CN104092238B - 基于调制波直接处理的逆变器电流不对称偏差的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于调制波直接处理的逆变器电流不对称偏差的控制新方法，首先对单相光伏并网逆变器产生的PWM上溢中断入口；计算比较值CMP_T12和CMP_T34：设一个调制波周期内，载波比N＝200，对一个工频周期内比较值求和计算偏置量DeltaCMP，计算修正后的比较值CMP_T12′和CMP_T34′，判断是否进入电网电压上升沿捕获中断，当200个连续采样点的计算结束，则进行电网电压上升沿捕获中断，否则继续返回计算。本发明的有益效果是通过对调制波进行直接处理来消除逆变器输出电流不对称问题。

Description

基于调制波直接处理的逆变器电流不对称偏差的控制方法

技术领域

本发明属于逆变器输出电流误差不对称控制技术领域，涉及基于调制波直接处理的逆变器输出电流误差不对称控制方法。

背景技术

光伏并网逆变器中，为了实现输入与输出的电气隔离以及要得到合适的交流输出电压值，大多采用SPWM全桥式输出端接有隔离的工频变压器的主电路结构，逆变器在实际运行中，由于各种方面的因素，导致变压器输入侧电压中含有直流分量，使得变压器铁心工作磁滞回线中心点偏离零点，从而造成逆变器输出电流整体偏移使得正负半周不对称，进一步造成输出电流畸变。电流输出不对称以及电流畸变的问题使得变压器铁心很快达到饱和，轻者加大了变压器损耗抬高变压器的铁芯温度，降低了变压器效率，甚至会引起变压器颠覆，严重影响逆变器的正常工作，对逆变器自身以及整个电力系统的运行有极大的危害。因此，寻找解决逆变器输出电流误差不对称的方法是大多学者们研究的重点。文献[1]提出根据系统工况分段控制开关频率的方法来解决逆变器输出电流畸变的问题，但是该方法需要逆变器开关管通断频率是可变的，因此控制手段不易实现。文献[2]提出了一种基于比例谐振和谐波补偿的方法来改善输出电流波形的方法，但是比例谐振控制模块参数较多，再加上补偿控制的环节参数，使得控制系统参 变量较多。文献[3][4]提出一种对输出电流进行连续跟踪调整DC/DC变换器输出脉冲的宽度，使得输出的直流电流正负对称，但是该方法不适合光伏逆变器系统中。

总之，以上提到的方法共分为两种，一个是硬件电路抑制输出电流不对称、一种是软件法控制方法；其中硬件电路比较麻烦，而且增加成本；软件控制法大都需要加调节器。然而由于直流分量的引入，导致了输出电流不对称现象的发生，其最终结果都反映到调制波上，使得调制波上下周期不对称，从而使得上下脉冲不对称，这里提出一种基于调制波直接处理的逆变器电流不对称偏差的控制新方法，最后在一台3kW光伏并网逆变器的样机上进行了实验验证，效果良好。

由于通过隔离变压器与电网连接，实际运行中，由于各方面因素的影响，比如开关管开关速度的误差，使得变压器输出电压上下波形不对称，从而造成逆变器输出电流不对称，这样对变压器以及整个系统运行有不良影响。因此，必须寻找一种良好的能抑制逆变器输出电流不对称的方法。

发明内容

本发明的目的在于一种基于调制波直接处理的逆变器电流不对称偏差的控制新方法，解决了逆变器输出电流不对称现象的存在严重影响逆变器的正常工作的问题。

本发明所采用的技术方案是按照以下步骤进行：

步骤1：对单相光伏并网逆变器产生的PWM上溢中断入口；

步骤2：计算比较值CMP_T12和CMP_T34：

CMP_T12＝(1+M*sinwt)*TBPRD*0.5，

CMP_T34＝(1-M*sinwt)*TBPRD*0.5；

步骤3：设一个调制波周期内，载波比N＝200，对一个工频周期内比较值求和

步骤4：计算偏置量DeltaCMP：

$\mathrm{DeltaCMP}=\underset{n=1}{\overset{200}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{CMP}}_{T12}-100*\mathrm{TBPRD};$

步骤5：计算修正后的比较值CMP_T12′和CMP_T34′：

CMP_T12′＝CMP_T12-DeltaCMP，

CMP_T34′＝CMP_T34+DeltaCMP；

步骤6：判断是否进入电网电压上升沿捕获中断，当200个连续采样点的计算结束，则进行电网电压上升沿捕获中断，否则继续返回计算。

本发明的有益效果是通过对调制波进行直接处理来消除逆变器输出电流不对称问题。

附图说明

图1是本发明单相光伏并网逆变器的总体控制结构示意图；

图2是本发明单极性倍频的SPWM调制原理图；

图3是本发明输出电流不对称抑制的流程图；

图4是本发明采取处理先后的实验结果示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

如图1所示，Kf代表电网电压的前馈系数。该全桥逆变器采用的是电压电流双闭环控制，调节器采用PI控制，内环PI主要完成输出电流的控制，外环PI主要完成直流侧直流电压稳定输出，电流内环PI输出，与电网电压前馈之和(Kf＝直流侧电压的倒数即kf＝1/Upv)为最终的调制波，这里调制波用M*sinwt表示，它与三角载波比较产生SPWM。其中M为调制波的幅值在0-1之间，逆变器一般选取0.75。

图2表示采取逆变器采取单极性倍频调制方式下的三角载波与调制波相比较产生的SPWM的原理。图中曲线1和曲线2代表相位完全相反的调制波。三角载波控制芯片DS28335产生，前半周期设置成增加计数模式，后半周期设置减少的计数模式，并且增加和减少的速度完全一致，这样就可以用来模拟三角载波的产生。开关T1、T2管的触发脉冲由曲线1与三角载波进行比较控制。开关T3、T4管的触发脉冲由曲线2与三角载波进行比较控制。

系统控制方法：控制系统通过对光伏电池板工作点进行扰动后对比光伏电池板前后两次输出电压并把误差送入PI控制器作为逆变器输出电流的幅值给定这个值与电网电压相位α的正弦函数值sinα相乘作为内环电流的给定值这个值再与逆变器输出电流的采样值(实际值)进行比较送入第二个PI控制器，第二个PI控制器，再与电压采样值乘上K_f相加，就得到调制波，这时候的调制波，可能不对称造成逆变器输出电流正负脉冲不对称，因此需要在与三角载波比较之前对所得到调制波做进一步处理，也就是使得处理后的调制波形完全对称。经过处理后的调制波与三角波进行比较，得到脉冲信号来驱动T1-T4。

假设调制波1上下完全对称，m1和m2分别为正负半周的两个对应值，与其它们相对应的比较值分别为CMP1和CMP2；

满足m1+m2＝0。(1)

定义载波比：

$N=\frac{f_c}{f_r}---\left(2\right)$

公式中，f_c为三角载波频率，f_r为调制波频率，N代表在一个调制波周期中含有的三角载波个数。

PWM可以设置为上溢周期中断或下溢周期中断，这里设置上溢周期中断，定义周期值为TBPRD，TBPRD值可以通过芯片DSP28335CPUB内置的分频计算获得。当计数达到TBPRD时，进入PWM中断进行A/D采样并计算调制波的值。

以控制开关管T1、T2开通和关断的实际比较值计算公式为：

CMP_T12＝(1+M*sinwt)*TBPRD*0.5…(3)

CMP1和CMP2计算结果为：

CMP1＝(1+m1)*TBPRD*0.5…(4)

CMP2＝(1+m2)*TBPRD*0.5…(5)

若调制波曲线1上下是完全对称的，则有：

CMP1+CMP2＝TBPRD

否则有：

CMP1+CMP2≠TBPRD

对一个载波比N＝200的一个调制波周期内，则调制波曲线1的所有比较值之和为

令：

$\mathrm{DeltaCMP}=\underset{n=1}{\overset{200}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{CMP}}_{T12}-100*\mathrm{TBPRD}...\left(6\right)$

当DeltaCMP＞0，说明有正偏置；

当DeltaCMP＜0，说明有负偏置；

当DeltaCMP＝0，说明无偏置；

因此只要DeltaCMP≠0，就说明了调制波偏离了中心点，也就是说逆变器输出的电流也会出现中心点偏移。

为了解决该问题，提出了基于调制波直接处理的逆变器电流不对称偏差的控制方法，从根本上说就是对所计算得到的比较值进行处理。具体方法就是对控制开关管T1、T2开通和关断的实际比较值计算公式为(3)进行处理：

CMP_T12′＝CMP_T12-DeltaCMP…(7)

同理，开关管T3、T4开通和关断的实际比较值公式修正为：

CMP_T34′＝CMP_T34+DeltaCMP…(8)

其中：CMP_T34＝(1-M*sinwt)*TBPRD*0.5…(9)

具体的程序实现流程如图3所示：

该方法可以完全保证调制波上下半周的完全对称，可以完全消除逆变器输出电流的正负不对称，极大改善电流质量以及逆变器的运行环境。

样机实验结果：

为验证本发明对逆变器输出电流不对称抑制方法的有效性，设计一台以TI公司生产的浮点型DSP28335为CPU的3kW单相光伏并网逆变器。采用单极性倍频调制方式，开关频率设置为10kHz。用DSP28335自带的EPWM1和EPWM2模块控制相应的左右峭壁的开关管。

实验结果如图4所示，4(a)抑制前的并网电流波形，图4(b)抑制后的并网电流波形，结果表明，该偏磁抑制方法能有效地抑制逆 变器输出电流的不对称缺陷。

针对文中基于调制波直接处理的逆变器电流不对称偏差的控制新方法，经实际试验证明，该方法效果良好，程序实现容易，比以往的用硬件电路抑制或软件控制方法都要简单，具有非常实用的工程应用价值。以上所述仅是对本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改，等同变化与修饰，均属于本发明技术方案的范围内。

参考文献

[1]王颢雄，桑洪和曾晓.一种抑制半桥逆变器输出电流畸变的新方法[J].三峡大学学报，2006，28(3)：213-215

[2]陈晓云，王维庆。基于比例谐振和谐波补偿的逆变器电流控制[J].电源技术，2010年第7期，691-695

[3]张方华，王慧贞，严仰光.新颖正激推挽电路的研究及工程实现[J].南京航空航天大学学报.2002(05)

[4]吴金桥.一种车载电源双向DC/DC变换器的研究[D].合肥工业大学2006。

Claims (1)

1.一种基于调制波直接处理的逆变器电流不对称偏差的控制方法，其特征在于按照以下步骤进行：

步骤1：对单相光伏并网逆变器产生的PWM上溢中断入口；

步骤2：计算比较值CMP_T12和CMP_T34：

CMP_T12＝(1+M*sinwt)*TBPRD*0.5，

CMP_T34＝(1-M*sinwt)*TBPRD*0.5；

其中，CMP_T12为控制开关管T1、T2开通和关断的比较值，CMP_T34为控制开关管T3、T4开通和关断的比较值；

M为调制波的幅值，M*sinwt表示调制波；

TBPRD为周期值，通过芯片DSP28335CPUB内置的分频计算获得，当计数达到TBPRD时，进入PWM中断进行A/D采样并计算调制波的值；

假设调制波上下完全对称，m1和m2分别为正负半周的两个对应值，则满足m1+m2＝0；

与m1和m2相对应的比较值分别为CMP1和CMP2，计算公式为：

CMP1＝(1+m1)*TBPRD*0.5，CMP2＝(1+m2)*TBPRD*0.5；

若调制波曲线上下是完全对称的，则有：CMP1+CMP2＝TBPRD；否则有：CMP1+CMP2≠TBPRD；

步骤3：设一个调制波周期内，载波比N＝200，对一个工频周期内比较值求和

定义载波比：表示一个调制波周期中含有的三角载波周期个数，其中f_c为三角载波频率，f_r为调制波频率；

步骤4：计算偏置量DeltaCMP：

$DeltaCMP=\underset{n=1}{\overset{200}{\Σ}}{\mathrm{CMP}}_{T12}-100*TBPRD;$

当DeltaCMP＞0，说明有正偏置；当DeltaCMP＜0，说明有负偏置；当DeltaCMP＝0，说明无偏置；

因此只要DeltaCMP≠0，就说明调制波偏离了中心点，即逆变器输出的电流也会出现中心点偏移；

步骤5：计算修正后的比较值CMP_T12′和CMP_T34′：

CMP_T12′＝CMP_T12-DeltaCMP，

CMP_T34′＝CMP_T34+DeltaCMP；

CMP_T12′为控制开关管T1、T2开通和关断的修正后的比较值，CMP_T34′为控制开关管T3、T4开通和关断的修正后的比较值；

步骤6：判断是否进入电网电压上升沿捕获中断，当200个连续采样点的计算结束，则进行电网电压上升沿捕获中断，否则继续返回计算。