JP2012253956A - インバータ制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置においてコンデンサの静電容量が小さくて直流電圧が脈動しても、出力される交流電流の脈動を抑制しつつ電圧利用率を向上する。
【解決手段】脈流分を有する直流電圧Ｖｄｃは、その下限が、制限値Ｖｄｃｔでクリップされる。制限値Ｖｄｃｔは直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃｍと最小値Ｖｄｃｓとの間の値を採る。即ち、補正直流電圧Ｖｄｃｖは制限値Ｖｄｃｔ以上において直流電圧Ｖｄｃと一致するが、制限値Ｖｄｃｔ未満の値は採らない。補正直流電圧Ｖｄｃｖに基づいて得られる変調率Ｋは、直流電圧Ｖｄｃに基づいて得られる変調率Ｋと比較して、直流電圧Ｖｄｃの脈動分を小さく見積もって計算されていることになる。
【選択図】図３

Description

本発明は、インバータの電圧利用率を改善する技術に関する。

従来、交流電力を整流して直流電力を得て、当該直流に対してスイッチングを施して可変電圧、可変周波数の交流電力に変換する電力変換装置が広く利用されている。当該電力変換装置は、例えば変換後の交流電力で三相交流回転機を可変速制御することに資する。

このような電力変換装置の一種として、一対の直流母線で相互に接続されたコンバータ及びインバータを備え、かつ当該一対の直流母線の間にコンデンサが接続される構成が知られている。

コンバータは交流電圧、例えば商用電源から供給される三相交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する。当該コンバータとしては例えばダイオードブリッジが採用される。

インバータは、コンバータで得られた直流電圧をスイッチングして三相交流電圧に変換する。当該三相交流電圧は、負荷である三相の交流回転機に供給される。

インバータはスイッチング素子を有しており、スイッチング素子の動作が制御されることにより、その出力端子から所望の周波数の三相交流電圧を負荷へ出力する。

上記コンデンサは、これが平滑回路あるいはその一部として採用される場合には、交流回転機の駆動性能の向上を図るために、静電容量が大きいことが要求される。かかる静電容量の大きなコンデンサを得るには電解コンデンサが適しているが、そのリップル電流の耐量による制限からも大きな静電容量が望まれる。

しかしながら、このような大容量のコンデンサの採用は、電力変換装置が大きくなることや製作コストを増大させる課題がある。

他方、当該コンデンサとして平滑機能を優先せず、数十μＦ程度の小容量のコンデンサを使用する技術があり、下掲の非特許文献１において開示されている。

コンデンサの容量が小さいと、インバータに供給される直流電圧には大きな脈動が含まれる。かかる直流電圧を単にインバータでスイッチングしてしまうと、インバータが出力する交流電圧も脈動を含む。かかる交流電圧で駆動される交流回転機のトルクやこれに流れる電流も、直流電圧の脈動成分で脈動してしまう。

特許文献１では、交流回転機のトルクやこれに流れる電流に対して、直流電圧の脈動成分が影響を与えないように、脈動を含む直流電圧の値を検出し、その値を基にインバータを構成するスイッチング素子に与えるパルス幅変調（以下「ＰＷＭ変調」と称す）のためのタイミング信号に補正を加える。これにより、交流回転機には振幅が一定の三相交流電圧が供給されている。

特開昭５６−４９６９３号公報

高橋 勲・伊東洋一「コンデンサレスインバータの制御法」昭和63年電気学会全国大会、Vol.5，No.527、p624

しかしながら、三相交流電圧を全波整流して得られる直流電圧は、その最大値を１とすると最小値は√３／２となる。よってこのように脈動する直流電圧を入力してＰＷＭ変調を行うインバータでは、いわゆる電圧利用率は、√３／２以下に留まる。この電圧利用率は、インバータが出力する線間電圧の基本波のピーク値の、インバータに入力する直流電圧に対する比として求められ、直流電圧の利用率を示す。

すなわち、電力変換回路においてコンデンサの容量を小さくすると、電圧利用率が小さくなってしまう。特に電源インピーダンスのインダクタンスが大きい場合などの電源側条件に依存して直流電圧の脈動が大きくなり、顕著に電圧利用率が下がる可能性がある。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、電力変換装置においてコンデンサの静電容量が小さくて直流電圧が脈動しても、出力される交流電流の脈動を抑制しつつ電圧利用率を向上することを目的とする。

この発明にかかるインバータ制御回路（４；９，１０）は、一対の直流母線（７０，７１）を介してコンバータ（５）と接続されるインバータ（２）を制御する制御信号（Ｖ＊）を生成する回路である。そしてその第１の態様は前記一対の直流母線の間の直流電圧（Ｖｄｃ）の最大値（Ｖｄｃｍ）と最小値（Ｖｄｃｓ）との間の値を採る制限値（Ｖｄｃｔ，Ｖｄｃｐ）で、前記直流電圧の下限をクリップして補正直流電圧（Ｖｄｃｖ）を生成する直流電圧補正回路（１０；１０ａ，１０ｂ）と、前記補正直流電圧（Ｖｄｃｖ）に基づいて前記制御信号を求める制御信号生成回路（９）とを備える。

この発明にかかるインバータ制御回路の第２の態様は、その第１の態様であって、前記制限値（Ｖｄｃｔ）は固定値である。

この発明にかかるインバータ制御回路の第３の態様は、その第１の態様であって、前記制限値（Ｖｄｃｐ）は前記直流電圧に対して一次遅れ処理が施された値である。

この発明にかかるインバータ制御回路の第１の態様によれば、直流電圧を、その最大値と最小値の間の値を採る制限値で下限をクリップすることで、補正直流電圧が生成される。当該下限は増大する方向に補正される。当該下限は電圧利用率の上限を規定するので、補正直流電圧で変調率を設定することにより電圧利用率が向上する。

この発明にかかるインバータ制御回路の第２の態様によれば、電圧利用率が簡易に制御される。

この発明にかかるインバータ制御回路の第３の態様によれば、コンバータに入力する交流電圧の変動に対応して制限値が変動しても、電圧利用率が制御される。

この発明の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図 電圧指令生成回路の構成を例示するブロック図 直流電圧補正回路の動作を例示する波形図 直流電圧補正回路の構成を例示するブロック図 直流電圧補正回路の構成を例示するブロック図 直流電圧補正回路の動作を例示する波形図 電力変換装置の出力電圧と交流回転機の回転速度との関係を示すグラフ

図１は第１の実施の形態にかかるインバータ制御回路４が適用される電力変換装置の構成を例示する。当該電力変換装置は、コンバータ５と、インバータ２と、コンバータ５とインバータ２とを接続する直流リンク部７とを備えている。

直流リンク部７は一対の直流母線７０，７１を有しており、直流母線７１は直流母線７０よりも高電位が印加される。直流母線７０，７１はコンバータ５とインバータ２とを接続する。つまり本実施の形態においてインバータ制御回路４の制御対象は、一対の直流母線７０，７１を介してコンバータ５と接続されるインバータ２である、と把握できる。

コンバータ５は交流電源６（ここでは三相交流電源）から得られる交流電圧を整流して直流電圧に変換する。ここではコンバータ５として三相の全波整流ダイオードブリッジが採用されているが、他の整流回路を採用することもできる。

直流母線７０，７１の間にはコンデンサ７２が接続されている。直流母線７０，７１の間には、従ってコンデンサ７２の両端には、直流電圧Ｖｄｃが印加される。

コンデンサ７２としては、上記非特許文献１で示されるような、平滑回路として要求される静電容量よりも小さな、例えば数十μＦ程度の静電容量のコンデンサが採用される。

インバータ２は直流電圧Ｖｄｃをスイッチングすることにより、所望の周波数の交流電圧、ここでは三相交流電圧を出力する。そして当該交流電圧は負荷１（ここでは交流回転機）に印加される。

なお、説明の簡単のため、インバータ２としては上記スイッチングを行うスイッチング素子の他、当該スイッチングを制御するスイッチング信号を生成する回路も含めて把握している。例えば後述する電圧指令Ｖ＊を受け、これをキャリアと比較してＰＷＭ変調のためのスイッチング信号を生成する処理も、インバータ２に含まれる。

インバータ制御回路４は、直流電圧補正回路１０と、制御信号生成回路たる電圧指令生成回路９とを備える。直流電圧補正回路１０は、直流電圧Ｖｄｃの最大値と最小値との間の値を採る制限値で、直流電圧の下限をクリップして補正直流電圧Ｖｄｃｖを生成する。

制御信号生成回路は、補正直流電圧Ｖｄｃｖに基づいて、インバータ２を制御する制御信号を求める。ここでは制御信号生成回路として、上記制御信号たる電圧指令Ｖ＊を生成する電圧指令生成回路９を例示している。

図２は電圧指令生成回路９の構成を例示するブロック図である。電圧指令生成回路９に備えられた直流電圧／相電圧変換係数部１１は、補正直流電圧Ｖｄｃｖを相電圧Ｖｐに換算し出力する。

上記の相電圧Ｖｐで後述する電圧値Ｖｆを除して変調率Ｋを求めるために、逆数変換部１２によって相電圧の逆数（１／Ｖｐ）が求められ、これが乗算器１３ａに与えられる。

周波数指令設定部１４は、交流回転機１の回転数を規定する周波数指令ｆ＊を設定する。周波数指令ｆ＊は、電圧／周波数指令部１５によって電圧値Ｖｆに換算される。電圧値Ｖｆは乗算器１３ａに与えられ、上記の相電圧の逆数（１／Ｖｐ）と乗算されることにより、インバータ２のＰＷＭ変調の変調率Ｋが求められる。

周波数指令ｆ＊に応じて三相電圧指令となる正弦波Ｗｆが生成される。具体的には乗算器１３ｃにより周波数指令ｆ＊を２π倍した値２π・ｆ＊が求められ、当該値を積分器１６によって積分して位相φを求める。三相電圧指令正弦波発生器１７が、位相φに従った正弦波Ｗｆを作成する。

上記変調率Ｋで正弦波Ｗｆを変調すべく、乗算器１３ｂで両者の乗算が行われ、三相の電圧指令Ｖ＊が得られる。つまり変調率Ｋによって、電力変換装置の出力電圧の脈動を低減すべく、電力変換装置の出力電圧の指令値を変調率Ｋによって補正する。

図３は直流電圧補正回路１０の動作を示す。横軸には交流電源６から得られる三相交流電圧の位相を採っている。直流電圧Ｖｄｃは三相交流電圧を全波整流しているため、６０度周期の波形が示されている。図３では、直流電圧Ｖｄｃとして、コンデンサ７２の静電容量Ｃがほぼ零となる場合を示しており、従って、その最大値Ｖｄｃｍと最小値Ｖｄｃｓとの間にはＶｄｃｓ＝√３・Ｖｄｃｍ／２の関係がある。

インバータ２の電圧利用率は、上述の定義に基づいて直流電圧Ｖｄｃに反比例するので、直流電圧Ｖｄｃの下限、ここでは最小値Ｖｄｃｓは電圧利用率の上限を規定することになる。例えば静電容量Ｃを零とすると、電圧利用率は√３／２に留まる。

他方、静電容量Ｃを大きくすると直流電圧Ｖｄｃは平滑化され、脈動が殆ど無い電圧Ｖｄｃｒとなる。しかし上述のように静電容量Ｃは小さくする要求がある。

そこで、制御信号Ｖ＊を生成する電圧指令生成回路９には直流電圧Ｖｄｃではなく、下限値が増大した補正直流電圧Ｖｄｃｖで変調率Ｋを求めることにより、電圧利用率を向上させる。

具体的に、補正直流電圧Ｖｄｃｖは、直流電圧Ｖｄｃの下限をクリップして得られる。図３ではこのクリップする電圧値として制限値Ｖｄｃｔが示されている。制限値Ｖｄｃｔは最大値Ｖｄｃｍと最小値Ｖｄｃｓとの間の値を採る。即ち、補正直流電圧Ｖｄｃｖは制限値Ｖｄｃｔ以上において直流電圧Ｖｄｃと一致するが、制限値Ｖｄｃｔ未満の値は採らない。

もちろん、補正直流電圧Ｖｄｃｖに基づいて得られる変調率Ｋは、直流電圧Ｖｄｃに基づいて得られる変調率Ｋと比較して、直流電圧Ｖｄｃの脈動分を小さく見積もって計算されていることになる。よって本実施の形態に従って得られる電圧指令Ｖ＊に基づいて制御されるインバータ２から出力される電流は、補正直流電圧Ｖｄｃｖの代わりに直流電圧Ｖｄｃを用いて得られる電圧指令Ｖ＊に基づいて制御されるインバータ２から出力される電流と比較して、脈動成分は大きくなる。しかし、全く脈動を抑制できないのではなく、脈動の抑制と電圧利用率の向上とを、トレードオフの関係はあるものの、併存させるという効果は招来される。

上述の直流電圧補正回路１０として、図４に構成が示された直流電圧補正回路１０ａや、図５に構成が示された直流電圧補正回路１０ｂを採用することができる。

図４を参照して、直流電圧補正回路１０ａは、減算器１０１、リミッタ１０２、加算器１０３及び所定定数設定部１０４を備えている。所定定数設定部１０４は制限値Ｖｄｃｔとなる所定定数を設定し、これを減算器１０１に与える。減算器１０１は直流電圧Ｖｄｃと制限値Ｖｄｃｔを入力し、減算結果（Ｖｄｃ−Ｖｄｃｔ）を出力する。リミッタ１０２は減算結果（Ｖｄｃ−Ｖｄｃｔ）の零以下の値を零に制限する。これにより得られる値の波形は、図３に示される補正直流電圧Ｖｄｃｖから制限値Ｖｄｃｔを減じて得られる波形となる。よって加算器１０３によってリミッタ１０２の出力と制限値Ｖｄｃｔを加算することにより、加算器１０３から補正直流電圧Ｖｄｃｖが得られる。例えば制限値Ｖｄｃｔは固定値である。

図５を参照して、直流電圧補正回路１０ｂは、直流電圧補正回路１０ａの所定定数設定部１０４に代えて、一次遅れ要素１０５を備えている。一次遅れ要素１０５は直流電圧Ｖｄｃに対して一次遅れの処理を施して制限値Ｖｄｃｐを出力する。直流電圧補正回路１０ｂにおいて制限値Ｖｄｃｐは、直流電圧補正回路１０ａにおける制限値Ｖｄｃｔと同様に、減算器１０１及び加算器１０３に与えられる。一次遅れ要素１０５の特性を適宜に設定することにより、制限値Ｖｄｃｐに最大値Ｖｄｃｍと最小値Ｖｄｃｓとの間の値を採らせることができる。

補正直流電圧Ｖｄｃｖを得るに際して、制限値Ｖｄｃｐを採用することは、制限値Ｖｄｃｔを採用する場合と比較して、静電容量Ｃが小さいことに依存する脈動のみならず、交流電源６から得られる交流電圧の脈動にも対応して、電圧利用率を向上する観点で望ましい。当該交流電圧の脈動は最大値Ｖｄｃｍ及び最小値Ｖｄｃｓも変動させるので、かかる変動に応答して一次遅れ要素１０５も変動し、当該脈動に適した制限値Ｖｄｃｐが得られる。

図６は、直流電圧補正回路１０として直流電圧補正回路１０ｂを採用した場合の直流電圧Ｖｄｃ及び補正直流電圧Ｖｄｃｖの波形を示す。直流電圧Ｖｄｃの最大値は２００×√２＝２８３（Ｖ）程度であり、静電容量Ｃが小さいことから、最小値は２００×√２×√３／２＝２４５（Ｖ）近くまで低下している。他方、補正直流電圧Ｖｄｃｖの下限値は制限値Ｖｄｃｐ（図示せず）によって２６０（Ｖ）程度となっている。

図７には交流回転機の回転速度に対するインバータ２の出力電圧（実効値）の関係を示す。グラフＧは直流電圧Ｖｄｃを用いて電圧指令Ｖ＊を得た場合を、グラフＪは制限値Ｖｄｃｐに基づく補正直流電圧Ｖｄｃｖを用いて電圧指令Ｖ＊を得た場合を、それぞれ示している。白丸及び白三角は、それぞれグラフＧ，Ｊに対応した、実測値を示す。

回転速度が大きいほど、出力電圧は高くなるが、グラフＪはグラフＧよりも高い値を得ていることが示されている。つまり、直流電圧Ｖｄｃを用いて電圧指令Ｖ＊を得た場合よりも、補正直流電圧Ｖｄｃｖを用いて電圧指令Ｖ＊を得た場合の方が、電圧利用率が高まっていることが解る。

なお、図７ではグラフＧの最大値を√３／２としており、この場合にはグラフＪの最大値は０．９を越えている。このことから、グラフＪで示される場合には、電圧利用率が０．９を越えることが解る。

以上より本実施の形態によれば、コンデンサ７２の静電容量Ｃが小さい電力変換装置において直流電圧Ｖｄｃが脈動しても、電圧利用率を向上させることができる。この際、交流回転機１が出力するトルクが直流電圧Ｖｄｃの脈動成分で脈動することや、交流回転機１に流れる電流が脈動することの低減を伴うことができる。

電圧利用率を向上させることができることより、交流回転機１が出力するトルク及び消費電力が一定であれば、電力変換装置及び交流回転機１に流れる電流を小さくできる。ひいては電力変換装置を構成するスイッチング素子の容量を小さくできる。よって使用する交流回転機が同じ仕様であれば、スイッチング素子の電流容量を下げることができる。これはランクが低いスイッチング素子を使用できることとなり、コスト低減にも資する。

なお、本実施の形態では、一例として、電圧指令Ｖ＊を出力する電圧指令生成回路９を用い、インバータ２は電圧指令Ｖ＊とキャリアとの比較に基づいてスイッチングする場合を示した。しかし、電圧指令生成回路９に代えて、補正直流電圧Ｖｄｃｖを用いてベクトル制御など高性能な他の方法に資する制御信号生成回路を用いる時も、本発明の同様の効果が得られる。

２ インバータ
５ コンバータ
９ 電圧指令生成回路（制御信号生成回路）
１０，１０ａ，１０ｂ 直流電圧補正回路
７０，７１ 直流母線
７２ コンデンサ
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｖｄｃｔ，Ｖｄｃｐ 制限値
Ｖｄｃｍ （直流電圧の）最大値
Ｖｄｃｓ （直流電圧の）最小値
Ｖｄｃｖ 補正直流電圧

Claims (3)

1. 一対の直流母線（７０，７１）を介してコンバータ（５）と接続されるインバータ（２）を制御する制御信号（Ｖ＊）を生成する回路であって、
   前記一対の直流母線の間の直流電圧（Ｖｄｃ）の最大値（Ｖｄｃｍ）と最小値（Ｖｄｃｓ）との間の値を採る制限値（Ｖｄｃｔ，Ｖｄｃｐ）で、前記直流電圧の下限をクリップして補正直流電圧（Ｖｄｃｖ）を生成する直流電圧補正回路（１０；１０ａ，１０ｂ）と、
   前記補正直流電圧（Ｖｄｃｖ）に基づいて前記制御信号を求める制御信号生成回路（９）と
   を備えるインバータ制御回路（４；９，１０）。
2. 前記制限値（Ｖｄｃｔ）は固定値である、請求項１記載のインバータ制御回路（４）。
3. 前記制限値（Ｖｄｃｐ）は前記直流電圧に対して一次遅れ処理が施された値である、請求項１記載のインバータ制御回路（４）。

Images