CN1794553A - 数字化高频软开关电镀电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字化高频软开关电镀电源，包括电磁兼容电路、整流滤波电路、移相式全桥软开关逆变电路、高频功率变压器、磁开关、次级高频整流滤波电路和基于DSP的全数字化控制电路，DSP数字化控制电路的脉宽调制控制信号输出连接全桥软开关逆变电路的控制端，其他各电路的输出/输入端依次串接；三相工频交流电经过电磁兼容电路处理、整流滤波后变成平滑直流电，作为逆变电路的母线电压；由DSP数字化控制电路使逆变电路在零电压下开通和关断，从而得到25KHz的高频高压电，再经高频功率变压器变压、磁开关和次级高频整流滤波环节滤波后，获得适合电镀工艺需要的零到十二伏的直流电压输出。本发明抗干扰能力强，实现全范围软开关。

Description

数字化高频软开关电镀电源

技术领域

本发明涉及一种电镀电源，具体是指一种数字化的大功率高频软开关电镀电源。

背景技术

传统的电镀电源主要以硅整流或晶闸管整流式为主，整流式电源比较可靠，技术上比较成熟，但设备体积庞大，笨重、能耗高、效率低，而且动态特性较差。较先进的硬开关逆变器，体积小、效率高，技术含量较高、附加值高，但器件的工作环境比较恶劣，开关损耗大，高次谐波会造成电网污染，需吸收缓冲电路，逆变频率的提高也受到限制。具体来说，大功率电镀电源主要存在以下几个方面的问题：

(1)可靠性问题  由于电镀电源的使用环境恶劣，对其可靠性的要求很高。目前，普通电镀电源由于其工作在潮湿、酸性环境下，且电磁干扰、偏磁等原因，特别是在大功率情况下，电源存在可靠性不够的问题。

(2)谐波干扰  目前，市场上的高频电镀电源基本为硬开关工作方式，在开关过程中产生的谐波会回馈电网，对电网造成污染；同时还会造成严重的电磁干扰。

(3)电镀电源的控制性能  在电镀操作中，需要对电镀电源的输出电压和输出电流进行调节。传统的电镀电源控制操作的可控性差、动态响应速度较差，导致电镀工艺质量问题。

(4)功率因数问题  硬开关工作的电源装置，其工作波形都存在畸变，还存在高次揩波，降低了功率因数。

(5)高频功率变压器传递功率大，温升严重，限于磁性材料生产水平以及电源生产成本，磁性材料窗口和有效导磁面积不可能太大，增加了变压器结构设计、热设计及电气设计的技术难度。

发明内容

本发明就是为了解决上述现有技术中存在的不足之处，提供一种抗干扰能力强，实现全范围软开关的数字化高频软开关电镀电源。

上述发明目的可通过以下的技术措施来实现：一种全数字化高频软开关电镀电源，包括电磁兼容电路、整流滤波电路、移相式全桥软开关逆变电路、高频功率变压器、磁开关、次级高频整流滤波电路和基于DSP的全数字化控制电路，电磁兼容电路、整流滤波电路、移相式全桥软开关逆变电路、高频功率变压器之间的输出/输入端依次串接，磁开关串接在高频功率变压器的次级输出端与次级高频整流滤波电路输入端之间，DSP数字化控制电路的脉宽调制控制信号输出连接全桥软开关逆变电路的控制端；三相工频交流电经过电磁兼容电路处理、整流滤波后变成平滑直流电，作为全桥软开关逆变电路的母线电压；由DSP数字化控制电路控制使逆变电路在零电压下开通和关断，从而得到25KHz的高频高压电，再经高频功率变压器变压、磁开关和次级高频整流滤波环节滤波后，获得适合电镀工艺需要的零到十二伏的直流电压输出。

本发明中所述高频功率变压器由两个高频变压器连接而成，两高频变压器的初级串联、次级并联，以拓宽电源功率输出能力。

本发明所述高频功率变压器与DSP数字化控制电路中相应的采样接口之间设有内环电流检测反馈回路，该电流采样高频功率变压器原边绕组的峰值电流。所述电源的最后输出端与DSP数字化控制电路中相应的采样接口之间设有外环输出电流平均值检测反馈回路和外环输出电压检测反馈回路。这些反馈回路调节DSP数字化控制电路的脉宽调制控制信号(PWM)的输出，控制电源正常工作。

本发明设有温度过热保护电路，过热保护电路与DSP数字化控制电路中相应的中断信号输入接口相连，温度过热保护电路中的温度传感器安装于高频功率变压器的散热器和次级绕组上。本发明还设有过流保护电路，过流保护电路与DSP数字化控制电路中相应的中断信号输入接口相连，过流保护电路的采样电流为高频功率变压器原边绕组的峰值电流和电源的最后输出电流。以提高电源的可靠性和工艺适应性。

本发明DSP数字化控制电路采用TMS2407A的控制芯片和EXB841驱动芯片，更利于为数字化控制提供接口和平台。

电镀电源中DSP数字化控制电路的脉宽调制控制信号输出方法，利用DSP中利用其中一个定时器A为超前桥臂的PWM输出计数，另一个定时器B为滞后桥臂的PWM输出计数，这两个定时器的周期寄存器值相同；当定时器A的计数值达到周期的一半时，即产生该定时器比较中断，然后在中断子程序中通过根据上次采样的电压或电流，再和给定值进行比例积分运算的结果来改变定时器B中的实时计数值，从而实现了定时器B所控制的PWM输出相对于定时器A所控制的PWM输出的滞后。

本发明与现有技术相比，具有如下有益效果：

1.本发明采用带磁开关的全桥移相零电压软开关拓扑结构(如图2所示)。在传统的基本移相全桥零电压逆变器的基础上，在变压器的次级串接了两个饱和电感(磁开关)，当通过的伏秒数低(电流小)时，处于高阻关断状态，伏秒数超过一定值后，电感饱和，低阻导通。这样可以在次极整流二极管共同导通的时间内，既变压器续流、非工作状态内，将变压器次级与整流电路断开，使变压器保持为电感状态，通过合理设置激磁电感和励磁电流，获得合适的励磁能量，拓宽滞后桥臂开关管的软开关范围，从而减小环流损失和占空比丢失，使电源效率有较大改善；带磁开关的移相式全桥逆变电路拓扑，能实现全范围零电压软开关。

2.本发明采用全数字化控制，提高了电镀电源的抗干扰能力、自动化程度、为电镀全自动化实现提供了平台；另外数字化控制为实现电镀系统的智能化控制。通过利用过程控制，可以将整个电镀的工艺流程集中在一起，从而大大地提高了电镀工艺的自动化程度和精确性。

3.本发明通过内环峰值电流控制模式和外环平均电流模糊控制相结合的双闭环控制，大大改善了系统的稳态特性动特性及鲁棒性，克服了偏磁现象。

4.本发明通过过温、过流等多种有效保护措施，实现了对功率开关器件的实时监控和保护，提高了电源可靠性和工艺适应性。

附图说明

图1是本发明的原理整体框图；

图2是本发明的主电路原理图；

图3是DSP外围控制电路原理图；

图4是采样的电压、电流信号原理图；

图5是驱动及驱动辅助电源电路原理图；

图6是DSP及运放的辅助电源电路原理图；

图7是各保护电路原理图；

图8是键盘控制及LCD液晶显示电路原理图；

图9是本发明的控制流程框图。

具体实施方式

如图1所示，包括电磁兼容电路、整流滤波电路、移相式全桥软开关逆变电路、高频功率变压器、磁开关、次级高频整流滤波电路和基于DSP的全数字化控制电路，电磁兼容电路、整流滤波电路、移相式全桥软开关逆变电路、高频功率变压器之间的输出/输入端依次串接，磁开关串接在高频功率变压器的次级输出端与次级高频整流滤波电路输入端之间，DSP数字化控制电路的脉宽调制控制信号输出连接全桥软开关逆变电路的控制端；三相工频交流电经过电磁兼容环节处理、整流滤波后变成平滑直流电，作为逆变环节的母线电压(AC-DC)；由DSP的全数字化控制电路根据控制规则使逆变电路中开关管在零电压下开通和关断，从而得到25KHz的高频高压电(DC-AC)，再经高频变压器环节变压、磁开关环节和次级高频整流滤波环节滤波后，获得适合电镀工艺需要的零到十二伏的直流电(AC-DC)。

如图2所示，工频电网给风扇供电后接到整流模块B1整流，压敏电阻YM1-YM4用于吸收三相交流电及母线上的电压尖峰，从而降低EMI的干扰。之后连接到主要由电感L1、电容C2、C3、C4、C5、电阻R1、R2构成滤波环节滤成平滑直流电，再连接到主要由IGBT功率开关管VT1～VT4，谐振电容C6～C8构成的全桥逆变环节，协助软开关的实现，经过逆变环节后的高频(25KHz)方波信号经由并联的两个高频变压器T₁、T₂构成的高频变压环节降压，两高频变压器的初级串联、次级并联；降压后经过串接在每个变压器次级磁开关LS1、LS2、LS3、LS4，再经过由肖特基二极管D1～D16、续流二极管D17～D24、电感L2、电容C12、C13、C14、C15构成的全波整流滤波环节之后输出直流电，以上环节构成功率主电路。

如图3所示，数字处理芯片DSP TMSLF2407作为电镀电源系统控制的核心，在本发明中DSP不仅代替了3875、3879等作为移相全桥控制的模拟控制芯片，并且系统的键盘输入的控制以及LCD显示都是由2407来完成。DSP的控制过程的实现见图9。其中移相PWM输出控制利用DSP中利用其中一个定时器A为超前桥臂的PWM输出计数，另一个定时器B为滞后桥臂的PWM输出计数，这两个定时器的周期寄存器值相同。其实现过程是当定时器A的计数值达到周期的一半时，即产生该定时器比较中断，然后在中断子程序中通过根据上次PI算法的结果来改变定时器B中的实时计数值，从而实现了定时器B所控制的PWM输出相对于定时器A所控制的PWM输出的滞后，从而构成了PWM输出。产生的PWM连接到图5所示的4个驱动芯片(EXB841)的14、15管脚相连，驱动环节的输出分别与逆变桥的四个开关管的G、E极相连，上述环节构成电源驱动环节。

如图4所示，利用图2中的内环电流检测环节霍尔传感器HALL1采样到变压器原边的电流后，接到图4中接口J10，经过电感L3滤去共模干扰、电容C64滤除串模干扰后，再经过运放IC10二阶滤波放大后送到DSP的AD采样接口SAMPI1(见图3)，以上完成对内环电流的检测。利用图2中的外环平均电流检测环节霍尔传感器HALL2检测到电源的输出电流后，接到图4接口J9，经过电感L4滤共模干扰、电容C65滤除串模干扰后，再经过运放IC10二阶滤波放大后送到DSP的AD采样接口SAMPI2(见图3)，以上完成了对电源输出电流的检测。通过图2的电压检测表M1输出的电压信号接到接口J8、然后接到接口J8进行滤除共模干扰，电容C66主要是用来滤除引入的串模干扰，然后通过运放IC15组成的二阶低通滤波器滤除信号中的高频部分，然后再接到DSP的一组AD转换接口SAMPU(见图3)，根据采样的电压电流，再由DSP的算法便得出四路移相的PWM，由54、56、62、65脚输出，然后经过由一个与非门IC5、两个与门IC6、IC7组成的防复位和程序死机而造成的直通的闭锁电路(见图3)。

如图6所示，温度传感器直接安装在散热器和变压器次级，然后连接到图6的接口J13后经过再传送到DSP的自定义中断XINT1，当散热片上温度过高传感器上两个金属片跳开，输入到XINT1的信号由低变高，产生中断，闭锁PWM，显示过热保护。电流检测(HALL2)检测的输出电流通过滤波放大后接到图6中的Ipro，当Ipro超过设定的限值，输入到DSP的PDPINTA端的电压由高变低，产生中断，闭锁PWM，显示输出过流保护。同理，电流检测(HALL1)检测的变压器原边电流接到图中的接口J11，引入的电流值经过整流后与设定值进行比较，超过设定值输入到DSP的XINT1的电压由低变高，产生中断，闭锁PWM，显示原边电流保护。其中图6中接口J12为升级所预留的保护或自检功能。另外还设置由R0和接触器S1组成的合闸保护环节，合闸保护采取了两个措施，一是在初级支流母线侧采用了LC滤波，串联一个大的滤波电感，一方面限制电流的增长速度，另一方面改善初级电流波形，减少高次谐波，提高功率因数；另一个措施是采用延时，保证主电路先导通，控制电路后导通，还可以在启动瞬间，防止误触发而损坏功率器件。

如图7所示，该图是DSP和运放的电路所需的辅助电源环节。辅助电源的主要是由线形稳压电源产生的，由工频变压器得到的15和8V交流电被线形稳压电源7812、7805整成+12V、+5V的直流电。其中+12V为电路板模拟地部分电源，+5V为数字地部分电源。其中+5V电源由稳压IC1117整成适合DSP供电系统所需的+3.3V稳压电源。而由于DSP的AD转换部分需要精确的参考电压以提高AD转换精度，所以利用高精密稳压ICTL431将+12V转换成+3.3V的基准电压信号，同时通过一个射极跟随器将该信号负载能力放大用于给AD转换提供电源。

如图8所示，该图为LCD的接线图和键盘的结构图。通过键盘和LCD液晶显示即可实现对电源的各种控制和显示功能。

Claims (8)

1、一种数字化高频软开关电镀电源，其特征在于：包括电磁兼容电路、整流滤波电路、移相式全桥软开关逆变电路、高频功率变压器、磁开关、次级高频整流滤波电路和基于DSP的全数字化控制电路，电磁兼容电路、整流滤波电路、移相式全桥软开关逆变电路、高频功率变压器之间的输出/输入端依次串接，磁开关串接在高频功率变压器的次级输出端与次级高频整流滤波电路输入端之间，DSP数字化控制电路的脉宽调制控制信号输出连接全桥软开关逆变电路的控制端；三相工频交流电经过电磁兼容电路处理、整流滤波后变成平滑直流电，作为全桥软开关逆变电路的母线电压；由DSP数字化控制电路控制使逆变电路在零电压下开通和关断，从而得到25KHz的高频高压电，再经高频功率变压器变压、磁开关和次级高频整流滤波环节滤波后，获得适合电镀工艺需要的零到十二伏的直流电压输出。

2、根据权利要求1所述的数字化高频软开关电镀电源，其特征在于所述高频功率变压器由两个高频变压器连接而成，两高频变压器的初级串联、次级并联。

3、根据权利要求1或2所述的数字化高频软开关电镀电源，其特征在于所述高频功率变压器与DSP数字化控制电路中相应的采样接口之间设有内环电流检测反馈回路，该电流采样于高频功率变压器原边绕组的峰值电流。

4、根据权利要求1或2所述的数字化高频软开关电镀电源，其特征在于所述电源的最后输出端与DSP数字化控制电路中相应的采样接口之间设有外环输出电流平均值检测反馈回路和外环输出电压检测反馈回路。

5、根据权利要求1所述的数字化高频软开关电镀电源，其特征在于设有温度过热保护电路，过热保护电路与DSP数字化控制电路中相应的中断信号输入接口相连，温度过热保护电路中的温度传感器安装于高频功率变压器的散热器和次级绕组上。

6、根据权利要求1所述的数字化高频软开关电镀电源，其特征在于设有过流保护电路，过流保护电路与DSP数字化控制电路中相应的中断信号输入接口相连，过流保护电路的采样电流为高频功率变压器原边绕组的峰值电流和电源的最后输出电流。

7、根据权利要求1所述的数字化高频软开关电镀电源，其特征在于DSP全数字化控制电路采用TMS2407A的控制芯片和EXB841驱动芯片。

8、权利要求1所述的电镀电源中DSP数字化控制电路的脉宽调制控制信号输出方法，其特征在于利用DSP中利用其中一个定时器A为超前桥臂的PWM输出计数，另一个定时器B为滞后桥臂的PWM输出计数，这两个定时器的周期寄存器值相同；当定时器A的计数值达到周期的一半时，即产生该定时器比较中断，然后在中断子程序中通过根据上次采样的电压或电流值，以及给定值进行比例积分运算得出的结果来改变定时器B中的实时计数值，从而实现了定时器B所控制的PWM输出相对于定时器A所控制的PWM输出的滞后。

Images