CN107231102B - 一种高频链逆变器的启动控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高频链逆变器的启动控制方法，所述的高频链逆变器包括变压器、前级电路以及后级电路；变压器具有一个原边线圈和2个副边线圈；前级电路包括由4个开关管组成的H桥；后级电路包括由开关管S7～S10组成的负载输出电路；后级电路还包括变压器后级吸收电容(C3，C4，C5和C6)以及控制所述变压器后级吸收电容的开关管S5和S6；启动控制方法为：将启动过程分为(1)准备阶段、(2)窄脉冲控制段、(3)过渡段和(4)运行段四个控制阶段。本发明的高频链逆变器的启动控制方法能有效避免吸收电容电压过冲过大导致开关管(IGBT或者MOS)触发保护或损坏的问题，有利于保障高频链逆变器顺利启动。

Description

一种高频链逆变器的启动控制方法

技术领域

本发明涉及一种高频链逆变器的启动控制方法。

背景技术

逆变器是应用功率半导体器件将直流电变换成交流电以供交流负载使用的功率变换装置。输出交流负载与输入直流电源间有高频电气隔离的逆变器，称为高频链逆变器。高频电气隔离实现了逆变器输出与输入之间的电器隔离，提高了逆变器运行的安全性、可靠性和电磁兼容；同时可以使逆变器输出电压和输入电压匹配，即允许输入电压在宽范围内变化时保证输出电压的质量，使其应用范围大大拓宽；而且高频变压器的工作频率在20kHz以上，其体积、重量及音频噪声被大大降低，有效的克服了低频链的缺陷。因此，在以直流发电机、蓄电池、太阳能电池和燃料电池为主直流电源逆变场合，高频链逆变器具有广泛的应用前景，特别是对体积与重量有高要求的逆变场合有更重要的应用价值。

高频链逆变器具有输入和输出电压隔离、输出电压纹波小、体积小、重量轻等多方面的优点，受到越来越多的重视与应用。高频链逆变器在拓扑结构上会有一个或多个高频变压器，而高频变压器通常会连接有吸收电容，高频变压器连接的吸收电容通常有两个作用：一个作用是在逆变器运行过程中吸收变压器漏感和线路杂感导致的正负电压过冲；另一个作用是作为逆变器输出方波电压直流支撑，在一定范围内保持输出方波电压幅值的稳定。但是由于高频链逆变器最开始启动的时候，吸收电容上还没有预先存储能量，电容电压很低或者为零，如果在这时候直接启动高频链逆变器，高频变压器连接的吸收电容电压发生了突变，吸收电容的电压突变会吸取较大的电流，不可避免的会在高频变压器连接端出现电压的过冲，过冲将危及与高频变压器端上连接的元器件的电气安全，尤其极易损坏的开关器件(IGBT或者MOS)。

针对高频链逆变器启动过程中吸收电容导致的电压过冲问题，尚未有文献提出解决方法，通常的工作做法是减少吸收电容容值或者尽可能的减少高频变压器电气连接回路感抗。前一种减小吸收电容容值的方法，虽然减小了启动时高频变压器连接端的电压过冲，但是吸收电容容值的减少，却会降低高频链逆变器运行时吸收电容的吸收效果，无法有效抑制高频变压连接端方波电压边沿出现的电压尖峰，危及器件的安全，同时也会造成负载输出端的方波电压幅值不够稳定，输出谐波含量增加。

一种减小高频变压器电气连接回路电感的方法，有一定的改善效果，但受到变压器制作要求、吸收电容的生产工艺水平和元器件布局等因素的限制，电气回路的杂感仍然不可避免，这种方法也满足不了要求。受器件工艺水平、布局与设计等实际因素的影响，解决电压过冲的效果也是较为有限的。

因此，有必要设计一种高频链逆变器的启动控制方法。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种高频链逆变器的启动控制方法，本发明的高频链逆变器的启动控制方法能有效避免吸收电容电压过冲过大导致开关管(IGBT或者MOS)触发保护或损坏的问题，有利于保障高频链逆变器顺利启动。

发明的技术解决方案如下：

一种高频链逆变器的启动控制方法，所述的高频链逆变器包括变压器、前级电路以及后级电路；

变压器具有一个原边线圈和2个副边线圈；

前级电路包括由4个开关管组成的H桥；

后级电路包括由开关管S7～S10组成的负载输出电路；

后级电路还包括变压器后级吸收电容(C3，C4，C5和C6)以及控制所述变压器后级吸收电容的开关管S5和S6；

启动控制方法为：

将启动过程分为(1)准备阶段、(2)窄脉冲控制段、(3)过渡段和(4)运行段四个控制阶段。

在准备阶段，关闭高频链逆变器的次级的负载输出开关管的PWM控制脉冲，避免负载电流对启动过程的影响。[此阶段S5和S6不动作]

在窄脉冲控制段中，采用窄脉冲控制高频变压器前级开关管S1、S2、S3、S4(控制每个周期内传递小份能量)，直到吸收电容的电压值升至预定值，之后进入过渡段。不超过吸收电容的预定设计值的80％，即不超过1.2倍预定设计值。此阶段S5和S6不动作。预定设计值是指正常运行时的理想电压值，有输入电压以及变压器变比确定。

此阶段中，负载输出开关管S7、S8、S9、S10的PWM控制脉冲仍保持关闭状态。

在过渡段，变压器前级开关管S1、S2、S3、S4控制为正常运行时的脉冲(占空比为50％的脉冲)，吸收电容控制开关管S5、S6的控制为正常运行时的脉冲控制(与S1、S2、S3、S4相比，只是占空比略微低于50％)，但负载输出开关管S7、S8、S9、S10的PWM控制脉冲仍保持关闭状态，避免切换过程出现电压过冲。

在运行段，开启PWM控制脉冲驱动负载输出开关管S7、S8、S9、S10，至此完成高频链逆变器的启动。

前级电路的输入电压侧还设有由电容C1和C2串联而成的支路，电容C1和C2为直流母线支撑电容。

窄脉冲的脉冲宽度范围为300nS～1uS。

吸收电容电压达到设计值的95％-100％，则进入过渡段。以设计值的正负5％以内为准，即位于0.95U0～1.05U0之间，U0位设计值。

电容C3与C4连接，电容C5和C6连接。

开关管S1-S10为MOS管或IGBT。优选NMOSg和N-IGBT。

本发明的技术路线说明：

1.在吸收电容电压达到预定的设计值前(预定的设计值完全由前级的母线电压和设计的高频变压器的变比决定)关闭高频链逆变器连接负载的开关管PWM输出脉冲，防止负载电流在高频变压器上流动，避免负载电流加重了高频变压器前后级电流变化率(di/dt)，从而减小了前后级的电压过冲。持续的时间应该由逆变器的输出容量、前级的母线电压大小、设计允许电容过冲大小以及吸收电容电容容值大小所决定

2.在吸收电容电压达到预定的设计值前预定的设计值完全由前级的母线电压和设计的高频变压器的变比决定，将高频链变压器前级开关管PWM脉冲控制为极窄脉冲；脉冲的宽窄由电路的延迟以及IGBT的开关速度所决定，尽可能的小。这样高频变压器每次传递到吸收电容的能量，划分成更小的份，具体实施就是将启动过程前级开关管的PWM脉冲占空比降低，经过一定的开关周期后，使得高频链逆变器的吸收电容电压从零平滑的上升到预先设定的值。此阶段为窄脉冲阶段。

3.在估算或测定到吸收电容达到预定的设计的幅值左右时(可以理解为设计值20％以内)不超过连接在电路的元器件的额定值，将高频链变压器前级开关管D1-D4开关管的PWM脉冲控制恢复为运行时PWM脉冲，但连接负载的开关管PWM输出脉冲仍保持关闭状态。此阶段为启动至正常运行的过渡阶段。持续的时间应该由逆变器的输出容量、前级的母线电压大小、设计允许电容过冲大小以及吸收电容电容容值大小所决定

4.将高频链逆变器的连接负载开关管PWM脉冲打开。至此完成了高频链逆变器启动过程的控制。

有益效果：

本发明的高频链逆变器的启动控制方法，不减少高频变压的吸收电容容值，即不影响吸收电容在高频链逆变器运行时的吸收效果的同时，有效控制高频链逆变器启动时的电压过冲，解决因吸收电容导致的电压过冲导致开关管(IGBT或者MOS)触发保护或损坏的问题，能显著提高了高频链逆变器的安全性、实用性。

本发明综合考虑既要满足高频链逆变器在实际运行时对吸收电容的要求，又要解决高频链逆变器在最开始启动时，吸收电容电压的突变给高频链变压器连接端带来的电压过冲问题，本发明提出了一种高频链逆变器的启动控制方法，实现高频链逆变器的“软启动”，提高高频链逆变器的可靠性、安全性以及实用性综合考虑既要满足高频链逆变器在实际运行时对吸收电容的要求，又要解决高频链逆变器在最开始启动时，吸收电容电压的突变给高频链变压器连接端带来的电压过冲问题，本发明提出了一种高频链逆变器的启动控制方法，实现高频链逆变器的“软启动”，提高高频链逆变器的可靠性、安全性以及实用性。

附图说明

图1为高频链逆变器主电路原理图；

图2为载波信号以及各开关控制时序图；

图3为高频链逆变器的结构框图；

图4为图3中高频链逆变器的控制电路的结构框图；

图5为高频链逆变器的PWM移相调制策略。

图中：

11主电路 111不控整流电路 112全桥可控逆变电路

113高频变压器 114吸收电路 115移相电路

116LC滤波电路 12控制电路 121DSP核心电路

122辅助电源电路 123采样电路 124调理电路

125驱动电路 126保护电路

具体实施方式

以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：

实施例1：如图1所示的高频链拓扑结构只是高频链逆变器拓扑结构中的一种形式，本发明的不局限于这一种拓扑的高频链逆变器，凡在带有吸收电容高频链逆变器均应视为本发明的应用对象。这应被本发明的实施例所属技术领域的技术人员所理解。图1中，C4与C3的连接点与与次级的下面一组的上端处连接。

如图2所示的控制时序图应理解为，高频链逆变器启动控制顺序或方法的描述，而不为具体的控制脉冲数目或者宽度，具体的脉冲数目及宽度在于应用的实际参数所决定。这应被本发明的实施例所属技术领域的技术人员所理解。

下面为详细描述本发明的实施例：

为将整个方法过程描述清楚，结合电路和具体参数的阐述；

本实例整机输出功率为3kw，输出电压幅值为交流220V，直流母线电压选择为540V，即三相交流电网的不控整流电压，高频变压器前后级变比为0.7，高频变压器后级输出脉冲电压幅值为380V，开关频率40kHz。

C1、C2为直流母线支撑电容，起直流母线支撑的作用，对于3kw高频链逆变器，选择以560uf容值是一个比较合适的值；

D1、D2、D3、D4为高频变压器前级开关管(IGBT或者MOS管)，将直流电压通过开关管快速通断转换为高频脉冲的电压形式；

T1为高频变压器，主要将变压器前级的高频脉冲能量传递到后级，并起到变压器前后级的隔离作用。

C3、C4、C5、C6为高频变压器后级吸收电容，吸收变压漏感及线路电感引起的电压尖峰，并为负载输出电压提供一定的能量支撑。对于3kw高频链逆变器，选择5uF高压是合适的。

D5、D6分别为吸收电容C5、C4控制开关管，变压器后级绕组输出电压有正负两个方向，对正负两级电压尖峰应有不同的吸收通路，D5、D6对其中的一个方向通路的启到控制作用。

D7、D8、D9、D10为逆变器输出控制开关管，对输出的电压进行控制输出。

实施例中高频链逆变器启动过程描述如下：

(1)在C3、C4、C5、C6四个吸收电容未达到设计的预定值之前，本例中即高频电压器输出的脉冲幅值380V，关闭负载输出开关管S7、S8、S9、S10的PWM控制脉冲，避免负载电流对启动过程的影响。

(2)高频变压器前级开关管S1、S2、S3、S4控制为极窄脉冲输出，对于40kHz的开关频率，每个周期为25us，此时的窄脉冲宽度不应该高于1us，但受电路延迟的影响，不能无限制小，脉冲宽度的下限值为300ns，控制每个周期内传递小份能量，直到吸收电容的电压值缓慢升至预定值，对于本实例中3kw功率的高频逆变器来说，5-10个窄脉冲周期基本能达到预定设计值380V，此阶段为窄脉冲阶段，。

(3)高频变压器前级开关管S1、S2、S3、S4控制为正常运行时的脉冲(占空比为50％的脉冲)，吸收电容控制开关管S5、S6也控制为正常运行时的脉冲(与S1、S2、S3、S4相比，只是占空比略微低于50％)，但负载输出开关管S7、S8、S9、S10的PWM控制脉冲仍保持关闭状态，避免切换过程出现电压过冲，对于本实例中3kw功率的高频逆变器来说，3-5个周期内可以完成，此阶段为过渡段。

(4)打开负载输出开关管S7、S8、S9、S10的PWM控制脉冲，至此完成高频链逆变器的启动。

如图3-5为高频链逆变器的具体控制框图及控制策略图；具体说明如下：

一种高频链逆变器，包括主电路11和所述主电路相连的控制电路12。其中，所述主电路11用于将交流电源经过整流后得到直流电源，直流电源经过全桥逆变输出50％占空比的对称高频脉冲，高频脉冲经高频变压器隔离输出两路高频脉冲，两路高频脉冲经后级移相调制输出双极性倍频SPWM波，SPWM波经过滤波后获得所需的交流电。所述控制电路12用于控制主电路中功率开关器件的通断，实现前级全桥逆变、后级移相调制。

在上述实施例的基础上，本发明另一实施例中，所述主电路包括：

全桥不控整流电路111，与交流电源相连，对交流电源进行整流，获得直流电源并进行输出；

与所述全桥不控整流电路111相连接的全桥可控逆变电路112，用于接收所述全桥不控整流电路输出的直流电源，对直流电源进行逆变，获得50％占空比的对称高频脉冲并进行输出；

与所述全桥可控逆变电路112相连接的高频变压器113，用于接收所述全桥可控逆变电路112输出的高频脉冲，将高频脉冲经过变压器初级绕组L1变换为变压器次级绕组L2和L3输出两路50％占空比的对称的高频脉冲；

与所述高频变压器113相连接的吸收电路114，用于吸收变压器漏感和尖峰，并能将能量返回再次利用；

与吸收电路114相连接的移相电路115，用于接收所述高频变压器113输出的两组同幅同相的高频交流电，将同幅同相的高频交流电经移相调制变换成双极性倍频SPWM波；

与所述移相电路115相连接的LC滤波电路116，用于接收所述移相电路115输出的双极性倍频SPWM波，对双极性倍频SPWM波进行滤波处理，并对滤波处理后的交流电进行输出。

在上述实施例的基础上，本发明另一实施例中，所述全桥不控整流电路111包括不可控二极管D1、不可控二极管D2、不可控二极管D3、不可控二极管D4、不可控二极管D5和不可控二极管D6，三相交流电中A相与不可控二极管D2阴极相连接，B相与不可控二极管D4阴极相连接，C相与不可控二极管D6阴极相连接，不可控二极管D2阴极与不可控二极管D1的阳极相连接，不可控二极管D4阴极与不可控二极管D3阳极相连接，不可控二极管D6阴极与不可控二极管D5阳极相连接，不可控二极管D2阳极和不可控二极管D4阳极相连，不可控二极管D4阳极和不可控二极管D6阳极相连，不可控二极管D1阴极和不可控二极管D3阴极相连，不可控二极管D3阴极和不可控二极管D5阴极相连。不可控二极管D5阴极和电解电容C1的正极相连接，电解电容C1的负极与不可控二极管D6阳极的相连接。

在上述实施例的基础上，本发明另一实施例中，所述全桥可控逆变电路112的领先桥臂包括相连接的功率开关器件S1及功率开关器件S2，功率开关器件S1的两端并联有二极管D7，功率开关器件S2的两端并联有二极管D8，所述全桥可控逆变电路112的滞后桥臂包括相连接的功率开关器件S3及功率开关器件S4，功率开关器件S3的两端并联有二极管D9，功率开关器件S4的两端并联有二极管D10，功率开关器件S1与功率开关器件S3相连，并连接电解电容C1的正极，功率开关器件S2与功率开关器件S4相连，并连接电解电容C1的负极，功率开关器件S1与功率开关器件S2相连，并连接高频变压器113初级绕组L1的同名端，功率开关器件S3和功率开关器件S4相连，并连接高频变压器113初级绕组L1的异名端。

在上述实施例的基础上，本发明另一实施例中，所述吸收电路包括高频变压器次级绕组L2的吸收电路和次级绕组L3的吸收电路；

所述高频变压器次级绕组L2的吸收电路包括相接连的功率开关器件S6和吸收电容C4，其中功率开关器件S6和吸收电容C4的连接端连接二极管D13的阴极，二极管D13阳极与次级绕组L3的同名端连接，功率开关器件S6的另一端连接次级绕组L2的异名端，吸收电容C4的另一端连接次级绕组L2的同名端，功率开关器件S6的两端并联有二极管D12，吸收电容C2连接高频变压器的次级绕组L2和L3的异名端，吸收电容C5连接高频变压器的次级绕组L2和L3的同名端；所述高频变压器次级绕组L3的吸收电路包括相接连的功率开关器件S5和吸收电容C3，功率开关器件S5的另一端连接次级绕组L3的同名端，吸收电容C3的另一端连接次级绕组L3的异名端，功率开关器件S5的两端并联有二极管D11。

在上述实施例的基础上，本发明另一实施例中，所述移相电路115包括相连接的功率开关器件S7和功率开关器件S8、相连接的功率开关器件S9和功率开关器件S10，功率开关器件S7和功率开关器件S8的连接端接参考地，功率开关器件S7另一端接高频变压器次级绕组L2的同名端，功率开关器件S8另一端接高频变压器次级绕组L3的异名端；功率开关器件S9和功率开关器件S10的连接端接滤波电路电感的一端，功率开关器件S9另一端接次级绕组L2的异名端，功率开关器件S10另一端接次级绕组L3的同名端，功率开关器件S7的两端并联有二极管D14，功率开关器件S8的两端并联有二极管D15,功率开关器件S9的两端并联有二极管D16，功率开关器件S10的两端并联有二极管D17。

在上述实施例的基础上，本发明另一实施例中，所述LC滤波电路116包括相连接的低频滤波电感L和电容Cr，低频滤波电感L的另一端接功率开关器件S9和功率开关器件S10的连接端，电容Cr的另一端接参考地，电容Cr的两端为输出所需的电压。

在上述实施例的基础上，本发明另一实施例中，所述控制电路12包括：

采样电路123，用于接收所述主电路11输出的电压和电流信号，经霍尔传感器和取样处理得到小于5V的弱电信号；

与所述采样电路123相连接的保护电路126，用于接收采样电路采样得到的电压和电流弱电信号，对高频链逆变器输出的电压和电流进行过流、短路、过压、欠压保护，一开关信号，同时送入DSP核心电路的PWM硬件中断脚和驱动电路125，故障出现时，用于硬件保护以关断所述主电路11中的功率器件；

与所述保护电路126相连接的DSP核心电路121，用于接收所述保护电路得到的保护开关信号，禁止输出PWM信号，同时接收所述调理电路124得到的电压和电流信号，在DSP芯片内进行AD转换、双闭环控制、电压调制处理，最终输出PWM信号；

与所述DSP核心电路121相连接的驱动电路125，用于将所述DSP核心电路121输出的PWM信号转换成控制所述主电路中功率器件的开关信号。

在上述实施例的基础上，本发明另一实施例中，所述控制电路12还包括辅助电源电路122，用于接入220V交流电源，输出3.3V、5V及15V直流电源供给采样电路123、保护电路126、调理电路124、驱动电路125及DSP核心电路121。

在上述实施例的基础上，本发明另一实施例中，所述控制电路还包括与所述采样电路相连接的调理电路，用于接收采样得到的电压和电流弱电信号，经滤波、电平转换、限幅处理，得到不大于3.3V的弱电信号，输出至所述DSP核心电路的AD转换口。

所述的高频链逆变器的工作原理如下，所述高频链逆变器的前级采用全桥输出50％占空比的对称高频脉冲，高频脉冲经高频变压器隔离输出两路50％占空比的对称高频脉冲，后级将两路高频脉冲进行移相调制输出双极性倍频SPWM波，LC滤波电路将SPWM滤波输出标准正弦波。前级采用全桥输出占空比50％的对称高频脉冲，不会使变压器产生偏磁出现磁饱和现象，提高变压器的利用率；高频变压器两个次级绕组增加吸收电路，其功率开关管S5、S6滞后前级开通，比前级关断提前，用于吸收变压器漏感，并能进行能量反馈利用提高逆变器效率。

如图3、图4和图5所示，其中Uc为高频三角载波，Uo为正弦调制波，S1,/S2,/S3,S4为功率器件S1和S4的驱动波形及功率器件S2和S3互补驱动波形；S5,/S6为功率器件S5的驱动波形及功率器件S6互补驱动波形；L1,L2,L3为变压器初级绕组L1，次级绕组L2和L3的波形，初级波形和次级波形相位相同，其幅值可由变压器匝数比改变；/S7,S8,/S9,S10为功率器件S8和S10的驱动波形及S7和S10的互补驱动波形；Upwm为移相调制输出的双极性倍频PWM波形。

如图5所示，前级可控逆变全桥电路112由功率开关器件S1、S2、S3、S4够，其功率开关器件S1和S2是互补驱动波形，功率开关器S3和S4互补驱动波形，功率开关器S1和S4同时开通和同时关断，功率开关器S2和S3同时开通和同时关断,如图3(S1,/S2,/S3,S4)所示。其功率开关器件S1和S4开通和关断时刻由载波的零点和峰值决定，功率开关器件S2和S3开通和关断时刻由载波的峰值和零点决定，同时由于三角载波的对称性，可确保前级可控逆变全桥电路112功率开关器件的驱动波形占空比为50％。电力电子技术知识可知，前级可控逆变全桥电路112输出电压波形为占空比50％双极性脉冲，并送入高频变压器113。高频变压器113次级绕组L1输入波形以及次级绕组L2和L3输出的波形也均为占空比50％双极性脉冲且相位相同,如图5(L1,L2,L3)所示。

为了吸收高频变压器113输出波形的尖峰和漏感并能进行能量返回，要求吸收电路114功率开关器件S5和S6滞后前级开通并且关断提前，如图3,(S5,/S6)所示。

如图5，后级移相电路115由功率器件S7,S8,S9和S10构成，其功率开关器件S7和S8是互补驱动波形，功率开关器S9和S10互补驱动波形，功率开关器S7和S9同时开通和同时关断，功率开关器S8和S10同时开通和同时关断,并且在载波周期内驱动波形占空比也为固定50％。如图5(/S7,S8,/S9,S10)所示。功率开关器件S8和S10的开通，由载波Uc和调制波Uo的交点确定，从而实现后级移相电路115的移相，以调制高频变压器113次级高频脉冲，输出双极性倍频电压波形，如图5(Upwm)所示。

本专利实施例提供的高频链逆变器，主电路将三相交流电进行整流、全桥逆变、高频变压、移相调制、滤波处理，获得所需的单相交流电，主电路11前级可控逆变全桥电路112采用全桥输出50％占空比的对称高频脉冲，高频脉冲经高频变压器113隔离输出两路50％占空比的对称高频脉冲，后级移相电路115将两路高频脉冲进行移相调制输出双极性倍频SPWM波，LC滤波电路将SPWM滤波输出标准正弦波。高频链技术的应用使得开关变换的体积、重量大为减小，消除了变压器和电感的音频噪声，前级采用全桥输出占空比50％的对称高频脉冲，不会使变压器产生偏磁出现磁饱和现象，提高变压器的利用率；高频变压器两个次级绕组增加吸收电路，其功率开关器件滞后前级开通，比前级关断提前，用于吸收变压器漏感，并能进行能量反馈利用提高逆变器效率。采用DSP进行数字控制使得可扩展性强、设计灵活、可靠性高、易于维护。

需要说明的是，本发明的图1相当于图3的一部分，图1中的D1-D4相当于图3中的D7-D10；图1中的D7-D10相当于图3中的D14-D17；图1中的C3，C4，C5，C6相当于图3中的C2，C3，C4，C5；图1中的D6和D5相当于图3中的D11和D12。

Claims (4)

1.一种高频链逆变器的启动控制方法，其特征在于，所述的高频链逆变器包括高频变压器、前级电路以及后级电路；

高频变压器具有一个原边线圈和2个副边线圈；

前级电路包括由4个功率开关器件组成的H桥；

后级电路包括由功率开关器件S7～S10组成的负载输出电路；

后级电路还包括吸收电容C2，C3，C4和C5以及控制所述吸收电容的功率开关器件S5和S6；

前级电路包括全桥不可控整流电路(111)和全桥可控逆变电路(112)；后级电路包括吸收电路(114)、移相电路(115)和滤波电路(116)；高频变压器包括初级绕组L1、次级绕组L2和L3；

全桥可控逆变电路(112)的领先桥臂包括相连接的功率开关器件S1及功率开关器件S2，功率开关器件S1的两端并联有二极管D7，功率开关器件S2的两端并联有二极管D8，所述全桥可控逆变电路(112)的滞后桥臂包括相连接的功率开关器件S3及功率开关器件S4，功率开关器件S3的两端并联有二极管D9，功率开关器件S4的两端并联有二极管D10，功率开关器件S1与功率开关器件S3相连，并连接电解电容C1的正极，功率开关器件S2与功率开关器件S4相连，并连接电解电容C1的负极，功率开关器件S1与功率开关器件S2相连，并连接高频变压器(113)初级绕组L1的同名端，功率开关器件S3和功率开关器件S4相连，并连接高频变压器(113)初级绕组L1的异名端；

高频变压器次级绕组L2的吸收电路包括相连接的功率开关器件S6和吸收电容C4；功率开关器件S6和吸收电容C4的连接端连接二极管D13的阴极，二极管D13阳极与次级绕组L3的同名端连接，功率开关器件S6的另一端连接次级绕组L2的异名端，吸收电容C4的另一端连接次级绕组L2的同名端，功率开关器件S6的两端并联有二极管D12，吸收电容C2的两端分别连接高频变压器的次级绕组L2和L3的异名端，吸收电容C5的两端分别连接高频变压器的次级绕组L2和L3的同名端；所述高频变压器次级绕组L3的吸收电路包括相接连的功率开关器件S5和吸收电容C3，功率开关器件S5的另一端连接次级绕组L3的同名端，吸收电容C3的另一端连接次级绕组L3的异名端，功率开关器件S5的两端并联有二极管D11；

移相电路(115)包括相连接的功率开关器件S7和功率开关器件S8、相连接的功率开关器件S9和功率开关器件S10；功率开关器件S7和功率开关器件S8的连接端接参考地，功率开关器件S7另一端接高频变压器次级绕组L2的同名端，功率开关器件S8另一端接高频变压器次级绕组L3的异名端；功率开关器件S9和功率开关器件S10的连接端接滤波电路电感的一端，功率开关器件S9另一端接次级绕组L2的异名端，功率开关器件S10另一端接次级绕组L3的同名端，功率开关器件S7的两端并联有二极管D14，功率开关器件S8的两端并联有二极管D15，功率开关器件S9的两端并联有二极管D16，功率开关器件S10的两端并联有二极管D17；

启动控制方法为：

将启动过程分为(1)准备阶段、(2)窄脉冲控制段、(3)过渡段和(4)运行段四个控制阶段；

在准备阶段，关闭高频链逆变器的次级的负载输出电路的功率开关器件的PWM控制脉冲，避免负载电流对启动过程的影响；

在窄脉冲控制段中，采用窄脉冲控制前级电路的功率开关器件S1、S2、S3、S4，直到吸收电容的电压值升至预定值，之后进入过渡段；吸收电容电压达到设计值的80％-120％，则进入过渡段；

在窄脉冲控制段中，负载输出电路的功率开关器件S7、S8、S9、S10的PWM控制脉冲仍保持关闭状态；

在过渡段，前级电路的功率开关器件S1、S2、S3、S4控制为正常运行时的脉冲，吸收电容控制功率开关器件S5、S6的控制为正常运行时的脉冲控制，但功率开关器件S7、S8、S9、S10的PWM控制脉冲仍保持关闭状态，避免切换过程出现电压过冲；

在运行段，开启PWM控制脉冲驱动功率开关器件S7、S8、S9、S10，至此完成高频链逆变器的启动。

2.根据权利要求1所述的高频链逆变器的启动控制方法，其特征在于，窄脉冲的脉冲宽度范围为300nS～1uS。

3.根据权利要求1所述的高频链逆变器的启动控制方法，其特征在于，电容C2与C3串联，电容C4和C5串联。

4.根据权利要求1-3任一项所述的高频链逆变器的启动控制方法，其特征在于，功率开关器件S1-S10为MOS管或IGBT。

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