CN113258808B - 高功率密度车载交流电源 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及高功率密度车载交流电源，包括依次连接的高频逆变电路、整流电路、低频逆变电路和LC滤波电路，高频逆变电路包括开关管组成的第一桥臂和变压器，变压器的原边绕组的中心抽头与蓄电池的正极连接，蓄电池的负极与第一桥臂的中点连接，第一桥臂的每支开关管均并联电容和二极管；变压器的副边绕组的两端与整流电路的输入端连接；低频逆变电路包括开关管组成的第二桥臂、第三桥臂，第二桥臂、第三桥臂的两端与整流电路的输出端连接，第二桥臂、第三桥臂的每支开关管均并联电容和二极管。本发明采用高频逆变电路，省去了输出端的工频变压器，提升了电源的效率和能量密度，实现了电源的小型轻量化和低噪声。

Description

高功率密度车载交流电源
技术领域
本发明属于DC-AC变换器领域，具体涉及一种高功率密度车载交流电源。
背景技术
目前市场上的车载通信照明用交流电源，输入通常为48V的蓄电池，为了节约车厢用地，保持环境干净，要求电源保持高功率密度和低噪声。若采用传统方案，逆变输出端必须接有工频变压器以实现电压匹配、输入输出间电隔离和负载故障时的过电流抑制等作用。但如果采用工频变压器，电源就无法实现小型轻量化和低噪声的要求，并且随着输出功率的提高，变压器磁芯会逐渐饱和，导致输出效率大大降低；严重时甚至会导致输出电压和电流波形畸变，危害用电设备和人身安全。
因此，研究一种新型的高效轻量化车载交流电源及其控制方法。
发明内容
本发明的目的是针对上述问题，提供一种高功率密度车载交流电源，采用高频逆变电路、低频逆变电路代替工频变压器，利用高频逆变电路提升电源效率和能量密度，高频逆变电路的输出经整流后，输入低频逆变器，转换为220V交流电。
本发明的技术方案是一种高功率密度车载交流电源，包括依次连接的高频逆变电路、整流电路、低频逆变电路和LC滤波电路，高频逆变电路包括开关管组成的第一桥臂和变压器，变压器的原边绕组的中心抽头与蓄电池的正极连接，蓄电池的负极与第一桥臂的中点连接，第一桥臂的每支开关管均并联电容；变压器的副边绕组的两端与整流电路的输入端连接；低频逆变电路包括开关管组成的第二桥臂、第三桥臂，第二桥臂、第三桥臂的两端与整流电路的输出端连接；第二桥臂、第三桥臂的每支开关管均并联电容；第二桥臂的中点、第三桥臂的中点作为低频逆变电路的输出端，与LC滤波电路的输入端连接。
进一步地，第一桥臂的每支开关管均并联二极管。
进一步地，第二桥臂、第三桥臂的每支开关管均并联二极管。
优选地，高频逆变电路包括开关管VG1、开关管VG2，开关管VG2的漏极与开关管VG1的源极连接，变压器T1的原边绕组的两端分别与开关管VG1的漏极、开关管VG2的源极连接，变压器T1的原边绕组的中心抽头与蓄电池的正极连接，开关管VG2的漏极与蓄电池的负极连接；二极管VD1、电容CS1均与开关管VG1并联，二极管VD2、电容CS2均与开关管VG2并联。
优选地，整流电路包括二极管VD3、二极管VD4、二极管VD5、二极管VD6和滤波电容Cd，二极管VD3的阳极与二极管VD6的阴极连接，二极管VD4的阳极与二极管VD5的阴极连接，滤波电容Cd的两端分别与二极管VD4的阴极、二极管VD5的阳极连接，变压器T1的副边绕组的两端分别与二极管VD3的阳极、二极管VD4的阳极连接。
优选地，低频逆变电路包括开关管VG3、开关管VG4、开关管VG5、开关管VG6，开关管VG6的漏极与开关管VG3的源极连接，开关管VG5的源极与开关管VG4的漏极连接；二极管VD7、电容CS3均与开关管VG3并联，二极管VD10、电容CS6均与开关管VG6并联，二极管VD8、电容CS4均与开关管VG4并联，二极管VD9、电容CS5均与开关管VG5并联。
优选地，滤波电路包括串联的电感L0和电容C0，电感L0远离电容C0的端头与开关管VG3的源极连接，电容C0远离电感L0的端头与开关管VG4的漏极连接，电容C0的两端引出导线，作为滤波电路的输出端。
优选地，高频逆变电路的控制过程包括：
1)输出直流电压ud2经过直流反馈电压采样电路隔离采样，得到直流反馈电压uf1，计算其与直流给定电压
Figure BDA0003054683740000021
的偏差，将偏差信号输入电压PI调节器得到电流信号
Figure BDA0003054683740000022
2)整流电路的输出直流电流id2经过直流反馈电流采样电路隔离采样，得到直流反馈电流if1，计算其与电流信号
Figure BDA0003054683740000023
的偏差，将偏差信号输入电流PI调节器，得到电流信号ie1，将电流信号ie1引入SPWM信号比较器；
3)计算交流电压反馈值uf2的基波有效值
Figure BDA0003054683740000024
与交流给定电压
Figure BDA0003054683740000025
的偏差，将偏差信号输入电压PI调节器得到电压信号ue3，将电压信号ue3输入至SPWM信号比较器；
4)将输入至SPWM信号比较器的电压信号ue3、电流信号ie1与三角载波发生器相比较，SPWM信号比较器的输出端经过分相器分相后，再通过MOSFET驱动电路得到高频逆变电路开关管的驱动信号；
5)霍尔传感器CT1监测高频逆变电路的输入直流电流id1，保证电路过电流时迅速封锁PWM脉冲信号，以保证电路安全。
优选地，低频逆变电路的控制过程包括：
1)计算输出交流电压反馈值uf2的基波有效值
Figure BDA0003054683740000031
与给定交流电压
Figure BDA0003054683740000032
之间的偏差，输入电压PI调节器，得到电压信号ue3并输入至SPWM信号比较器；
2)将输出交流电压反馈值uf2输入锁相环，提取输出电压u0基波的电角度θs，并重建正弦波函数sin(ωst)，再除以交流电压反馈值uf2的基波幅值
Figure BDA0003054683740000033
即得到负载交流电流i0需要跟踪的相位信号
Figure BDA0003054683740000034
3)将直流母线电压ud2经直流反馈电压采样电路隔离采样得到直流反馈电压uf1，计算其与给定直流电压
Figure BDA0003054683740000035
的偏差，将得到的偏差信号输入电压PI调节器，即得到负载交流电流i0需要跟踪的幅值信号
Figure BDA0003054683740000036
4)将相位信号
Figure BDA0003054683740000037
和幅值信号
Figure BDA0003054683740000038
通过标量乘法器相乘，即得到负载交流电流i0的给定值
Figure BDA0003054683740000039
计算输出交流电流反馈值if2与
Figure BDA00030546837400000310
的偏差，将偏差信号输入电流PI调节器，得到电流信号ie2输入至SPWM信号比较器；
5)将输入到SPWM信号比较器的电压信号ue3、电流信号ie2与三角载波发生器相比较，SPWM信号比较器的输出端经过分相器分相后，再通过MOSFET驱动电路得到低频逆变电路的开关管的驱动信号；
6)霍尔传感器CT2监测低频逆变电路的输入直流电流id2，电路过电流时迅速封锁PWM脉冲信号，以保证电路安全。
相比现有技术，本发明的有益效果包括：
l)采用高频逆变电路，省去了输出端的工频变压器，提升了电源的效率和能量密度，实现了电源的小型轻量化和低噪声。
2)高频逆变电路采用推挽式逆变电路，减少了开关管的数量、节约了制造成本、使得控制和驱动策略相对简单。
3)开关管漏极和源极之间均并联了快恢复二极管和缓冲电容，保证了开关管正常的负压关断，改善了开关环境，降低了开关损耗。
4)高频和低频逆变电路均采用SPWM调制方式，减轻了器件应力，降低了输出电压和输出电流的总谐波失真，提升了电源整机的效率。
5)高频逆变电路的控制采用电压外环和电流内环的串级PID调节，使得电压环的开环传递函数不再具有共轭复根，可以选取较高的放大倍数；并且将负载输出交流电压信号也引入其控制环节，从而减小系统的稳态误差、加快系统的响应速度、提高系统的动态特性。
6)低频逆变电路的控制采用电压定向控制，使得负载输出交流电流正弦化；并使输出交流电流能够与输出交流电压同步，实现单位功率因数运行；这加强了控制环节的限流保护能力，提高了系统的动态响应速度，保证了输出负载的电能质量，降低了输出交流电压和输出交流电流的总谐波失真，提高了电源的输出效率。
7)利用霍尔电流传感器对低频逆变电路和高频逆变电路的输入直流电流均进行采样，保证电路过电流时迅速封锁PWM脉冲信号以保证电路安全，使得本发明具有较强的实用价值。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
图1是本发明实施例的高功率密度车载交流电源的主电路的电路图。
图2是本发明实施例的高频逆变电路的控制电路原理图。
图3是本发明实施例的低频逆变电路的控制电路原理图。
图4是传统车载电源主电路图。
图5是本发明实施例的仿真电路图。
图6是本发明实施例的整流电路输出电压仿真波形图。
图7是本发明实施例的整流电路输出电流仿真波形图。
图8是本发明实施例的低频逆变电路输出电压仿真波形图。
图9是本发明实施例的低频逆变电路输出电流仿真波形图。
图10是本发明实施例的低频逆变电路的SPWM驱动信号仿真波形图。
图11是本发明实施例的高频逆变电路的SPWM驱动信号仿真波形图。
具体实施方式
如图1所示，本发明实施例提供的高功率密度车载交流电源主电路，包括依次连接的高频逆变电路、整流电路、低频逆变电路和LC滤波电路等。
高频逆变电路包括开关管VG1、开关管VG2、二极管VD1、二极管VD2、电容CS1、电容CS2和高频变压器T1，如图1所示。开关管VG2的漏极与开关管VG1的源极连接，高频变压器T1的原边绕组的两端分别与开关管VG1的漏极、开关管VG2的源极连接，高频变压器T1的原边绕组的中心抽头与蓄电池的正极连接，开关管VG2的漏极与蓄电池的负极连接；二极管VD1、电容CS1均与开关管VG1并联，二极管VD2、电容CS2均与开关管VG2并联。开关管VG1、开关管VG2均为MOSFET。二极管VD1、二极管VD2均为快恢复二极管。实施例的蓄电池电压为48V。
高频逆变电路的控制电路采用基于ARM-Cortex-M7内核的RT1064的PWM发生器，该芯片输出两列互差180°的脉冲uA和uB，其脉宽τ取决于直流给定电压
Figure BDA0003054683740000051
和交流给定电压
Figure BDA0003054683740000052
当开关管VG1和开关管VG2轮番导通时，在高频变压器T1的副边可得到频率为fC1的方波uC，其幅值为nUd，脉宽为τ，其中n为高频变压器T1的变比，调节脉宽τ即可改变方波的基波幅值UC1m。
图2所示是高频逆变电路的控制电路，其有三个反馈电量取自主电路：一是取自整流电路的输出端的直流电压ud2，经过直流反馈电压采样电路隔离采样得到的直流反馈电压uf1，uf1与直流给定电压
Figure BDA0003054683740000053
相比较并通过电压PI调节器得到电流信号
Figure BDA0003054683740000054
二是取自整流电路的输出端的直流电流id2，经过直流反馈电流采样电路隔离采样得到的直流反馈电流if1，if1与电流信号
Figure BDA0003054683740000055
相比较并通过电流PI调节器得到电流信号ie1，将其引入SPWM信号比较器；三是取自负载端的交流电压u0，经过交流反馈电压检测输出交流反馈电压uf2，将uf2的基波有效值
Figure BDA0003054683740000056
与交流给定电压
Figure BDA0003054683740000057
相比较，所得偏差经过电压调节器的PI运算后得到电压信号ue3也引入SPWM信号比较器。
然后将上述SPWM信号比较器引入的两个信号与三角载波发生器相比较，SPWM信号比较器的输出端经过分相器分相后，再通过MOSFET驱动电路得到高频逆变电路所需的驱动信号；再应用RT1064芯片实现脉宽τ的调节，使直流输出电压ud2在外部扰动的作用下保持稳定；由于负载端交流电压u0与高频逆变电路没有直接耦合性，u0的变化是间接通过ud2的变化反馈到高频逆变电路的控制器的，为了增强高频逆变电路和低频逆变电路的耦合性、加快系统的响应速度、提高系统的动态特性，将负载端交流电压u0也进行电压环控制并引入SPWM比较器中；高频逆变电路的输入直流电流id1经过霍尔传感器CT1和过电流检测电路加到RT1064芯片的AD检测端口，保证电路过电流时迅速封锁PWM脉冲信号以保障电路安全。
由于RT1064芯片的输入和输出之间没有电隔离，故其输出不能与逆变器开关管的栅极直接耦合，高频逆变电路的MOSFET驱动电路除了实现前置电路即RT1064芯片与栅极电路之间的电隔离之外，还将输出电流放大到逆变器件所要求的数值，保证MOSFET可靠地导通。
实施例利用具有中间直流环节的高频链电路实现高功率密度电路，即在高频逆变电路和低频逆变电路之间加入直流环节。传统的车载电源没有这一环节，它是将蓄电池的48V直流电压逆变后直接接入工频变压器，经AC/AC电压等级变换为220V/50Hz后直接投入使用，如图4所示。如图1所示，实施例的整流电路采用二极管VD3、二极管VD4、二极管VD5、二极管VD6和滤波电容Cd构成的单相不控全桥整流电路，二极管VD3的阳极与二极管VD6的阴极连接，二极管VD4的阳极与二极管VD5的阴极连接，滤波电容Cd的两端分别与二极管VD4的阴极、二极管VD5的阳极连接，变压器T1的副边绕组的两端分别与二极管VD3的阳极、二极管VD4的阳极连接。二极管VD3、二极管VD4、二极管VD5、二极管VD6均为快恢复二极管。附加滤波电容Cd，使输出直流电压的平均值ud2＝350V，实现升压的目的。
为了在输出端获得220V/50Hz的交流电压，并尽可能地提高输出效率η、降低输出负载交流电压u0和交流电流i0的总谐波失真，实施例采用图1所示的低频逆变电路，包括开关管VG3、开关管VG4、开关管VG5、开关管VG6、二极管VD7、二极管VD8、二极管VD9、二极管VD10、缓冲电容Cs3、缓冲电容Cs4、缓冲电容Cs5、缓冲电容Cs6等构成。开关管VG6的漏极与开关管VG3的源极连接，开关管VG5的源极与开关管VG4的漏极连接；二极管VD7、电容CS3均与开关管VG3并联，二极管VD10、电容CS6均与开关管VG6并联，二极管VD8、电容CS4均与开关管VG4并联，二极管VD9、电容CS5均与开关管VG5并联。开关管VG3、开关管VG4、开关管VG5、开关管VG6均为MOSFET。二极管VD7、二极管VD8、二极管VD9、二极管VD10均为快恢复二极管。低频逆变电路对应的控制电路如图3所示。
实施例的低频逆变电路的控制电路具有如下要求：
l)采用SPWM调压方式，可以减少输出端交流电压和交流电流的谐波含量；
2)保证在有外部扰动的情形下，直流母线电压ud2和输出电压u0仍然能保持稳定；
3)在过电流故障时能迅速封锁PWM脉冲信号，使电路得到有效保护；
4)让输出电流i0正弦化并与输出电压u0保持同步，保证系统的单位功率因数运行。
为了实现要求1)和要求3)，实施例采用RT1064芯片，但需要产生一个正弦调制信号ug，其频率为车载电源的输出频率f，其幅值Ugm既反映了输出交流电压u0的基波有效值与其给定值
Figure BDA0003054683740000061
的偏差；还反映了直流母线电压ud2与其给定值
Figure BDA0003054683740000062
的偏差。为此，设置了SPWM信号比较器。由图3可见，SPWM信号比较器有四个输入信号：一是幅值控制信号ie2；二是幅值控制信号ue3；三是频率控制信号uT2；四是电流信号im2，比较器的输出信号up2加到RT1064芯片的定时器中断端口。低频逆变电路的输入直流电流id2经过霍尔传感器CT2和过电流检测电路加到RT1064的AD检测端口，保证电路过电流时迅速封锁PWM脉冲信号以保障电路安全。
为了实现要求2)和要求4)，在低频逆变电路的控制电路中设置了交流电压检测及处理电路、交流电流检测及处理电路、直流反馈电压采样电路、PI电压调节器、PI电流调节器、锁相环、标量乘法器等。输出交流反馈电压uf2的基波有效值
Figure BDA0003054683740000071
与交流给定电压
Figure BDA0003054683740000072
之间的偏差经过电压调节器的PI运算得到电压信号ue3并引入SPWM信号比较器；输出交流反馈电压uf2经过锁相环提取输出电压u0基波的电角度θs并重建正弦波函数sin(ωst)，再除以交流电压反馈值uf2的基波幅值
Figure BDA0003054683740000073
即得到负载交流电流i0需要跟踪的相位信号
Figure BDA0003054683740000074
直流母线电压ud2经过直流反馈电压采样电路隔离采样后，得到直流反馈电压uf1并与直流给定电压
Figure BDA0003054683740000075
相比较，所得偏差经过电压调节器的PI运算后即得到负载交流电流i0需要跟踪的幅值信号
Figure BDA0003054683740000076
将相位信号
Figure BDA0003054683740000077
和幅值信号
Figure BDA0003054683740000078
通过标量乘法器相乘，即得到负载交流电流i0的给定值
Figure BDA0003054683740000079
输出交流反馈电流if2与
Figure BDA00030546837400000710
相比较，所得偏差经过电流调节器的PI运算后，输出电流信号ie2也引入SPWM信号比较器；然后将上述SPWM信号比较器引入的两个信号与三角载波发生器相比较，SPWM信号比较器的输出端经过分相器分相后，再通过MOSFET驱动电路得到低频逆变电路所需的驱动信号。
最后再应用RT1064芯片实现脉宽τ的调节，除了能够让直流母线电压ud2和负载交流电压u0在外部扰动之下保持稳定外；还能使负载交流电流i0正弦化并能够与负载交流电压u0同相位，保证低频逆变电路的单位功率因数运行。这既提高了系统的稳定性和响应速度；也保证了系统输出的交流电压和交流电流的电能质量。
滤波电路包括串联的电感L0和电容C0，电感L0远离电容C0的端头与开关管VG3的源极连接，电容C0远离电感L0的端头与开关管VG4的漏极连接，电容C0的两端引出导线，作为滤波电路的输出端。滤波电路用于滤除输出交流电压u0和输出交流电流i0的高次谐波，进而降低u0和i0的总谐波失真。
仿真参数说明：
如图5所示，输入直流电压uin＝48V；开关管均采用MOSFET，导通电阻Ron设为0.1Ω；缓冲电容建模为一个20Ω的纯电阻和一个100pF的纯电容串联；高频三绕组变压器T1的额定容量Sn＝10KVA、额定频率fn＝5KHz、励磁电阻Rm＝500Ω、励磁电感Lm＝10H；缓冲二极管和整流二极管建模为快恢复二极管，正向导通压降为0.9V、正向导通电阻为0.04Ω；整流电路输出侧滤波电感Ld＝950μH、滤波电容Cd＝100μF；低频逆变电路输出测滤波电感L0＝1mH、滤波电容C0＝2200μF、负载阻抗RL＝29.1Ω。
根据图1、图2和图3搭建了控制电路模型，主要包含PID调节器、加法器、标量乘法器、锁相环PLL、限幅器、RMS有效值模块、正弦调制波发生器、三角载波发生器和比较器等；低频逆变电路使用电压定向控制(VOC)，保证输出交流电压u0和直流母线电压ud2在外部干扰下仍然能够保持稳定；还能使得输出交流电流i0正弦化并跟随输出交流电压u0，保证系统的单位功率因数运行。高频逆变电路中，除了对反馈得到的直流电压uf1和直流电流if1进行电压外环和电流内环的串级PID控制以外，为了提高高频逆变电路对负载端交流电压u0的变化的响应速度，还对负载端交流电压u0单独设置电压环，保证了系统的动态特性。
本发明实施例中整流电路输出的直流电压和直流电流波形如图6和图7所示，整流电路输出的直流电压平均值ud2m＝350.57V，输出的直流电流平均值id2m＝4.98A；本发明实施例中低频逆变电路输出的交流电压和交流电流波形如图8和图9所示，低频逆变电路输出的交流电压有效值u0m＝219.74V，交流电流有效值i0m＝7.55A；由此可算得低频逆变电路的效率η＝0.95。通过对输出交流电压u0和交流电流i0进行快速傅里叶变换可以算出，输出交流电压u0的总谐波失真为0.146％；输出交流电流i0的总谐波失真为0.576％。
本发明实施例中低频逆变电路和高频逆变电路的SPWM驱动信号波形如图10和图11所示。为了防止在逆变电路中同一桥臂的两个开关管同时导通导致输入直流侧发生短路，采用以下两种方法提高逆变电路工作的可靠性：一是在开关管换流期中插入恰当的死区时间，使同一桥臂中某一开关管完全关断后，另一个开关管才获得导通信号；二是采用非互补的控制信号时序，将原来互补的驱动信号进行相位移动变为非互补的驱动信号，再用来驱动开关管。综上所述，本发明的高功率密度车载交流电源电路及控制方法，实现了传统车载电源无法达到的小型化和低噪声的要求，降低了电源输出交流电压和输出交流电流的总谐波失真，实现了系统的单位功率因数运行，提高了电源的输出效率和功率密度，减小了系统的稳态误差，加快了系统的响应速度，提高了系统的动态特性，能够满足市场对低电压大电流输出的大功率车载电源的需求。

Claims (2)

1.高功率密度车载交流电源，其特征在于，包括依次连接的高频逆变电路、整流电路、低频逆变电路和LC滤波电路；
高频逆变电路包括开关管组成的第一桥臂和变压器，变压器的原边绕组的中心抽头与蓄电池的正极连接，蓄电池的负极与第一桥臂的中点连接，第一桥臂的每支开关管均并联电容；变压器的副边绕组的两端与整流电路的输入端连接；
低频逆变电路包括开关管组成的第二桥臂、第三桥臂，第二桥臂、第三桥臂的两端与整流电路的输出端连接；第二桥臂、第三桥臂的每支开关管均并联电容；第二桥臂的中点、第三桥臂的中点作为低频逆变电路的输出端，与LC滤波电路的输入端连接；
高频逆变电路包括开关管VG1、开关管VG2，开关管VG2的漏极与开关管VG1的源极连接，变压器T1的原边绕组的两端分别与开关管VG1的漏极、开关管VG2的源极连接，变压器T1的原边绕组的中心抽头与蓄电池的正极连接，开关管VG2的漏极与蓄电池的负极连接；
二极管VD1、电容CS1均与开关管VG1并联，二极管VD2、电容CS2均与开关管VG2并联；
整流电路包括二极管VD3、二极管VD4、二极管VD5、二极管VD6和滤波电容Cd，二极管VD3的阳极与二极管VD6的阴极连接，二极管VD4的阳极与二极管VD5的阴极连接，滤波电容Cd的两端分别与二极管VD4的阴极、二极管VD5的阳极连接，变压器T1的副边绕组的两端分别与二极管VD3的阳极、二极管VD4的阳极连接；
低频逆变电路包括开关管VG3、开关管VG4、开关管VG5、开关管VG6，开关管VG6的漏极与开关管VG3的源极连接，开关管VG5的源极与开关管VG4的漏极连接；
二极管VD7、电容CS3均与开关管VG3并联，二极管VD10、电容CS6均与开关管VG6并联，二极管VD8、电容CS4均与开关管VG4并联，二极管VD9、电容CS5均与开关管VG5并联；
高频逆变电路的控制电路有三个反馈电量取自主电路：一是取自整流电路的输出端的直流电压ud2，经过直流反馈电压采样电路隔离采样得到的直流反馈电压uf1，uf1与直流给定电压
Figure FDA0003875563830000011
相比较并通过电压PI调节器得到电流信号
Figure FDA0003875563830000012
二是取自整流电路的输出端的直流电流id2，经过直流反馈电流采样电路隔离采样得到的直流反馈电流if1，if1与电流信号
Figure FDA0003875563830000013
相比较并通过电流PI调节器得到电流信号ie1，将其引入SPWM信号比较器；三是取自负载端的交流电压u0，经过交流反馈电压检测输出交流反馈电压uf2，将uf2的基波有效值
Figure FDA0003875563830000014
与交流给定电压
Figure FDA0003875563830000021
相比较，所得偏差经过电压调节器的PI运算后得到电压信号ue3也引入SPWM信号比较器；
高频逆变电路的控制过程包括：
输出直流电压ud2经过直流反馈电压采样电路隔离采样，得到直流反馈电压uf1，计算其与直流给定电压
Figure FDA0003875563830000022
的偏差，将偏差信号输入电压PI调节器得到电流信号
Figure FDA0003875563830000023
整流电路的输出直流电流id2经过直流反馈电流采样电路隔离采样，得到直流反馈电流if1，计算其与电流信号
Figure FDA0003875563830000024
的偏差，将偏差信号输入电流PI调节器，得到电流信号ie1，将电流信号ie1引入SPWM信号比较器；
计算交流电压反馈值uf2的基波有效值
Figure FDA0003875563830000025
与交流给定电压
Figure FDA0003875563830000026
的偏差，将偏差信号输入电压PI调节器得到电压信号ue3，将电压信号ue3输入至SPWM信号比较器；
将输入至SPWM信号比较器的电压信号ue3、电流信号ie1与三角载波发生器相比较，SPWM信号比较器的输出端经过分相器分相后，再通过MOSFET驱动电路得到高频逆变电路开关管的驱动信号；
霍尔传感器CT1监测高频逆变电路的输入直流电流id1，保证电路过电流时迅速封锁PWM脉冲信号，以保证电路安全；
低频逆变电路的控制过程包括：
1)计算输出交流电压反馈值uf2的基波有效值
Figure FDA0003875563830000027
与给定交流电压
Figure FDA0003875563830000028
之间的偏差，输入电压PI调节器，得到电压信号ue3并输入至SPWM信号比较器；
2)将输出交流电压反馈值uf2输入锁相环，提取输出电压u0基波的电角度θs，并重建正弦波函数sin(ωst)，再除以交流电压反馈值uf2的基波幅值
Figure FDA0003875563830000029
即得到负载交流电流i0需要跟踪的相位信号
Figure FDA00038755638300000210
3)将直流母线电压ud2经直流反馈电压采样电路隔离采样得到直流反馈电压uf1，计算其与给定直流电压
Figure FDA00038755638300000211
的偏差，将得到的偏差信号输入电压PI调节器，即得到负载交流电流i0需要跟踪的幅值信号
Figure FDA00038755638300000212
4)将相位信号
Figure FDA00038755638300000213
和幅值信号
Figure FDA00038755638300000214
通过标量乘法器相乘，即得到负载交流电流i0的给定值
Figure FDA00038755638300000215
计算输出交流电流反馈值if2与
Figure FDA0003875563830000031
的偏差，将偏差信号输入电流PI调节器，得到电流信号ie2输入至SPWM信号比较器；
5)将输入到SPWM信号比较器的电压信号ue3、电流信号ie2与三角载波发生器相比较，SPWM信号比较器的输出端经过分相器分相后，再通过MOSFET驱动电路得到低频逆变电路的开关管的驱动信号；
6)霍尔传感器CT2监测低频逆变电路的输入直流电流id2，电路过电流时迅速封锁PWM脉冲信号，以保证电路安全；
为了防止在逆变电路中同一桥臂的两个开关管同时导通导致输入直流侧发生短路，采用以下两种方法提高逆变电路工作的可靠性：一是在开关管换流期中插入恰当的死区时间，使同一桥臂中某一开关管完全关断后，另一个开关管才获得导通信号；二是采用非互补的控制信号时序，将原来互补的驱动信号进行相位移动变为非互补的驱动信号，再用来驱动开关管。
2.根据权利要求1所述的高功率密度车载交流电源，其特征在于，滤波电路包括串联的电感L0和电容C0，电感L0远离电容C0的端头与开关管VG3的源极连接，电容C0远离电感L0的端头与开关管VG4的漏极连接，电容C0的两端引出导线，作为滤波电路的输出端。
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