CN205407597U

CN205407597U - 一种单片机控制的车载逆变电源

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Publication number: CN205407597U
Application number: CN201620241684.9U
Authority: CN
Inventors: 夏兴国; 王李珺; 宁平华; 项萌
Original assignee: MA'ANSHAN TECHNICAL COLLEGE
Current assignee: MA'ANSHAN TECHNICAL COLLEGE
Priority date: 2016-03-23
Filing date: 2016-03-23
Publication date: 2016-07-27
Anticipated expiration: 2026-03-23

Abstract

本实用新型公开了一种单片机控制的车载逆变电源，属于汽车配件技术领域。本实用新型采用两级式级联拓扑结构，前级采用推挽升压电路，后级采用全桥逆变电路，前级推挽升压电路和后级全桥逆变电路均由各自的控制电路控制；在控制电路中，前级推挽升压电路采用芯片SG3525产生PWM脉冲波控制MOS管；后级全桥逆变电路采用MC9S12DG128单片机输出SPWM脉冲波控制MOS管。本实用新型对推挽式直流升压部分的关键器件，如高频变压器和MOSFET功率器件等进行了重点设计和选取，提高了车载逆变电源的抗干扰性和工作稳定性。

Description

一种单片机控制的车载逆变电源

技术领域

本实用新型涉及汽车配件技术领域，更具体地说，涉及一种单片机控制的车载逆变电源。

背景技术

随着国人物资条件的改善和消费观念的转变，私家车的普及率已经很高。随之，对车载系统的要求越来越多，如：笔记本电脑、平板电脑、打印机及电动工具、车载冰箱等，还有现在流行的旅途中各类旅游、医疗急救电器。这些产品基本上都是由工频交流电供电，而车上大多只提供12V的直流电，故车载逆变电源逐步成为汽车必不可少的电器设备。汽车消费市场潜力巨大，对车载逆变电源需求也会越来越大，要求会越来越高。

车载逆变电源是一种车载电源转换器，将低压直流电转换成与市电相同的工频交流电，以便在车内可以使用一些通用电器。国内外学者提出过各种车载电源的结构和设计思想，但多采用全桥逆变加工频变压器升压方案，不足为效率低、体积和噪声大、启动困难等，无法满足系统要求。车载逆变电源未来必然朝着小型化、高效节能化、数字智能化的方向发展。作为一个民用产品，在设计过程中必须符合国家相关法规法律，尤其在安全保护方面的考虑要力求做到周全完善。通过以上所述，设计研究出高性能、高效率的车载逆变电源很有必要。

经检索，已公开的车载逆变电源设计方案较多。如中国专利号ZL201420002317.4，授权公告日为2014年8月20日，发明创造名称为：一种车载逆变器；该申请案依次包括汽车电瓶、推挽升压电路、H桥逆变电路、LC滤波电路，LC滤波电路输出接负载，逆变模拟控制电路采集负载输出端的电压电流信号，逆变模拟控制电路输出门极驱动信号HPWM调制波到H桥逆变电路的4个Mosfet，逆变模拟控制电路输出封锁驱动信号保护推挽模拟控制电路，推挽模拟控制电路采集汽车电瓶和推挽模拟控制电路输出电压信号，推挽模拟控制电路输出驱动信号到推挽升压电路。

又如中国专利号ZL201420315950.9，授权公告日为2014年11月26日，发明创造名称为：一种车载高频推挽DC-DC变换器；该申请案包括依次连接的前级DC-DC变换器输入电源、第一滤波电路、高频变压器、全波整流器、及第二滤波电路，所述第一滤波电路的输出端接入所述高频变压器原边线圈的中间抽头，所述高频变压器的同名端分别接有第一开关电路和第二开关电路，所述第一开关电路与第二开关电路之间连接有由电阻R4和电容C2串联连接的RC吸收电路。该申请案包括前级DC-DC变换器、高频DC-AC逆变部分、高频变压器和AC-DC整流部分，其不同的组合适应不同的输出功率等级，变压器磁芯利用率高。

但上述申请案结构较复杂、制备成本高，且未对选择的具体器件性能进行优化，使得逆变电源在使用上抗干扰性和工作稳定性较差，实用性不强。

发明内容

1.实用新型要解决的技术问题

本实用新型为了解决上述背景技术中所提到的问题，提供了一种单片机控制的车载逆变电源；本实用新型的车载逆变电源采用两级式级联拓扑结构，前级先使用推挽升压电路把低压直流电斩波成较高的直流电(约为360V)，后级采用全桥逆变电路将其逆变为普通电器通用的220V/50Hz交流电源，电路结构简单；且本实用新型对推挽式直流升压部分的关键器件，如高频变压器和MOSFET功率器件等进行了重点设计和选取，提高了车载逆变电源的抗干扰性和工作稳定性。

2.技术方案

为达到上述目的，本实用新型提供的技术方案为：

本实用新型的一种单片机控制的车载逆变电源，采用两级式级联拓扑结构，前级采用推挽升压电路，后级采用全桥逆变电路，前级推挽升压电路和后级全桥逆变电路均由各自的控制电路控制；在控制电路中，前级推挽升压电路采用芯片SG3525产生PWM脉冲波控制MOS管；后级全桥逆变电路采用MC9S12DG128单片机输出SPWM脉冲波控制MOS管。

作为本实用新型更进一步的改进，所述的推挽升压电路中选择EC35作为高频变压器TX1的磁芯。

作为本实用新型更进一步的改进，所述的高频变压器TX1的频率为50kHz，高频变压器原边LP1、LP2的匝数均为4匝，副边匝数为130匝。

作为本实用新型更进一步的改进，所述的高频变压器TX1中原边绕组采用3股线径为0.53mm的铜线并绕而成，副边绕组采用线经为0.306mm的铜线。

作为本实用新型更进一步的改进，所述的推挽升压电路中两MOS管M1、M2均采用型号为IRFZ48N的功率MOS管。

作为本实用新型更进一步的改进，在MOS管M1、M2的栅极侧分别串联有电阻R3、R4，R3、R4的阻值均为10Ω。

作为本实用新型更进一步的改进，所述的全桥逆变电路中MOS管M3、M4、M5和M6均反向并联快恢复二极管，所用快恢复二极管的型号为BYV927-300。

作为本实用新型更进一步的改进，所述的全桥逆变电路中逆变桥输出接有Γ型低通滤波器。

作为本实用新型更进一步的改进，Γ型低通滤波器中L1、C3的值为：L＝330mH，C＝3.5uF。

3.有益效果

采用本实用新型提供的技术方案，与已有的公知技术相比，具有如下有益效果：

(1)本实用新型的一种单片机控制的车载逆变电源，主电路采用的是两级式级联拓扑结构，前级先使用推挽升压电路把低压直流电斩波成较高的直流电(约为360V)，后级采用全桥逆变电路将其逆变为普通电器通用的220V/50Hz交流电源，结构简单、制造成本低，便于实现；

(2)本实用新型的一种单片机控制的车载逆变电源，前级采用推挽升压电路，推挽式DC/DC变换电路较适用在直流由低压向高压变换的场合，双端工作变压器体积较小，易提高占空比，增大输出功率；

(3)本实用新型的一种单片机控制的车载逆变电源，对推挽式直流升压部分的关键器件，如高频变压器和MOSFET功率器件等进行了重点设计和选取，提高了车载逆变电源的抗干扰性，输入电压在一定范围内变化时，逆变器的输出电压有效值始终保持在220V左右，满足系统输出交流电压变化范围要求，系统稳定性较好；

(4)本实用新型的一种单片机控制的车载逆变电源，设计前级推挽升压电路和后级全桥逆变电路均由各自的控制电路控制；且前级推挽升压电路采用芯片SG3525产生PWM脉冲波控制MOS管，后级全桥逆变电路采用单片机输出SPWM脉冲波控制MOS管，可减小输出电压波形的谐波成分，进一步提高了输出电压质量。

附图说明

图1为推挽式直流升压主电路原理图；

图2为车载电源交流逆变主电路原理图；

图3为车载逆变电源控制电路框图；

图4中的(a)和(b)为系统控制程序流程图；

图5中的(a)和(b)为双闭环控制流程图；

图6中的(a)和(b)为样机实验测试波形。

具体实施方式

为进一步了解本实用新型的内容，结合附图和实施例对本实用新型作详细描述。

实施例1

结合附图，本实施例的一种单片机控制的车载逆变电源，需完成12V直流电到220V/50Hz的市电转换，输入直流电流10A，额定功率为120W，工作频率为50kHz，环境温度为0℃～55℃，允许温升为40℃，输出交流电压要求变化范围在10％以内，效率不低于80％。

本实施例的主电路采用的是两级式级联拓扑结构，前级先使用推挽升压电路把低压直流电斩波成较高的直流电(约为360V)，后级采用全桥逆变电路将其逆变为普通电器通用的220V/50Hz交流电源。

参看图1，本实施例中推挽式DC/DC变换器较适用在直流由低压向高压变换的场合，优点为使用功率开关器件少，双端工作变压器体积较小，易提高占空比，增大输出功率。虽在抗不平衡性能上较差，但在1kW以下场合，可通过合适开关管来改善开关管控制脉冲的对称性，还可以加上高频变压器原边的两个绕组对称改善其抗不平衡性能。

因高频变压器原边电压小，从而可提高高频变压器利用率来降低成本。车载逆变电源直流升压部分中原边中心抽头接12V直流电，两端用功率开关器件控制，交替工作。在该电路中有两个关键器件----高频变压器TX1和MOS管接下来，重点阐述二者的设计和选取。

功率MOS管的选择相当关键，决定了系统抗干扰性和工作稳定性。本实施例中MOS管M1、M2均采用INTERNATIONALRECTIFIER公司生产的IRFZ48N功率MOS管，该管为T0-220形式封装的N沟道增强型MOS快速功率开关管，耐电压VDSS为55V，能满足该装置的直流输入电压，导通内阻RDS(ON)≤16mΩ(内阻小可使其在大电流的工作下仍能保持良好性能)，持续工作电流I0＝66A。器件的表面温度可以承受175℃的高温。此外，由于MOS管M1、M2工作在高频状态下，为了防止振荡，本实施例在MOS管M1、M2的栅极侧分别串联有电阻R3、R4，R3、R4的阻值均为10Ω，以便抑制寄生震荡。

根据设计要求，本实施例选择EC35作为高频变压器磁芯，经查验，允许功率范围是60W～350W，满足输入功率为120W的要求。

高频变压器TX1频率设定为50kHz，t_on为单个开关管的导通时间，则：

t_{o n} = \frac{0.48}{50 \times 10^{3}} = 9.6 u s

在此，0.48为导通占空比，推挽电路中每个开关管最大导通占空比为0.5，考虑到非理想情况下的各种时间损耗，这里取最大导通占空比0.48。

高频变压器TX1的电感线圈每伏最佳匝数：

考虑实际的各损耗，副边输出的修正电压为：

V_{s}^{'} = (1.1 V_{0} + V_{L}) \frac{t_{o n}^{'} + t_{o f f}^{'}}{t_{o n}^{'}} = (1.1 V_{0} + V_{L}) \frac{100}{92} = (1.1 V_{0} + V_{L}) \times 1.08 = 428.976

原边匝数计算：V_s(min)＝(12-12×0.125)＝10.5

因此，本实施例中高频变压器原边LP1、LP2的匝数均取4匝。

副边匝数计算：取130匝。

高频变压器TX1原边电流为10A；副边电流最大电流为120W/360V＝0.367A。根据经验判断，绕组一般取电流密度J＝5A/mm²即可。

原边绕组线径：

副边绕组线经：

工作在频率为50kHz时，铜导线的电流穿透深度为0.2956mm。据导线直径小于两倍穿透深度的原则，原边绕组线径须为直径小于0.59mm的铜线。因此，高频变压器TX1原边绕组需取3股线径为0.53mm的铜线并绕而成，副边绕组则采用线经为0.306mm的铜线。

在前级输出360V稳定直流电压后，经逆变处理转变为220V/50Hz的低频正弦交流电。逆变电路如图2所示，采用全桥式结构。因设计输出容量小，电压和电流均不高，开关器件选用MOS管。其中，与MOS管反并联的快恢复二极管为负载向直流环回馈能量提供了通道，本实施例所用快恢复二极管的型号为BYV927-300。为了滤除高次谐波，逆变桥输出接Γ型(LC)低通滤波器。

经计算，Γ型低通滤波器中的L、C的设计按照如下计算。

L＝R/2πf_c、C＝L/R²＝L/(2πf_cLR)＝1/(2πf_cR)，求出：L＝330mH，C＝3.5uF。

本实施例中不论是前级直流升压电路还是后级的交流逆变电路，都由各自主电路和控制电路组成。在控制电路中，前级直流升压电路采用芯片SG3525产生PWM脉冲波控制MOS管；后级交流逆变的桥式主电路若仍采用PWM脉冲控制，由于方波输出的电压幅值不变，波形中低次谐波的成分较大，会对后级紧接的用电设备产生影响，而正弦波(SPWM)可以减小输出电压波形的谐波成分，SPWM脉冲波控制是采用Freescale系列的MC9S12DG128单片机输出的，车载逆变电源控制电路框图如图3所示：

整个系统的主程序和中断程序如图4，本实施例采用交流逆变输出双闭环反馈。电压外环设计思路采用输出电压瞬时值反馈，与正弦电压参考比较，使输出电压稳定在设定值，并抑制输出电压的畸变。电压调节器采样比例积分(PI)调节，由增量法计算PI的公式为：

{Δu}_{k} = u_{k_} u_{k - 1} = K_{p} [e_{k} - e_{k - 1} + \frac{T}{T_{i}} e_{k}] = K_{p} (e_{k} - e_{k - 1}) + K_{i} e_{k}

先大致设置K_p和K_i的值，观察输出正弦波波形，后逐渐改变K_p和K_i的大小，使之输出的波形最接近理性正弦波。反复测试后，取K_p＝10，K_i＝1，有：

Δu_k＝u_k_u_k-1＝K_p(e_k-e_k-1)+K_ie_k＝10(e_k-e_k-1)+1×e_k

经计算后，有：-1.8v≤Δu_k≤2.2v，若实际超出则取其相应上、下限。

具体程序流程图如图5中的(a)所示。

电流环的反馈信号为电感电流，采用比例调节。电感电流等于负载电流加滤波器电容电流，而滤波器电容电流为输出电压的微分，故电流环反馈相当于在电压反馈中加了一个比例微分超前校正网络，系统更加稳定。同时电感电流包含负载电流，起到了限流作用。

电流环的比例调节根据公式：

其中：e_k为电感电流采样的瞬时值。经计算后，有：-5v≤Δu_k≤5v，若实际超出则取其相应上、下限。

具体程序流程图如图5中的(b)所示。

根据系统要求和以上分析，制作了一台实验样机，对样机进行了大量的调试，选取SPWM波形的局部放大和后级逆变电路输出的电压波形，电压波形频率约为49.85Hz，基本接近正弦且失真小，局部放大的SPWM和滤波后的输出电压波形见图6。

对于该样机，在输入电压从11V～13V范围内变化，负载从空载到满载变化的情况下，测得其输出电压有效值实验数据如表1所示。

表1车载逆变电源实验数据

由表1中数据可以得出：当输入电压在一定范围内变化时，逆变电源的输出电压有效值始终保持在220V左右，满足系统输出交流电压变化范围要求，系统稳定性较好。满载时，样机效率约为83.3％，满足系统设计要求。

以上示意性的对本实用新型及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本实用新型的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本实用新型创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本实用新型的保护范围。

Claims

1.一种单片机控制的车载逆变电源，采用两级式级联拓扑结构，前级采用推挽升压电路，后级采用全桥逆变电路，其特征在于：前级推挽升压电路和后级全桥逆变电路均由各自的控制电路控制；在控制电路中，前级推挽升压电路采用芯片SG3525产生PWM脉冲波控制MOS管；后级全桥逆变电路采用MC9S12DG128单片机输出SPWM脉冲波控制MOS管。

2.根据权利要求1所述的一种单片机控制的车载逆变电源，其特征在于：所述的推挽升压电路中选择EC35作为高频变压器TX1的磁芯。

3.根据权利要求2所述的一种单片机控制的车载逆变电源，其特征在于：所述的高频变压器TX1的频率为50kHz，高频变压器原边LP1、LP2的匝数均为4匝，副边匝数为130匝。

4.根据权利要求3所述的一种单片机控制的车载逆变电源，其特征在于：所述的高频变压器TX1中原边绕组采用3股线径为0.53mm的铜线并绕而成，副边绕组采用线经为0.306mm的铜线。

5.根据权利要求1～4任一项所述的一种单片机控制的车载逆变电源，其特征在于：所述的推挽升压电路中两MOS管M1、M2均采用型号为IRFZ48N的功率MOS管。

6.根据权利要求5所述的一种单片机控制的车载逆变电源，其特征在于：在MOS管M1、M2的栅极侧分别串联有电阻R3、R4，R3、R4的阻值均为10Ω。

7.根据权利要求5所述的一种单片机控制的车载逆变电源，其特征在于：所述的全桥逆变电路中MOS管M3、M4、M5和M6均反向并联快恢复二极管，所用快恢复二极管的型号为BYV927-300。

8.根据权利要求7所述的一种单片机控制的车载逆变电源，其特征在于：所述的全桥逆变电路中逆变桥输出接有Г型低通滤波器。

9.根据权利要求8所述的一种单片机控制的车载逆变电源，其特征在于：Г型低通滤波器中L1、C3的值为：L＝330mH，C＝3.5uF。