 반드시 일치하지 않는다. 때문에, 양자의 피크가 어긋나는 타이밍에서 모터의 전류를 검출하여도, 이 전류값은 비교적 낮은 값이 되므로, 원하는 피크 전류를 검출할 수 없다. 그 결과, 모터의 출력 토크 변동폭을 정확하게 제한할 수 없어, 상기와 같은 문제가 발생하여 버릴 가능성이 있다.

본 발명은, 이러한 점을 감안하여 이루어진 것이고, 그 목적은, 토크 제어동작에 있어서, 모터전류의 상승을 확실하게 검출할 수 있는 전력 변환 장치를 제안하는 데 있다.

제 1 발명은, 복수의 스위칭 소자(Sr, Ss, St, Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)를 가지며, 교류전원(6)측으로부터의 전력을 상기 복수의 스위칭 소자(Sr, Ss, St, Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)의 스위칭 동작에 의해 소정 주파수의 교류전력으로 변환하고, 이 교류전력을 모터(5)에 출력하는 변환부(20)와, 상기 모터(5)의 출력 토크가, 상기 교류전원(6)의 출력전압 주파수의 정수배(整數倍)의 맥동성분인 전원 맥동성분을 포함하고, 또한 상기 모터(5)의 부하 토크 변동에 따라 변동하도록 토크 제어동작을 행함과 동시에, 상기 전원 맥동성분의 피크와 상기 부하 토크 변동성분의 피크와의 타이밍이 일치 또는 거의 일치한 때의 피크 전류값을 구하여, 이 피크 전류값이 소정의 상한값을 초과하지 않도록, 상기 출력 토크의 변동폭을 저감시키는 제어부(40)를 구비하는 것을 특징으로 한다.

그리고, 여기서 말하는 교류전원(6)의 출력전압이란, 예를 들어 직류 링크부를 갖는 전력 변환 장치인 경우, 직류 링크부의 출력전압(즉, 교류전원(6)에 동기하는 맥동성분을 포함하는 출력전압)도 포함하는 것이다.

제 1 발명에서는, 제어부(40)가, 모터(5)의 출력 토크에 교류전원(6)의 출력전압의 맥동성분이 포함되도록, 모터(5)의 출력 토크를 맥동시킨다. 또, 제어부(40)는, 모터(5)의 부하 토크 변동에 따라 모터(5)의 출력 토크를 변동시키는, 토크 제어동작을 행한다.

또, 제 2 발명은, 제 1 발명에 있어서, 상기 제어부(40)는, 소정의 판정시간에 상기 피크 전류값을 유지하는 피크 홀드부(55)와, 이 피크 홀드부(55)에서 유지된 피크 전류값이 소정의 상한값을 초과하면, 상기 모터(5)의 출력 토크 변동폭을 저감시키는 토크 제어량 조정부(54)를 구비하는 것을 특징으로 한다.

이 토크 제어동작에 있어서, 피크 홀드부(55)가 모터(5)의 전류 최대값을 피크 전류로서 유지함으로써, 모터(5)의 피크 전류를 확실하게 도출(導出)할 수 있다. 이 점에 대해서 상세하게 설명한다.

상술과 같이, 모터(5)의 전류는, 모터(5)의 부하 토크 피크와, 교류전원(6)의 출력전압 피크와의 타이밍이, 일치한 때에 가장 크게 된다. 그러나, 모터(5)의 부하 토크 맥동의 주기와, 교류전원(6)의 출력전압 맥동의 주기와는, 반드시 동일하지 않으므로, 양자의 피크가 일치하지 않는 타이밍에서 모터(5)의 전류를 검출하여도, 이 전류값은 비교적 작은 값이 되어 버린다. 즉, 양자의 피크가 일치하는 타이밍에서, 모터(5)의 전류를 검출하지 않으면, 토크 제어동작 시에 발생할 수 있는 모터(5)의 피크 전류를 확실하게 도출(導出)할 수 없다.

그래서, 본 발명에서는, 피크 홀드부(55)가 모터(5)의 전류 최대값을 소정의 판정기간마다 유지하도록 한다. 이에 따라, 이 판정기간에, 모터(5)의 부하 토크 피크와, 전원전압의 출력전압 피크가 거의 겹쳐지는 타이밍에서 피크 전류를 도출할 수 있다. 토크 제어량 조정부(54)는, 이와 같이 하여 도출한 피크 전류가 소정의 상한값을 초과하면, 모터(5)의 출력 토크 변동폭을 저감시키는 제어를 행한다.

제 3 발명은, 제 2 발명에 있어서, 상기 제어부(40)는 상기 피크 홀드부(55)의 판정기간 중에, 상기 부하 토크의 맥동성분 피크와 상기 전원 맥동성분이 일치 또는 거의 일치하도록, 상기 모터(5)의 운전주파수(fc)를 보정하는 속도지령 조정부(72)를 구비하는 것을 특징으로 한다.

제 3 발명에서는, 피크 홀드의 판정기간에, 속도지령 조정부(72)에 의해, 모터(5)의 부하 토크 피크와, 직류 링크부(15)의 출력전압 피크의 타이밍을 일치 또는 거의 일치시킬 수 있다. 그 결과, 이 판정기간에, 모터(5)의 피크 전류를 확실하게 도출할 수 있다.

제 4 발명은, 제 2 또는 제 3 발명에 있어서, 상기 제어부(40)는, 상기 교류전원(6)의 출력전압 주파수와, 상기 모터(5)의 운전 주파수에 기초하여, 상기 모터(5)의 부하 토크 피크와 상기 교류전원(6)의 출력전압 피크가 일치 또는 거의 일치하는 타이밍이 존재하는 주기를 도출하는 주기 도출부(71)를 구비하고, 상기 속도지령 조정부(72)는, 상기 주기 도출부(71)에서 도출되는 주기가, 상기 피크 홀드부(55)의 판정기간 이하가 되도록, 상기 모터(5)의 운전 주파수를 보정하는 것을 특징으로 한다.

제 4 발명에서는, 주기 도출부(71)에 의해, 교류전원(6)의 출력전압 주파수와, 모터(5)의 운전 주파수에 기초하여, 교류전원(6)의 출력전압 피크와, 모터(5)의 부하 토크와의 타이밍이 일치 또는 거의 일치하는 주기가 도출된다. 속도지령 조정부(72)는, 이와 같이 하여 도출된 주기가, 피크 홀드부(55)의 판정기간 이하가 되도록, 모터(5)의 운전 주파수를 보정한다. 그 결과, 이 판정기간에 있어서, 교류전원(6)의 출력전압 피크와, 모터(5)의 부하 토크 피크와의 타이밍을 일치 또는 거의 일치시켜 피크 전류를 도출할 수 있다.

또, 제 5 발명은, 제 1 발명에 있어서, 상기 제어부(40)는, 상기 피크 전류값을 추정하고, 추정한 피크 전류값이 소정의 상한값을 초과하지 않도록, 상기 모터(5)의 출력 토크 변동폭을 저감시키는 것을 특징으로 한다.

이 구성에서는, 추정에 의해, 피크 전류값이 구해진다.

제 6 발명은, 제 1에서 제 5 발명 중 어느 하나에 있어서, 상기 교류전원(6)으로부터의 전압을 정류(整流)하는 컨버터 회로(11)와, 상기 컨버터 회로(11)의 출력에 병렬로 접속되는 콘덴서(16)를 갖는 직류 링크부(15)와, 상기 직류 링크부(15)로부터의 출력전압을 교류전압으로 변환하고, 이 교류전압을 모터(5)에 상기 변환부로서 인버터 회로(20)를 구비하고, 상기 콘덴서(16)의 용량값은, 상기 인버터 회로(20)의 입력전압이 크게 맥동하는 값으로 설정되는 것을 특징으로 한다.

제 6 발명의 전력 변환 장치는, 콘텐서(16)의 정전용량이 매우 작아지고, 인버터 회로(20)의 입력전압이 크게 맥동하도록 구성된다.

제 1 발명과 제 2 발명에 의하면, 모터(5)의 피크 전류가 소정값을 초과하면, 모터(5)의 출력 토크를 저감시킨다. 이로써, 모터(5)의 전류값이 과잉이 되어 스위칭 소자 등이 파손되어 버리는 것을 미연에 회피할 수 있다.

특히, 제 2 발명에서는, 모터(5)의 전류값을 소정의 판정기간에 유지하는, 피크 홀드(peak hold)를 행하도록 하므로, 부하 토크의 피크와 전원전압의 피크와의 타이밍이 일치 또는 거의 일치하는 타이밍에서의 피크 전류를 도출할 수 있다. 따라서, 모터(5)의 전류값 상승을 확실하게 검출할 수 있고, 스위칭 소자 등을 확실하게 보호할 수 있다.

특히, 제 3과 제 4 발명에서는, 판정기간 내에, 부하 토크의 피크와 직류 링크전압의 피크와의 타이밍이 일치 또는 거의 일치하도록 모터(5)의 운전 주파수를 조정한다. 이 운전 주파수는, 일반적으로는 전원 주파수에 기초하여 결정되므로, 예를 들어 교류전원(6)의 전원 주파수가 원하는 주파수(예를 들어 50㎐ 또는 60㎐)에 대해 불규칙(variation)한 경우에도, 원하는 주기에서 비트(beat)를 발생시킬 수 있다. 또, 예를 들어 마이크로 컴퓨터 클록(microcomputer clock)이 불규칙한 경우에도, 원하는 주기에서 비트를 발생시킬 수 있다. 그 결과, 이 판정기간 내에서, 부하 토크의 피크와 직류 링크전압의 피크가 일치 또는 거의 일치하는 타이밍에서의 피크 전류를 확실하게 도출할 수 있다.

또, 제 5 발명에서는, 용이하게 피크 전류를 구하는 것이 가능해진다.

제 6 발명에서는, 콘덴서의 정전용량이 매우 작은, 이른바 콘덴서리스의 전력 변환 장치에 있어서, 모터(5)의 전류값 상승을 확실하게 검출할 수 있고, 스위칭 소자 등을 확실하게 보호할 수 있다.

도 1은, 실시형태에 관한 전력 변환 장치의 개략 회로도이다.
도 2는, 전력 변환 장치의 제어부 상세를 나타낸 블록도이다.
도 3은, 전력 변환 장치의 토크 제어부의 상세를 나타낸 블록도이다.
도 4는, 토크 제어동작(토크 제어량=100%)에서의, 모터의 부하 토크, 직류 링크전압, 및 모터의 출력 토크 파형을 나타낸 도표이다.
도 5는, 토크 제어동작(토크 제어량=150%)에서의, 모터의 부하 토크, 직류 링크전압, 및 모터의 출력 토크 파형을 나타낸 도표이고, 리미터(limiter)에 의해 마이너스 토크를 제한하지 않은 상태의 것이다.
도 6은, 토크 제어동작(토크 제어량=150%)에서의, 모터의 부하 토크, 직류 링크전압, 및 모터의 출력 토크 파형을 나타낸 도표이고, 리미터에 의해 마이너스 토크를 제한한 상태의 것이다.
도 7은, 토크 제어동작에서의, 모터의 부하 토크, 직류 링크전압, 및 모터의 출력 토크 파형을 나타낸 도표이고, 부하 토크의 피크와 직류 링크전압의 피크가 일치한 상태의 것이다.
도 8은, 토크 제어동작에서의 피크 홀드의 동작을 설명하기 위한 도표이다.
도 9는, 모터의 부하 토크 피크와, 직류 링크전압의 피크가 서서히 어긋나가는 상태를 설명하기 위한 도표이다.
도 10은, 속도지령 보정부의 블록도이다.
도 11은, 비트의 발생 주기와, 피크 홀드의 판정주기를 나타낸 도표이고, 판정 기간마다 비트가 발생하지 않는 상태를 나타낸 것이다.
도 12는, 속도지령 보정부의 제어동작을 나타내는 흐름도이다.
도 13은, 비트의 발생 주기와, 피크 홀드의 판정주기를 나타낸 도표이고, 판정 기간마다 각각 비트가 발생하는 상태를 나타낸 것이다.
도 14는, 리액터(reactor)와 콘덴서의 공진에 수반하는 직류 링크전압의 상승의 일례를 나타낸 도표이다.
도 15는, 변형예 1에 관한 전력 변환 장치의 개략 회로도이다.
도 16은, 변형예 2에 관한 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 17은, 변형예 3에 관한 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 18은, 압축 토크 변동의 일례를 나타내는 도표이다.
도 19는, 본 발명의 제 2 실시형태에 관한 제어부의 구성을 나타내는 블록도이다.

이하, 본 발명의 실시형태를 도면에 기초하여 상세하게 설명한다. 그리고, 이하에 나타내는 실시형태는, 본질적으로 바람직한 예시이고, 본 발명, 그 적용물, 또는 그 용도의 범위를 제한하는 것을 의도하는 것은 아니다.

≪제 1 실시형태≫

본 발명에 관한 전력 변환 장치(10)는, 예를 들어 공기조화장치의 냉매회로에 접속되는 압축기의 3상(相) 교류식 모터(5)에 접속된다. 압축기는, 예를 들어, 1개의 실린더를 갖는 로터리식 압축기로 구성된다. 즉, 이 압축기에서는, 구동축이 일회전 할 시에, 압축 토크(즉, 모터(5)의 부하 토크)가 맥동한다. 또, 모터(5)는, 예를 들어 4극 6슬롯의 집중권(集中捲) DC브러시 리스(Brushless DC)식의 모터이다. 후술하듯이, 전력 변환 장치(10)에서는, 이 모터(5)의 발생 토크를 제어하여 모터(5)의 진동을 억제하는 토크 제어동작을 실행 가능하게 구성된다.

<전력 변환 장치의 전체구성>

도 1에 나타내듯이, 전력 변환 장치(10)는, 컨버터 회로(11), 직류 링크부(15), 인버터 회로(20), 및 제어부(40)를 구비한다. 전력 변환 장치(10)는, 단상(單相)의 교류전원(6)으로부터 공급된 교류의 전력을 소정 주파수의 전력으로 변환하여, 모터(5)에 공급한다.

컨버터 회로(11)는, 교류전원(6)에 접속된다. 컨버터 회로(11)는, 복수(본 실시형태에서는 4개)의 다이오드(D1∼D4)가 브리지 형상으로 결선(結線)된, 이른바 다이오드 브리지 회로(diode bridge circuit)이다. 컨버터 회로(11)는, 교류전원(6)이 출력한 교류를 직류로 전파정류하는 전파정류 회로이다.

직류 링크부(15)는, 컨버터 회로(11)의 출력측에 병렬로 접속된다. 컨버터 회로(11)와 직류 링크부(15) 사이에는, 리액터(12)가 접속된다. 직류 링크부(15)는, 콘덴서(16)를 구비한다. 콘덴서(16)의 양단에 발생한 직류전압(직류 링크전압Vdc)은, 인버터 회로(20)의 입력 노드(node)에 접속된다.

콘덴서(16)는, 예를 들어 필름 콘덴서에 의해 구성된다. 콘덴서(16)는, 그 정전용량이 비교적 작은 용량(예를 들어 수십 ㎌)으로 설정된다. 구체적으로, 콘덴서(16)는, 인버터 회로(20)의 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)가 동작할 시, 이 스위칭 동작의 주파수에 대응하여 발생하는 리플전압(ripple voltage)(전압변동)을 평활화 가능한 정전용량을 갖는다. 한편, 콘덴서(16)는, 컨버터 회로(11)에 의해 정류된 전압(전원전압에 기인하는 전압변동)을 평활화 할 수 없는 정전용량을 가진다. 따라서, 직류 링크부(15)는, 컨버터 회로(11)의 출력을 받아, 콘덴서(16)의 양단에서 교류전원(6)의 전원전압(Vin) 2배의 주파수 맥동을 갖는 직류 링크전압(Vdc)을 출력한다. 직류 링크부(15)가 출력하는 직류 링크전압(Vdc)은, 그 최대값이 그 최소값의 2배 이상이 되는 큰 맥동을 갖는다.

인버터 회로(20)는, 변환부를 구성하여, 입력 노드가 직류 링크부(15)의 콘덴서(16)에 병렬로 접속되고, 직류 링크부(15)의 출력을 스위칭하여 3상 교류로 변환하여, 접속된 모터(5)에 공급한다. 본 실시형태의 인버터 회로(20)는, 복수의 스위칭 소자가 브리지 결선되어 구성된다. 이 인버터 회로(20)는, 3상 교류를 모터(5)에 출력하므로, 6개의 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)를 구비한다. 상세하게는, 인버터 회로(20)는, 2개의 스위칭 소자를 서로 직렬로 접속하여 이루어지는 3개의 스위칭 레그를 구비하고, 각 스위칭 레그에서 상측 아암(arm)의 스위칭 소자(Su, Sv, Sw)와 하측 아암의 스위칭 소자(Sx, Sy, Sz)와의 중점(中點)이, 각각 모터(5)의 각 상(相)의 코일(도시는 생략)에 접속된다. 또, 각 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)에는, 환류 다이오드(Du, Dv, Dw, Dx, Dy, Dz)가 역(逆)병렬로 접속된다. 인버터 회로(20)는, 이들의 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)의 온오프(ON/OFF) 동작에 의해, 직류 링크부(15)로부터 입력된 직류 링크전압(Vdc)을 스위칭하여 3상 교류전압으로 변환하고, 모터(5)로 공급한다.

전력 변환 장치(10)는, 각종 검출부를 구비한다. 구체적으로, 전력 변환 장치(10)는, 교류전원(6)의 전원전압(Vin)을 검출하는 전원전압 검출부(25)와, 교류전원(6)의 전원전압 전원위상(θin)을 검출하는 전원위상 검출부(26)와, 교류전원(6)의 전원전압 주파수(fin)를 검출하는 전원 주파수 검출부(27)를 구비한다. 또, 전력 변환 장치(10)는, 컨버터 회로(11)의 입력전류(Iin)를 검출하는 입력전류 검출부(28)와, 직류 링크부(15)의 직류 링크전압(Vdc)을 검출하는 DC 링크전압 검출부(29)를 구비한다. 또한, 전력 변환 장치(10)는, 모터(5)를 흐르는 전류(Idq)(상세하게는, 모터(5)의 각 상을 흐르는 전류)를 검출하는 모터전류 검출부(30)와, 모터(5)의 위상(θm)을 검출하는 모터 위상 검출부(31)와, 모터(5)의 실회전 속도(ωm)를 검출하는 모터 회전수 검출부(32)를 구비한다.

제어부(40)는, 인버터 회로(20)의 스위칭(온오프 동작)을 제어하는 게이트 신호(G)를 인버터 회로(20)에 출력하는 것이다. 본 실시형태의 제어부(40)는, 전원전압의 맥동성분을, 모터(5)의 출력 토크에 합성시킴과 동시에, 이 모터(5)의 부하 토크 변동에 따라 모터(5)의 출력 토크를 변동시키는 토크 제어동작을 행하도록 구성된다.

<제어부의 상세 구성>

도 2에 나타내듯이, 제어부(40)는, 속도 제어부(41), 토크 제어부(50), 토크 제어 중첩부(42), 토크 지령 변조부(43), 2차 조파(調波) 인가부(44), 입력전류 지령 생성부(45), 증폭기(46), 리미터(60), 전류 제어부(47), 및 PWM 연산부(48)를 구비한다.

속도 제어부(41)에는, 감산부(34)에서, 모터 회전속도의 속도지령(ω*)으로부터 모터(5)의 실회전 속도(ωm)가 감산(減算)된 후의 편차가 입력된다. 속도 제어부(41)는, 실회전 속도(ωm)와 속도지령(ω*)과의 편차를 비례·적분연산(PI 연산)함으로써, 모터(5)의 부하 토크 평균(평균토크)을 산출한다. 이 평균토크는, 소정의 주기에서 맥동하는 부하 토크의 평균값이다. 속도 제어부(41)는, 이 평균토크를 지령값(평균토크 지령값(Tave*))으로 하여, 토크 제어 중첩부(42)로 출력한다.

토크 제어 중첩부(42)에서는, 평균토크 지령값(Tave*)과, 상세한 것은 후술하는 토크 제어부(50)로부터 출력된 지령값이 승산(乘算)된다. 이에 따라, 토크 제어 중첩부(42)에서는, 모터(5)의 부하 토크 맥동성분을 합성한 토크 지령값(T*)이 생성된다. 토크 제어 중첩부(42)에서 생성된 지령값은, 토크 지령 변조부(43)에 입력된다.

토크 지령 변조부(43)는, 교류전원(6)의 위상각(전원위상(θin))을 입력으로서 정현값 sinθin을 생성하고, 이에 따른 변조계수 r을 토크 지령값(T*)에 승산하여 2차 조파 인가부(44)에 출력한다. 2차 조파 인가부(44)는, 모터(5)에서의 출력 전력을 정현파형으로 하도록, 토크 지령 변조부(43)의 출력값에 전원 주파수 2배의 주파수 성분을 인가한다. 상기 변조계수 r는, 예를 들어 |sin(θin)|이나 sin²(θin)이 된다. 그리고, 모터(5)에서의 출력전력을 정현파에 근사시키기 위해, 전원 주파수(50㎐ 또는 60㎐)에 따라 변조계수 r를 변경하여도 된다. 또, 모터(5)의 출력전력이 정현파형으로 되도록, 위상(θin)을 소정량 Δ만 어긋나게 한 정현값 sin(θin＋Δ)에 따라 변조계수 r을 결정하여도 된다. 이에 따라, 전원 주파수 2배의 주파수 성분을 인가하는 것과 거의 마찬가지 효과를 얻을 수 있다.

한편, 입력전류 지령 생성부(45)는, 입력전류(Iin)를 푸리에 변환(Fourier transform)하여 기본파 주파수 성분을 추출하고, 이에 sin(θin)을 승산하여 입력전류의 지령값(Iin*)을 생성한다. 이 지령값(Iin*)은, 감산기(35)에서, 입력전류의 절대값(|Iin|)이 감산된 후, 증폭기(46)로 출력된다. 증폭기(46)에서는, 감산 후의 출력값에 소정의 게인(gain)이 승산된다.

2차 조파 인가부(44)로부터의 출력값과, 증폭기(46)로부터의 출력값은, 가산기(36)에서 가산된다. 가산 후의 지령값은, 상세한 것은 후술하는 리미터(60)에서 처리된 후, 감산기(37)에 입력된다. 감산기(37)에서는, 리미터(60)측으로부터 출력된 지령값으로부터, 실제의 모터전류(Idq)가 감산되고, 이 값이 전류 제어부(47)로 출력된다. 전류 제어부(47)는, 이 전류 지령값에 기초하여 전압 지령값(Vdq*)을 생성하고, 이 전압 지령값(Vdq*)을 PWM 연산부(48)로 출력한다.

PWM 연산부(48)는, 전압 지령값(Vdq*)에 기초하여, 각 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)의 온오프 동작을 제어하는 게이트 신호(G)를 생성한다. 이에 따라, 각 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)는, 소정의 듀티비로 온오프 동작을 행한다.

<토크 제어부의 기본구성>

토크 제어부(50)는, 모터(5)의 부하 토크 등에 기초하여, 상술한 토크 지령의 제어량을 결정/출력하기 위한 것이다. 도 3에 나타내듯이, 토크 제어부(50)는, 1차 성분 추출기(52), 증폭기(53), 토크 제어량 조정부(54), 및 피크 홀드부(55)를 구비한다.

1차 성분 추출기(52)는, 모터(5)의 부하 토크 맥동성분 중, 모터(5)의 진동에 가장 영향을 미치는 1차 성분(기본파 주파수 성분)을, 푸리에 변환에 의해 추출한다. 증폭기(53)는, 1차 성분 추출기(52)에서 추출된 1차 성분에 소정의 게인을 승산하고, 토크 제어량 조정부(54)로 출력한다.

토크 제어량 조정부(54)에서는, 상술한 평균토크 지령값(Tave*)에 승산되는 지령값을 최종적인 토크 제어량으로서 상기 토크 제어 중첩부(42)로 출력한다. 이로써, 토크 제어 중첩부(42)로부터는, 평균토크 지령값(Tave*)보다 큰 변동폭의 토크 지령값(T*)이 출력된다. 그리고, 승산 후의 토크 지령값(T*)의 변동폭이, 평균토크 지령값(Tave*)과 동일한 경우에, 모터(5) 출력 토크의 변동폭이 부하 토크의 평균값(평균토크)에 상당하는 크기가 되고, 이 때의 평균토크에 대한 출력 토크의 변동폭 비율을 토크 제어량=100%로 한다. 본 실시형태에서는, 모터(5) 진동의 주성분이 되는 1차 성분이 평균토크보다 크므로, 통상, 충분히 진동을 억제하도록 토크 제어를 행하면, 토크 제어량이 100% 이상이 된다. 즉, 본 실시형태에서는, 토크 제어동작 시에, 모터(5)의 출력 토크가, 모터(5)의 부하 토크 평균값보다 큰 변동폭을 포함하는 파형이 되도록 조정된다.

도 3에 나타내는 피크 홀드부(55)는, 모터(5)를 흐르는 전류(Idq)의 최대값을 소정의 판정기간에서 유지하여 피크 전류를 도출하는 피크 전류 도출부를 구성한다. 토크 제어량 조정부(54)는, 이 피크 전류가 소정의 상한값을 초과하면, 토크 제어량을 저감하도록 출력 지령값을 조정한다. 또, 토크 제어량 조정부(54)는, DC 링크전압 검출부(29)에서 검출된 직류 링크전압(Vdc)에 기초하여, 토크 제어량의 출력 지령값을 제한한다.

<토크 제어동작의 기본 동작에 대해>

토크 제어동작에 대해, 보다 구체적으로 설명한다. 상술한 전류 제어부(47)의 입력 지령값에는, 모터(5)의 부하 토크를 억제하는 출력 토크를 발생시키기 위한 토크 지령값이 합성된다. 이에 따라, 토크 제어동작 시에는, 예를 들어 도 4에 나타내듯이 하여, 모터(5)의 출력 토크가 제어된다. 그리고, 도 4는, 교류전원(6)의 전원 주파수 fin=50㎐, 모터(5)의 회전속도=30rps, 토크 제어량=100%의 조건 하의, 모터(5)의 부하 토크, 직류 링크부(15)로부터 출력되는 직류 링크전압(Vdc), 및 모터(5)의 출력 토크의 경시(經時) 변화를 나타낸 것이다.

본 실시형태의 전력 변환 장치(10)에서는, 직류 링크전압(Vdc)이 주기(Tdc)에서 맥동함과 동시에, 모터(5)의 부하 토크도 주기(Tc)에서 맥동한다. 이로써, 출력 토크는, 교류전원(6)의 전원전압 맥동과, 부하 토크의 맥동이 합성되도록 제어된다. 따라서, 예를 들어 직류 링크전압(Vdc)의 피크와, 부하 토크의 피크가 비교적 근사해지는 타이밍에서는, 출력 토크도 비교적 크게 된다. 이에 따라, 부하 토크와 동기하도록 모터(5)의 출력 토크가 제어되므로, 모터(5)의 속도변동이 억제되어 모터(5)의 진동이 저감된다. 특히, 본 실시형태에서는, 진동의 주요인이 되는 부하 토크의 기본파 주파수 성분을 억제하도록 모터(5)의 출력 토크가 제어되므로, 모터(5)의 진동을 효과적으로 억제할 수 있다.

<리미터에 대해>

상기와 같은 토크 제어동작에 있어서는, 모터(5)의 진동 1차 성분을 억제하기 위해 토크 제어량이 100% 이상이 된다. 때문에, 이 토크 제어에서는, 모터(5)의 출력 토크 변동폭(진폭)이 커지기 쉽다. 따라서, 이와 같이 하여 출력 토크의 진폭이 크게 되어, 출력 토크가 마이너스측에 도달하면, 모터(5)가 회생동작을 실행하여 버릴 가능성이 있다.

구체적으로, 예를 들어 도 5에 나타내는 예는, 교류전원(6)의 전원 주파수 fin=50㎐, 모터(5)의 회전속도=30rps, 토크 제어량=150%의 조건 하에서의, 모터(5)의 부하 토크, 직류 링크부(15)로부터 출력되는 직류 링크전압(Vdc), 및 모터(5)의 출력 토크의 경시변화를 나타낸 것이다. 이 예에서는, 토크 제어량의 증대에 기인하여 출력 토크의 변동폭이 커지고, 이에 수반하여 출력 토크가 0을 하회하여 마이너스측까지 변동한다. 그 결과, 도 5의 파선으로 둘러싼 영역에서는 모터(5)가 회생동작을 실행하여 버린다.

한편, 본 실시형태의 전력 변환 장치(10)는, 직류 링크부(15) 콘덴서(16)의 정전용량이 매우 낮게 설정된다. 때문에, 이와 같이 모터(5)가 회생동작을 행하면, 이 회생 에너지를 콘덴서(16)가 충분히 흡수할 수 없어, 직류 링크부(15)가 과(過)전압이 되어, 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) 등의 파괴를 초래할 우려가 있다. 그래서, 본 실시형태에서는, 도 2에 나타내듯이, 제어부(40)에 리미터(60)를 설치함으로써, 출력 토크가 마이너스 토크에 도달하는 것을 제한하고 있다. 즉, 리미터(60)는, 입력된 지령값에 대해, 모터(5)의 출력 토크가 마이너스에 도달하지 않도록, 마이너스측의 출력 토크를 제한하는 지령값을 생성한다. 이에 따라, 예를 들어 도 6에 나타내듯이, 종래에는 마이너스측으로 변동하고 있던 출력 토크(도 6의 2점 쇄선으로 나타내는 출력 토크)가, 마이너스보다 높은 값(예를 들어 출력 토크=0)의 상태로 유지된다. 그 결과, 모터(5)의 회생 동작을 확실하게 방지하여, 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) 등의 보호를 도모할 수 있다. 한편, 이 리미터(60)의 제어에 있어서는, 플러스측의 출력 토크에 대해 아무런 제한이 가해지지 않는다. 이로써, 토크 제어동작에서는, 모터(5)의 출력 토크를 충분히 얻을 수 있어, 모터(5)의 진동을 효과적으로 억제할 수 있다.

그리고, 본 실시형태에서는, 리미터(60)를 전류 제어부(47)의 입력측 직전에 설치함으로써, 출력 토크가 마이너스측에 도달하는 것을 확실하게 방지하도록 한다. 그러나, 이 리미터(60)는, 전류 제어부(47)의 입력측이라면 다른 부분에 설치하도록 하여도 된다. 구체적으로는, 이 리미터(60)를 토크 제어부(50)의 토크 제어량 조정부(54)의 출력측에 설치할 수 있다.

<토크 제어동작 시의 모터전류의 억제에 대해>

상술한 토크 제어동작 시에는, 모터(5)의 출력 토크 증대에 기인하여, 모터(5)의 전류(Idq)가 높아진다. 구체적으로는, 예를 들어 도 7에 나타내듯이, 모터(5)의 부하 토크의 피크(도 7의 2점 쇄선으로 나타내는 피크(Pl)와, 직류 링크전압(Vdc)의 피크(도 7의 하얗게 칠한 점으로 나타내는 피크(Pdc))와의 타이밍이 일치 또는 거의 일치하면, 이에 수반하여 모터(5)의 출력 토크가 매우 크게 된다. 따라서, 이들 양자의 피크(Pl, Pdc) 타이밍이 일치한 경우에, 모터(5)의 전류가 급상승한다. 이와 같이 하여, 모터(5)의 전류가 급준(急峻)하게 상승하면, 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)의 전류값이 정격(定格) 최대허용 전류값을 초과하여 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)의 파괴를 초래하거나, 모터(5) 자석의 감자(減磁)를 초래한다. 또, 이와 같은 대책으로서 디바이스의 전류용량을 크게 하면, 전력 변환 장치(10)의 비용 상승을 초래한다.

이와 같은 문제의 대책으로서는, 모터(5)의 전류값을 적절히 검출하고, 이 전류가 소정의 상한값을 초과하지 않도록, 토크 제어량 조정부(54)의 토크 제어량을 제한하는 것을 생각할 수 있다. 그러나, 본 실시형태에서는, 상기와 같이 직류 링크전압(Vdc)이 소정의 주파수에서 맥동하므로, 직류 링크전압(Vdc)의 피크(Pdc)와, 부하 토크의 피크(Pl)와의 타이밍이, 반드시 일치하지 않는다(예를 들어 도 4 등을 참조). 때문에, 양자의 피크(Pdc, Pl)가 어긋난 타이밍에서 모터(5)의 전류를 검출하여도, 이 전류값은 비교적 낮은 값이 되어, 원하는 피크 전류를 검출할 수 없다.

그래서, 본 실시형태의 제어부(40)에는, 모터(5)의 피크 전류를 확실하게 검출할 수 있도록, 상술한 피크 홀드부(55)가 설치된다.

피크 홀드부(55)는, 미리 설정된 소정의 판정기간(Td)마다, 모터전류 검출부(30)에서 검출된 모터전류(엄밀하게는, 모터(5)의 상(相)전류 제어 주기마다의 피크값)의 최대값을 유지하도록 구성된다. 이 점에 대해서는 도 8을 참조하면서 보다 구체적으로 설명한다.

피크 홀드부(55)에는, 모터전류가 적절히 입력된다. 피크 홀드부(55)는 소정의 판정기간(Td)마다, 모터전류의 최대값(즉, 피크 전류(Ip))을 도출한다. 본 실시형태에서는, 전회(前回)의 판정기간에서 도출된 피크 전류(Ip)가, 그 차회(次回)의 판정기간(Td)에서도 유지된다. 이와 같이 하여, 소정의 판정기간(Td)에서 피크 전류(Ip)를 유지함으로써, 부하 토크의 피크(Pl)와 직류 링크전압(Vdc)의 피크(Pdc)와의 타이밍이 일치하는 타이밍에서의 모터(5)의 전류를 검출하기 쉬워진다. 그리고, 판정기간(Td)으로서는, 양자의 피크(Pl, Pdc)가 일치하는 타이밍을 충분히 검출할 수 있는 시간(예를 들어 1초)이 설정된다.

또, 도 8에 나타내듯이, 하나의 판정기간(Td) 내에서는, 지금까지의 피크 전류(Ip)보다 검출된 모터전류가 커지면, 피크 전류(Ip)가 경신된다. 즉, 하나의 판정기간(Td) 내에서는, 모터전류의 최대값을 적절히 트레이스(trace)하도록 하여 피크 전류(Ip)가 경신된다. 이에 따라, 판정기간(Td) 내에서 평균토크가 급상승하는 경우라도, 빠르게 전류 피크를 검출할 수 있다.

피크 홀드부(55)에서 검출된 피크 전류(Ip)는, 토크 제어량 조정부(54)로 출력된다. 토크 제어량 조정부(54)는, 이 피크 전류(Ip)가 소정의 상한값을 초과하면, 토크 제어량을 제한하여, 모터(5)의 출력 토크를 저감시킨다. 그 결과, 토크 제어동작에서, 모터전류가 과대하게 되는 것이 방지되므로, 상술한 문제를 미연에 회피할 수 있다. 그리고, 피크 전류(Ip)의 상한값은, 예를 들어 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)의 정격 최대허용 전류값보다 낮은 소정값으로 설정된다.

<토크 제어동작 시의 속도지령 보정>

상술과 같이, 피크 홀드부(55)에 의해 판정기간(Td)마다 모터전류의 피크 전류(Ip)를 유지한다 하더라도, 이 판정기간(Td)을 너무 길게 하면, 토크 제어량의 제어성이 악화되어 버리는 경우가 있다. 구체적으로는, 예를 들어 판정기간(Td) 내에 피크 전류(Ip)가 유지된 후, 이 판정기간(Td) 중에 평균토크가 감소한 경우, 실제로는 토크 제어량을 조금 더 크게 할 수 있음에도 불구하고, 상기와 같이 토크 제어량이 제한되어 버려, 토크 제어 성능의 악화를 초래한다.

이 점에 대해서, 도 9를 참조하면서 상세하게 설명한다. 도 9는, 직류 링크전압(Vdc)의 파형과, 모터(5)의 부하 토크 파형의 일례를 나타낸 것이다. 이 예에서는, 시점 t1에서, 직류 링크전압(Vdc)의 피크(Pdc)와, 모터(5)의 부하 토크 피크(Pl)와의 타이밍이 일치한다. 한편, 이 예에서는, 직류 링크전압의 주파수(fdc)와, 부하 토크 주파수(즉, 모터(5)의 운전 주파수 fc)의 정수(整數) n배가 약간 어긋난다. 때문에, 도 9에서, 양자의 피크(Pl, Pdc)가 일치한 후에는, 직류 링크전압(Vdc)의 피크(Pdc)와, 부하 토크의 피크(Pl)가 조금씩 어긋나가고, 양자의 피크 어긋남의 간격(도 9에 나타내는 ΔT)도 서서히 크게 되어 간다. 이와 같은 조건 하에서는, 양자의 피크(Pl, Pdc) 타이밍이 좀처럼 일치하지 않으므로, 장시간에 걸쳐 피크 전류(Ip)를 정확하게 검출할 수 없게 된다. 한편, 이와 같은 조건 하에서 피크 전류(Ip)를 확실하게 검출할 수 있도록, 판정기간(Td)을 길게 설정하면, 상술과 같이 토크 제어 성능이 악화되어 버린다.

그래서, 본 실시형태의 제어부(40)에는, 이와 같은 조건 하에서도 피크 전류(Ip)를 확실하게 검출하기 위한 속도지령 보정부(70)가 설치된다(도 10을 참조). 속도지령 보정부(70)는, 비트주기 연산부(71)와 속도지령 조정부(72)를 구비한다. 비트주기 연산부(71)는, 토크 제어동작 시에, 직류 링크전압(Vdc)의 피크(Pdc)와, 부하 토크의 피크(Pl)와의 타이밍이 일치 또는 거의 일치하는 타이밍의 주기(이하, 이를 비트주기(Tb)라 함)를 도출하는 주기 도출부를 구성한다. 속도지령 조정부(72)은, 비트주기 연산부(71)에서 도출한 비트 주기(Tb)에 기초하여, 모터(5)의 속도지령(ω*)을 보정하고, 모터(5)의 운전 주파수(fc)를 조정하는 것이다.

구체적으로, 예를 들어 토크 제어동작에 있어서, 도 11에 모식적으로 나타내듯이, 직류 링크전압(Vdc)의 피크(Pdc)와 부하 토크의 피크(Pl)가 판정기간(Td) 중에 일치하지 않고, 비트주기(Tb)가 피크 홀드부(55)의 판정기간(Td)보다 상당히 크게 되어 있다고 가정한다. 이와 같은 조건 하에서는, 상기 피크 홀드를 행하여도 피크 전류(Ip)를 확실하게 검출할 수 없다.

그래서, 속도지령 보정부(70)는, 도 12에 나타내는 제어를 행한다. 단계 S1에서는, 비트주기 연산부(71)가 직류 링크전압(Vdc)의 맥동 주파수(fdc)를 도출한다. 직류 링크전압(Vdc)의 맥동 주파수(fdc)는, 예를 들어 전원 주파수 검출부(27)에서 검출된 교류전원(6)의 전원전압 맥동의 주파수(fin)를 2배로 함(fdc=fin×2)으로써 산출된다.

이어서, 단계 S2에서, 비트주기 연산부(71)는, 직류 링크전압(Vdc)의 맥동 주파수(fdc)와, 모터(5)의 운전 주파수(fc)의 정수배(整數倍)(n배)가 가장 근사하게 되는 정수 n을 산출한다. 예를 들어 교류전원(6)의 전원전압 주파수(fin)가 50.1㎐이고, 직류 링크전압(Vdc)의 맥동 주파수(fdc)가 100.2㎐이며, 운전 주파수(fc)가 25㎐라 하면, 이 정수 n은 4가 된다.

이어서, 단계 S3에서, 비트주기 연산부(71)는, 이하의 (1)식에 의해, 비트가 발생하는 주파수(비트 주파수(fb))를 산출한다.

fb=fdc－(fc×n) ·····(1)식

이어서, 단계 S4에서, 비트주기 연산부(71)는, 산출한 비트 주파수(fb)의 역수(逆數)를 구하여 비트주기(Tb)를 산출한다. 산출된 직류 링크전압의 주파수(fdc)가 100.2㎐이고, 모터(5)의 운전 주파수(fc)가 25㎐이며, 정수 n은 4라 하면, 비트 주파수(fb)는, 상기 (1)식에 의해 100.2㎐－25㎐×4=0.2㎐가 되고, 비트주기(Tb)는 5sec가 된다.

단계 S5에서는, 속도지령 조정부(72)가, 산출된 비트주기(Tb)와, 피크 홀드부(55)에 설정된 판정기간(Td)을 비교한다. 예를 들어 비트주기(Tb)=5sec, 판정기간(Td)=1sec이며, 비트주기(Tb)가 판정기간(Td)보다 큰 경우, 각 판정기간(Td)마다, 직류 링크전압(Vdc)의 피크(Pdc)와 부하 토크의 피크(Pl)와의 피크 전류(Ip)가 일치한 시점에서의 모터전류를 피크 전류(Ip)로서 확실하게 검출할 수 없다. 그래서, 단계 S5에서는, Tb＞Td인 경우에, 단계 S6에 이행하여 모터(5)의 운전 주파수(fc)를 조정하도록, 속도지령(ω*)을 보정한다.

구체적으로, 단계 S6에서는, 속도지령 조정부(72)가, 비트주기(Tb)를 판정기간(Td)과 동일하게 하기 위한 운전 주파수(fc*)를 이하의 (2)식에 의해 산출한다.

fc*=(fdc－(1/Td))/n·····(2)식

예를 들어 직류 링크전압(Vdc)의 맥동 주파수(fdc)가 100.2㎐이고, 판정기간(Td)이 1sec이며, 정수 n이 4라 하면, 비트주기(Tb)와 판정기간(Td)을 동일하게 하기 위한 운전 주파수(fc*)는, 상기 (2)식에 의해 (100.2㎐－1.0㎐)/4=24.8㎐가 된다. 그래서, 속도지령 조정부(72)는, 현재의 운전 주파수(fc, 예를 들어 25㎐)를 산출 후의 운전 주파수(fc*, 예를 들어 24.8㎐)로 보정하도록, 입력된 속도지령(ω*)을 보정한다. 이에 따라, 그 후의 운전에서는, 비트주기(Tb)와 판정기간(Td)이 동일 주기로 되므로, 예를 들어 도 13에 나타내듯이, 각 판정기간(Td)마다, 직류 링크전압(Vdc)의 피크(Pdc)와 부하 토크의 피크(Pl)와의 타이밍을 반드시 일치 또는 거의 일치시켜 피크 전류(Ip)를 도출할 수 있다.

그리고, 본 실시형태의 속도지령 조정부(72)는, 비트주기(Tb)가 판정기간(Td)보다 큰 경우에, 비트주기(Tb)와 판정기간(Td)이 동일하게 되도록 모터(5)의 운전 주파수(fc)를 보정한다. 그러나, 속도지령 조정부(72)는, 비트주기(Tb)가 판정기간(Td)보다 큰 경우에, 비트주기(Tb)를 판정기간(Td)보다 작게 하도록 운전 주파수(fc)를 보정하도록 하여도 된다. 즉, 판정기간(Td)에 있어서, 직류 링크전압(Vdc)의 피크(Pdc)와 부하 토크의 피크(Pl)와의 타이밍이, 적어도 한번은 일치 또는 거의 일치하도록 하면 된다.

<직류 링크전압에 기초한 토크 제어량의 보정>

토크 제어동작 시에, 교류전원(6)의 전원전압(Vin)이 비교적 높은 조건, 또는 낮은 조건 하에서, 출력 토크가 과잉이 되면, 문제를 초래할 우려가 있다. 구체적으로, 전원전압(Vin)이 비교적 높고, 이에 수반하여 직류 링크전압(Vdc)도 비교적 높은 조건 하에 있어서, 토크 제어량이 비교적 큰 경우, 리액터(12)와 콘덴서(16)와의 공진(共振)이 커지고, 직류 링크전압(Vdc)이 지나치게 높아져 버리는 일이 있다(예를 들어, 도 14를 참조). 또, 전원전압(Vin)이 비교적 낮고, 이에 수반하여 직류 링크전압(Vdc)도 비교적 낮은 조건 하에서, 토크 제어량이 비교적 큰 경우에도, 원하는 출력 토크를 얻고자 하기 위해 PWM 연산부(48)의 펄스신호 듀티비가 전체적으로 높게 되어 버린다. 그 결과, 전류제어의 추종성이 늦어지고 토크 제어동작의 제어성이 악화되어 버릴 우려가 있다.

그래서, 본 실시형태에서는, 직류 링크전압(Vdc)의 전원 반(半)주기 중의 피크에 기초하여 토크 제어량 조정부(54)가, 토크 제어량을 보정하도록 한다. 구체적으로, 예를 들어 직류 링크전압(Vdc)의 전원 반주기 중의 피크가 소정의 상한값을 초과하는 경우, 토크 제어량 조정부(54)는, 직류 링크부(15)가 과전압이 되지 않을 정도로, 토크 제어량을 저감시킨다. 이에 따라, 토크 제어량 조정부(54)에서는, 토크 제어량의 지령값이 소정값(직류 링크전압(Vdc)이 과전압이 되지 않는 지령값)에 제한된다. 그 결과, 상술과 같은 리액터(12)－콘덴서(16) 사이에서의 공진이 억제되어, 도 14에 나타내는 직류 링크전압(Vdc)이 상승이 억제된다.

또, 예를 들어 직류 링크전압(Vdc)의 전원 반주기 중의 피크가 소정의 하한값을 하회하는 경우에도, 토크 제어량 조정부(54)는, 토크 제어량을 저감시킨다. 이에 따라, 토크 제어량 조정부(54)에서는, 토크 제어량의 지령값이 소정값까지 제한된다. 그 결과, PWM 연산부(48)의 펄스 신호 듀티비가 지나치게 높아지는 것을 억제할 수 있고, 이에 따라 토크 제어동작의 제어성 악화를 회피할 수 있다.

그리고, 본 실시형태의 토크 제어량 조정부(54)는, DC 링크전압 검출부(29)에서 검출된 직류 링크전압(Vdc)에 기초하여, 토크 제어량을 제한한다. 그러나, 예를 들어 교류전원(6)의 전원전압(Vin)에 기초하여, 상기와 마찬가지로 하여 토크 제어량을 제한하도록 하여도 된다.

-실시형태의 효과-

상기 실시형태에 의하면, 토크 제어동작 시에, 모터(5)의 출력 토크가 마이너스측에 도달하지 않도록 리미터(60)가 출력 토크를 제한한다(도 6을 참조). 이로써, 모터(5)의 회생동작을 확실하게 방지할 수 있어, 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) 등을 확실하게 보호할 수 있다.

또, 본 실시형태에서는, 토크 제어동작 시에, 모터(5)의 전류 최대값을 피크 홀드부(55)에 의해 유지하여, 피크 전류(Ip)를 도출하도록 한다(도 8을 참조). 이로써, 출력 토크의 피크와, 직류 링크전압(Vdc)의 피크가 일치할 시의 모터전류값을 피크 전류(Ip)로서 도출하기 쉬워진다. 그리고, 이 피크 전류(Ip)가 소정값을 초과하면, 출력 토크의 변동폭을 작게 함으로써, 스위칭 소자(Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) 등을 확실하게 보호할 수 있다.

또한, 피크 홀드부(55)의 판정기간(Td)에 있어서, 직류 링크전압(Vdc)의 피크(Pdc)와 부하 토크의 피크(Pl)가 좀처럼 일치하지 않는 조건 하에서는, 비트주기(Tb)와 판정기간(Td)을 동일하게 하도록, 모터(5)의 운전 주파수를 조정한다. 이로써, 예를 들어, 도 13에 나타내듯이, 판정기간(Td)마다 양자의 피크(Pdc, Pl)를 확실하게 일치시켜 피크 전류(Ip)를 도출할 수 있다.

또, 상기 실시형태에서는, 직류 링크전압(Vdc)의 전원 반주기 중의 피크가 소정의 상한값을 초과하는 경우에는, 출력 토크의 제어량을 소정값까지 제한한다. 이에 따라, 리액터(12)와 콘덴서(16)와의 사이에서의 공진에 기인하는 직류 링크전압(Vdc)의 상승을 미연에 방지할 수 있다. 또한, 직류 링크전압(Vdc)의 전원 반주기 중의 피크가 소정의 하한값을 하회하는 경우에도, 출력 토크의 제어량을 소정값까지 제한한다. 이에 따라, PWM 연산부(48)에서의 듀티비가 증대하는 것에 기인하여, 토크 제어동작의 제어성이 악화되어 버리는 것을 방지할 수 있다.

≪제 2 실시형태≫

도 19는, 본 발명의 제 2 실시형태에 관한 토크 제어부(50)의 구성을 나타내는 블록도이다. 본 실시형태의 토크 제어부(50)는, 제 1 실시형태의 토크 제어부(50)의 피크 홀드부(55) 대신에, 피크 전류값 추정부(80)를 구비한다. 피크 전류값 추정부(80)에는, 평균토크 지령값(Tave*)이 입력된다. 토크 제어부(50)는, 피크 전류값 추정부(80)에 의해 상기 피크 전류의 값을 추정하고, 추정한 피크 전류의 값이 소정의 상한값을 초과하지 않도록, 상기 모터(5)의 출력 토크의 변동폭을 저감시킨다.

여기서, 제 1 실시형태의 2차 조파 인가부(44)의 출력값을 Idq1*로 하고, 평균토크 지령값(Tave*), 토크 지령값(T*), 및 출력값(Idq1*)의 관계를 다음 식으로 나타낸다.

T*=CT×Tave*

Idq1*=CV×T*=CV×CT×Tave*

CT는 부하 토크 변동에 기인하는 변동성분이고, CV는 전압 맥동에 기인하는 변동성분이다. 상기 2개의 변동성분에 의해, 출력값(Idq1*)의 크기는 변화하게 된다. 출력값(Idq1*)은 모터전류의 크기를 나타내므로, 이 출력값(Idq1*)의 피크값을 알면, 인버터 회로(20)의 토크 제어 시의 피크 전류값을 추정할 수 있다.

예를 들어,

CT=1＋kT×sin(θm)

kT : 토크 제어량, θm : 모터 위상(기계각)

CV=kV×|sin(θin)|

kV : 전압 맥동성분의 변동량, θin : 전원전압의 위상

과 같이 구성하면, 출력값(Idq1*)이 최대값을 취하는 것은, 위상(θm), 전원 위상(θin) 각각이, 90˚ 또는 270˚인 때이고, 그 최대값은,

Idq1*=kV×(1＋kT)× Tave

가 된다. 따라서, kV, kT, Tave가 정해지면, 비트형으로 변동하는 모터전류의 피크값을 추정할 수 있다.

피크 전류값 추정부(80)는, 상기 관계식에 기초하여 피크 전류값을 구한다. 이와 같이, 피크 전류값이 구해지면, 이 피크 전류값이 소정의 상한값을 초과하지 않도록, 모터(5)의 출력 토크 변동폭을 저감시킴으로써, 제 1 실시형태의 예와 마찬가지 효과를 얻는 것이 가능해진다.

<그 밖의 실시형태>

상기 실시형태에서는, 전원으로서 단상의 교류전원(6)을 이용하나, 이에 한정되지 않으며, 도 15에 나타내는 예(변형예 1)와 같이, 3상의 교류전원을 이용할 수도 있다. 도 15에 나타내는 컨버터 회로(11)는, 6개의 다이오드(D1 ∼D6)가 브리지형으로 결선된 다이오드 브리지 회로이다.

또, 상기 실시형태는, 컨버터 회로(11) 및 인버터 회로(20)를 포함하는 전력 변환 장치를 대상으로 하나, 이에 한정되지 않고, 예를 들어 도 16에 나타내는 예(변형예 2)와 도 17에 나타내는 예(변형예 3)와 같은 매트릭스 컨버터(20)를 대상으로 할 수도 있다. 이들 매트릭스 컨버터(20)는, 교류전원(6)으로부터의 전력을 소정 주파수의 교류전력으로 변환하는 변환부를 구성한다. 이 매트릭스 컨버터(20)의 스위칭 소자(Sr, Ss, St, Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)에는, 트랜지스터 등을 이용할 수 있다.

[산업상 이용 가능성]

이상 설명한 바와 같이, 본 발명은, 모터의 토크를 제어하는 전력 변환 장치에 대해 유용하다.

5 : 모터 6 : 교류전원
10 : 전력 변환 장치 11 : 컨버터 회로
15 : 직류 링크부 16, 21 : 콘덴서
20 : 인버터 회로 40 : 제어부
54 : 토크 제어량 조정부 55 : 피크 홀드부
60 : 리미터(제한부)
71 : 비트주기 연산부(주기 연산부)
72 : 속도지령 조정부

Claims

복수의 스위칭 소자(Sr, Ss, St, Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)를 가지며, 교류전원(6)측으로부터의 전력을 상기 복수의 스위칭 소자(Sr, Ss, St, Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz)의 스위칭 동작에 의해 소정 주파수의 교류전력으로 변환하고, 이 교류전력을 모터(5)에 출력하는 변환부(20)와,
상기 모터(5)의 출력 토크가, 상기 교류전원(6)의 출력전압 주파수의 정수배(整數倍)의 맥동성분인 전원 맥동성분을 포함하고, 또한 상기 모터(5)의 부하 토크 변동에 따라 변동하도록 토크 제어동작을 행함과 동시에, 상기 전원 맥동성분의 피크와 상기 부하 토크 변동성분의 피크와 타이밍이 일치 또는 거의 일치한 때의 피크 전류값을 구하여, 이 피크 전류값이 소정의 상한값을 초과하지 않도록, 상기 출력 토크의 변동폭을 저감시키는 제어부(40)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 제어부(40)는, 소정의 판정시간에 상기 피크 전류값을 유지하는 피크 홀드부(55)와, 이 피크 홀드부(55)에서 유지된 피크 전류값이 소정의 상한값을 초과하면, 상기 모터(5)의 출력 토크 변동폭을 저감시키는 토크 제어량 조정부(54)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 2에 있어서,
상기 제어부(40)는, 상기 피크 홀드부(55)의 판정기간 중에, 상기 부하 토크 맥동성분의 피크와 상기 전원 맥동성분의 피크와의 타이밍이 일치 또는 거의 일치하도록, 상기 모터(5)의 운전주파수(fc)를 보정하는 속도지령 조정부(72)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 2 또는 청구항 3에 있어서,
상기 제어부(40)는, 상기 교류전원(6)의 출력전압 주파수와,
상기 모터(5)의 운전 주파수에 기초하여, 상기 모터(5)의 부하 토크 피크와 상기 교류전원(6)의 출력전압 피크가 일치 또는 거의 일치하는 타이밍이 존재하는 주기를 도출(導出)하는 주기 도출부(71)를 구비하고,
상기 속도지령 조정부(72)는, 상기 주기 도출부(71)에서 도출되는 주기가, 상기 피크 홀드부(55)의 판정기간 이하가 되도록, 상기 모터(5)의 운전 주파수를 보정하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 제어부(40)는, 상기 피크 전류값을 추정하고, 추정한 피크 전류값이 소정의 상한값을 초과하지 않도록, 상기 모터(5)의 출력 토크 변동폭을 저감시키는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 교류전원(6)으로부터의 전압을 정류(整流)하는 컨버터 회로(11)와,
상기 컨버터 회로(11)의 출력에 병렬로 접속되는 콘덴서(16)를 갖는 직류 링크부(15)와,
상기 직류 링크부(15)로부터의 출력전압을 교류전압으로 변환하고, 이 교류전압을 모터(5)에 상기 변환부로서의 인버터 회로(20)를 구비하고,
상기 콘덴서(16)의 용량값은, 상기 인버터 회로(20)의 입력전압이 크게 맥동하는 값으로 설정되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.