JP2015133911A - Ｐｗｍインバータ駆動永久磁石式同期モータおよび換気送風機の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータおよび換気送風機の制御方法を得ること。
【解決手段】１２，１４では位置センサ信号が示す相誘起電圧の位相と該当モータ巻線に流れるモータ電流の位相との位相差を位相差目標値に近づけほぼ一定にし、モータ電流を発生トルクに比例させる。１１，９ではＰＷＭインバータ主回路の直流母線に挿入したシャント抵抗器にて直流母線電流を検出し、平均化して求めた直流母線の平均電流を、３の変調率および同期モータの力率相当で除算し、係数倍して、モータ電流フィードバック値Ｉｍｆを求める。８ではモータ電流指令値Ｉｍ＊とモータ電流フィードバック値との比較結果に基づいて、第１の電圧調整成分（ｑ軸電流指令）の出力を調整することによりモータ電流を目標値に近づける。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータおよび換気送風機の制御方法に関するものである。

換気扇や送風機などでは、直接交流電源に接続される誘導モータが使用される場合が多いが、近年、広範囲の可変速制御や電力消費量の節約、または低騒音駆動のため、回転子に永久磁石を有する永久磁石式同期モータが採用されてきており、これをＰＷＭインバータによって駆動する方式が採用されている。この駆動方式の永久磁石式同期モータを、この明細書では、ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータと称している。

ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータでは、一般に、永久磁石式同期モータの内部に、位置センサとして構成が簡単で最も安価であるホールＩＣが配置されている。このホールＩＣによって、永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出し、その検出した磁極位置情報に基づいてＰＷＭインバータにて永久磁石式同期モータの巻線に交流電圧を印加して駆動している。さらに、永久磁石式同期モータの巻線に流れる電流の極性を検出し、その検出した電流極性情報と、ホールＩＣから得られる磁極位置情報との位相差を用いて印加する交流電圧の位相を補正制御し、高効率化を図っている。

この種のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータとしては、例えば特許文献１に開示されたものが知られている。

すなわち、従来のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータは、同期モータに可変電圧・可変周波数の交流を供給する３相インバータと、同期モータの巻線に発生する誘起電圧に関連した位置センサ信号を出力する位置センサと、同期モータの相電流の位相を検出する電流位相検出部と、同期モータの回転速度を演算し、この回転速度が速度指令に近づくような第１の電圧調整成分を出力する速度制御部と、位置センサ信号と電流位相との位相差が位相差目標値に近づくような第２の電圧調整成分を出力する位相制御部と、３相インバータの出力電圧の振幅と位相とを、それぞれ、第１および第２の電圧調整成分の両者に基いて決定する電圧決定部とを備え、この電圧決定部により決定された出力電圧の振幅と位相をもつように３相インバータを制御するようにしている。

特開２００８−２１９９５４号公報

このように、従来のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータは、速度制御部と位相制御部とを分けて制御することにより、回転速度の安定性を図ろうとしているが、用途によっては、回転速度ではなく、発生トルクを高精度に制御することが望まれている。

例えば、誘導モータを用いた遠心式換気送風機のように、負荷トルクに応じて回転速度が変化することを利用して、静圧変動に対する風量変化を少なくしたような用途に従来のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを適用すると、回転速度が変化してくれないために、静圧変動に対して風量が大きく変化してしまい、利用者に不快感を与えるという問題があった。

この問題に対処するため、永久磁石式同期モータの発生トルクを検出するために、モータ巻線へ流出入する電流をＣＴなどで検出して制御する方法を採用すると、高価となり、大きな収納スペースが必要になるという問題もあった。

一方、近年では、交流から直流への変換損失を削減するために家庭内の直流配線化の検討も進められている。そのため、家庭内に直流配線が導入される際に、交流配線から直接電源供給を受ける誘導モータを使用している電気製品のモータに置き換えることができるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータが必要になってきている。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、モータ発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることを目的とする。

また、本発明は、上記本発明にかかるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、静圧変動に対する風量変動の少ない換気送風機を実現できる制御方法を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、永久磁石式同期モータと、交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることで前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するＰＷＭインバータ主回路と、前記ＰＷＭインバータ主回路を制御するモータトルク制御部とを備えるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータであって、前記モータトルク制御部は、前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、前記ＰＷＭインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、前記平均電流を前記ＰＷＭインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値で除算し、係数倍して求めたモータ電流フィードバック値を出力するモータ電流演算部と、前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値と前記モータ電流フィードバック値との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第１の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、前記ＰＷＭインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第２の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、前記第１および第２の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記ＰＷＭインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記ＰＷＭインバータ主回路を制御するインバータ制御部とを備えていることを特徴とする。

本発明によれば、位置センサ信号から得られる相誘起電圧の位相と該当モータ巻線に流れるモータ電流の位相との位相差を位相差目標値に近づけ、ほぼ一定にすることができるので、モータ電流を発生トルクに比例させることができる。モータ電流指令値とモータ電流フィードバック値との比較結果に基づき、第１の電圧調整成分（ｑ軸電流指令）の出力を調整することによりモータ電流を目標値に近づけることができる。これらの制御系は、小形で安価な部品で構成できる。したがって、発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを実現できるという効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態１によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。 図２は、本発明の実施の形態２によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。 図３は、本発明の実施の形態３によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。 図４は、本発明の実施の形態４によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。 図５は、本発明の実施の形態５として、実施の形態１〜４に示したＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、モータ回転速度に対して任意の発生トルクとなる制御特性を実現する構成例を示すブロック図である。 図６は、任意の発生トルクの一例として誘導モータの特性を模擬するのに使用するモータ回転速度とモータ発生トルクとの関係を示す特性図である。 図７は、図５に示すモータ電流指令生成部が生成するモータ回転速度とモータ電流指令との関係特性の一例を示す特性図である。 図８は、本発明の実施の形態６として、実施の形態５に示したＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、モータ回転速度に対して複数の任意の発生トルクとなる制御特性を切替えることを実現する構成例を示すブロック図である。 図９は、本発明の実施の形態７として、図８に示すＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを搭載した換気送風機の外観構成例を示す側面図である。 図１０は、遠心式羽根車の翼部断面を示す図である。 図１１は、図５や図８に示すモータ電流指令生成部が生成するモータ回転速度とモータ電流指令との関係を示す図７とは別の例の特性図である。 図１２は、図１１の制御指令の結果実現されるモータ回転速度とトルク特性との関係を示す特性図である。 図１３は、図１１の制御指令の結果得られる風量と静圧との関係を示す特性図である。 図１４は、図５や図８に示すモータ電流指令生成部が圧力損失の高低領域に応じて生成するモータ回転速度とモータ電流指令との関係を示す図７や図１１とは別の例の特性図である。

以下に、本発明にかかるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータおよび換気送風機の制御方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。図１において、実施の形態１によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータは、整流平滑回路２と、ＰＷＭインバータ主回路３と、永久磁石式同期モータ（以降、単に「同期モータ」と記す）５と、モータトルク制御部２０ａとを備えている。

まず、ＰＷＭインバータ主回路３について説明する。
交流電源１は、ダイオードブリッジの整流回路２ｄおよび平滑コンデンサ２ｃからなる整流平滑回路２にて直流電源に変換され、該直流電源の出力電圧（平滑コンデンサ２ｃの両端電圧）ＶｄｃがＰＷＭインバータ主回路３の正負直流母線に供給される。

ＰＷＭインバータ主回路３は、正負直流母線間に、各相２個のスイッチング素子（Ｔ１，Ｔ４）（Ｔ２，Ｔ５）（Ｔ３，Ｔ６）をそれぞれ直列接続し、それらの直列接続点を３相交流出力端子とする。各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６は、それぞれ、逆並列に還流ダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されている。

このＰＷＭインバータ主回路３は、整流平滑回路２から供給される直流電圧Ｖｄｃを、モータトルク制御部２０ａ内のゲート駆動回路４からのゲート駆動信号に基づきパルス幅変調された可変電圧・可変周波数の３相交流電圧Ｖｍ（線間電圧）へ変換し、同期モータ５のモータ巻線５ｃ間に印加する。同期モータ５は、モータ巻線５ｃに流れるモータ電流Ｉｍと、回転子５ｒから発生しモータ巻線５ｃに鎖交する磁束との電磁気的作用により回転子５ｒに回転力を発生する。

同期モータ５の内部には、例えば、ホールＩＣからなる３個の位置センサ６が配置されている。３個の位置センサ６は、それぞれ、回転子５ｒの永久磁石から発生している磁束の極性を検知して回転子５ｒの磁極位置を示す位置センサ信号を出力する。位置センサ６がモータ巻線５ｃの中心の位置（角度）と同じ位置（角度）に配置されれば位置センサ信号の位相はモータ巻線５ｃに鎖交する磁束と同じ位相を検知できるが、回転方向にずれた位置（角度）に配置されれば、そのずれた角度分検知位相もずれる。また、回転子５ｒの回転に伴い、モータ巻線５ｃに鎖交する磁束が変化して、モータ巻線５ｃに誘起電圧が発生するが、鎖交磁束に対して誘起電圧の位相は電気角で９０度進んだ位相となり、位置センサ信号の位相と誘起電圧の位相もその分ずれる。図１では、この３個の位置センサ６の各センサ信号は、モータトルク制御部２０ａ内のモータ速度演算部１５と誘起電圧位相演算部１６とに並列に入力される。また、３個の位置センサ６のうちの１つのセンサ信号ＶＨＵは、モータトルク制御部２０ａ内の位相差検出部１２ｃに入力される。なお、位置センサ６の個数は３個に限定されるものではない。

次に、モータトルク制御部２０ａについて説明する。
モータトルク制御部２０ａは、ゲート駆動回路４と、インバータ制御部７と、モータ電流制御部８と、モータ電流演算部９と、電圧決定部１０と、直流母線平均電流検出回路１１と、電流位相検出部１２と、位相制御部１４と、モータ速度演算部１５と、誘起電圧位相演算部１６とを備えている。ここで、以下の説明で用いる電圧値および電流値は、特別な指定がない場合、実効値であるが、実効値を√２倍した振幅値としてもよい。

＜モータトルク制御部２０ａを構成する制御系の概要＞
直流母線平均電流検出回路１１、モータ電流演算部９およびモータ電流制御部８の制御系は、モータ巻線５ｃへ流すモータ電流Ｉｍを目標値であるモータ電流指令Ｉｍ＊に近づけるための操作量Ｉｑ＊（ｑ軸電流指令であり第１の電圧調整成分に対応する。）を生成するモータ電流制御ループを構成している。

また、電流位相検出部１２および位相制御部１４の制御系は、モータ巻線５ｃに発生する誘起電圧の位相と、モータ巻線５ｃに流れるモータ電流Ｉｍの位相との位相差を位相差目標値θｉｈ＊に近づけるための操作量Ｉｄ＊（ｄ軸電流指令であり第２の電圧調整成分に対応する。）を生成する位相制御ループを構成している。

そして、モータ電流制御ループと位相制御ループとで生成された操作量Ｉｑ＊，Ｉｄ＊は、電圧決定部１０〜インバータ制御部７の制御系において、同期モータの等価モデルの電圧方程式に基づいた演算により３相電圧指令として合成され、ＰＷＭ変調されて、前記ゲート駆動回路４へ出力される。なお、制御の座標系は回転子５ｒと同期して回転する回転座標上で行い、電圧振幅と電圧位相差を決定後、静止座標の３相電圧指令を生成する。

＜モータ電流指令Ｉｍ＊の設定方法について＞
発生トルクＴｍに対して必要なモータ電流Ｉｍは、永久磁石式非突極の同期モータをモータ巻線５ｃに生ずる誘起電圧の位相と巻線電流（モータ電流）Ｉｍの位相とが一定の位相差となるように制御した場合は、モータ電流Ｉｍにトルク定数Ｋｔを乗じ、係数倍したものがモータ発生トルクＴｍになるという比例関係を利用して求めている。すなわち、モータ電流指令Ｉｍ＊は、欲しいモータ発生トルクＴｍを係数倍して求めたものである。

＜モータ電流制御ループについて＞
まず、直流母線平均電流検出回路１１は、ＰＷＭインバータ主回路３の正負直流母線の一方の直流母線に介在させたシャント抵抗器１１ｒと平均化回路１１ａとで構成される。シャント抵抗器１１ｒは、ＰＷＭインバータ主回路３のスイッチング時に直流母線に流れるパルス状の電流を、その電流に比例したパルス状電圧に変換し、平均化回路１１ａへ伝達する。平均化回路１１ａは、シャント抵抗器１１ｒから入力されるパルス状電圧を、ローパスフィルタに通してＰＷＭインバータ主回路３の直流母線に流れる電流の平均値（平均電流Ｉｄｃ）相当に変換し、それを直流母線の平均電流フィードバックＩｄｃｆとしてモータ電流演算部９へ伝達する。

次に、モータ電流演算部９は、平均電流フィードバックＩｄｃｆと、電圧決定部１０内の振幅演算部１０ａが求めた振幅指令Ｖ１＊（所望の相電圧の振幅Ｖ１を巻線５ｃに印加するのに必要な印加電圧Ｖｍの振幅値に対する指令）と、電圧決定部１０内の位相差演算部１０ｐが求めた位相差指令φ＊とに基づき、モータ電流フィードバックＩｍｆを求め、モータ電流制御部８内の電流偏差算出部８ｄへ出力する。以下に、モータ電流フィードバックＩｍｆの算出方法について説明する。

ＰＷＭインバータ主回路３から同期モータ５へ供給される電力は、モータ電圧Ｖｍ（線間電圧）とモータ電流Ｉｍ（線電流）とモータ力率ｃｏｓφとの積に係数√３を掛けて求まる。また、ＰＷＭインバータ主回路３の入力電力は、ＰＷＭインバータ主回路３の直流母線電圧Ｖｄｃと直流母線の平均電流Ｉｄｃとの積で求まる。そうすると、エネルギー保存の法則により、同期モータ５へ供給される電力は、ＰＷＭインバータ主回路３の入力電力からＰＷＭインバータ主回路３の損失Ｐｄを差し引いた分と等しくなり、下記式（１）の関係が成り立つ。
√３×Ｉｍ×Ｖｍ×ｃｏｓφ＝Ｉｄｃ×Ｖｄｃ−Ｐｄ
＝η×Ｉｄｃ×Ｖｄｃ ・・・・・（１）

ここで、式（１）におけるηは、ＰＷＭインバータ主回路３の効率である。一般的にＰＷＭインバータ主回路３の損失Ｐｄは、入出力電力の数％と小さく設計される。また、ＰＷＭインバータ主回路３の損失Ｐｄは、入出力電力の増減に対し全く比例するわけではないが、増減する関係にあるので定数と近似することができる。すなわち、モータ電流Ｉｍは、
Ｉｍ＝η×Ｉｄｃ／（√３×Ｖｍ／Ｖｄｃ×ｃｏｓφ）
と求まる。

また、線間電圧Ｖｍ（印加電圧）と、相電圧の振幅Ｖ１との関係は、
Ｖ１＝Ｖｍ×√２／√３
となるので、モータ電流Ｉｍは、
Ｉｍ＝η×Ｉｄｃ／（３／√２×Ｖ１／Ｖｄｃ×ｃｏｓφ）
となり、ＰＷＭインバータ主回路３の変調率Ｄ（Ｄ＝Ｖ１／Ｖｄｃ）を用いて
Ｉｍ＝Ｉｄｃ／（Ｄ×ｃｏｓφ）×η×√２／３ ・・・・・（２）
と表される。

そこで、モータ電流演算部９は、モータ電流フィードバックＩｍｆを、直流母線の平均電流フィードバックＩｄｃｆを変調率指令Ｄ＊（Ｄ＊＝Ｖ１＊／Ｖｄｃ）と位相差指令φ＊が指定する位相差でのモータ力率指令ｃｏｓ（φ＊）との積で割ったものに係数を掛けて、
Ｉｍｆ＝Ｉｄｃｆ／（Ｄ＊×ｃｏｓ（φ＊））×η×√２／３ ・・・・（３）
と近似算出し、電流偏差算出部８ｄへ伝達する。

そして、モータ電流制御部８は、電流偏差算出部８ｄと電流制御アンプ８ａとを備えている。電流偏差算出部８ｄは、外部から入力されるモータ電流指令Ｉｍ＊とモータ電流演算部９が求めたモータ電流フィードバックＩｍｆとの偏差ΔＩｍを求める。電流制御アンプ８ａは、偏差ΔＩｍに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を電圧決定部１０内の電圧演算部１０ｃへ回転座標上のｑ軸電流指令Ｉｑ＊として出力する。

要するに、モータ電流制御ループは、ＰＷＭインバータ主回路３の直流母線に挿入したシャント抵抗器１１ｒの電圧ドロップから求めたＰＷＭインバータ主回路３に流出入する平均電流Ｉｄｃを、ＰＷＭインバータ主回路３の変調率指令および同期モータ５の力率指令で除算して係数倍しモータ電流フィードバック値Ｉｍｆを求め、同期モータ５へ流す電流が目標値であるモータ電流指令Ｉｍ＊に近づくように制御する構成となっている。

＜位相制御ループについて＞
まず、電流位相検出部１２は、同期モータ５の相電流位相検出手段であり、電流極性検出回路１２ｄと位相差検出部１２ｃとを備えている。電流極性検出回路１２ｄは、ＰＷＭインバータ主回路３の３相のスイッチング回路の１つの相での電流極性を検出する。図１では、Ｕ相電流の極性を検出し、極性信号ＶＵＰとして位相差検出部１２ｃへ出力する。位相差検出部１２ｃは、位置センサ６からの位置センサ信号ＶＨＵと、電流極性検出回路１２ｄからの相電流極性信号ＶＵＰとに基づいて、同期モータ５の誘起電圧と該当相電流Ｉｍとの位相差θｉｈを演算する。

次に、位相制御部１４は、位相偏差算出部１４ｄと位相制御アンプ１４ａとを備えている。位相偏差算出部１４ｄは、あらかじめ内部設定しておくか、外部から入力される位相差目標値θｉｈ＊と位相差検出部１２ｃからの位相差検出値θｉｈとの差分Δθｉｈを求める。位相制御アンプ１４ａは、差分Δθｉｈに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を電圧決定部１０内の電圧演算部１０ｃへ回転座標上のｄ軸電流指令Ｉｄ＊として出力する。

＜位相差目標値θｉｈ＊について＞
位相差目標値θｉｈ＊が、同期モータ５の相誘起電圧と該当相電流との位相差が零となる設定の場合に、同期モータ５のトルク定数Ｋｔが最も大きくなり、効率もよくなる。しかし、同時に最高回転数が最も低くなる。したがって、位相差目標値θｉｈ＊は、必ずしも零となる設定である必要はなく、例えば相電流の位相を進めて最大回転数を引き上げる設定とすることも可能であるが、その場合にはモータ電流フィードバックＩｍｆを求める式（３）のモータ力率指令の位相差指令φ＊を進み位相角度分減算してやる必要がある。位相差目標値θｉｈ＊は、そのようにして設定されている。

＜電圧決定部１０について＞
電圧決定部１０は、電圧演算部１０ｃと振幅演算部１０ａと位相差演算部１０ｐと電圧位相算出部１０ｂとを備えている。電圧演算部１０ｃには、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊との他に、モータ速度演算部１５から３つのセンサ信号の発生間隔を測定して求められたモータ回転速度ωｒがフィードバック信号として入力される。

電圧演算部１０ｃは、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｄ軸電流指令Ｉｄ＊とモータ回転速度ωｒとを用いて、下記式（４），式（５）に示す電圧モデル式に従い、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とを演算する。なお、式（４），式（５）において、ｒは巻線抵抗、Ｌは巻線のインダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数でモータ固有の定数である。誘起電圧定数Ｋｅは、同一単位系では、前記トルク定数Ｋｔと一致する。
Ｖｄ＊＝ｒ・Ｉｄ＊−ωｒ・Ｌ・Ｉｑ＊ ・・・・・・・（４）
Ｖｑ＊＝ｒ・Ｉｑ＊＋ωｒ・Ｌ・Ｉｄ＊＋ωｒ・Ｋｅ ・・・・（５）

振幅演算部１０ａは、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とを用いて、下記式（６）により、所望の相電圧の振幅Ｖ１を発生させるのに必要な印加電圧Ｖｍの振幅値を指令する振幅指令Ｖ１＊を求める。
Ｖ１＊＝√{（Ｖｄ＊）^２＋（Ｖｑ＊）^２} ・・・・・・・（６）

位相差演算部１０ｐは、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とを用いて、下記式（７）により、所望の相電圧の振幅Ｖ１を発生させるのに必要な印加電圧Ｖｍの位相差指令φ＊を求める。
φ＊＝ｔａｎ−１（−Ｖｄ＊／Ｖｑ＊） ・・・・・・・（７）

電圧位相算出部１０ｂは、印加電圧Ｖｍの位相差指令φ＊と誘起電圧位相演算部１６からの誘起電圧位相θｒとを用いて、下記式（８）により、印加電圧Ｖｍの位相指令θｖ＊を求める。
θｖ＊＝θｒ＋φ＊ ・・・・・・・・・・・・（８）

なお、誘起電圧位相演算部１６は、３つの位置センサ６からの３つの位置センサ信号にＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）をかけるか、３つの位置センサ信号をモータ速度演算部１５からのモータ回転速度ωｒの時間積分量で補正して、誘起電圧位相θｒを細かい角度で求める。

＜インバータ制御部７について＞
インバータ制御部７は、３相電圧演算部７ｃとＰＷＭ変調回路７ｍとを備えている。３相電圧演算部７ｃは、以上のように電圧決定部１０にて求められた印加電圧Ｖｍの振幅指令Ｖ１＊および位相指令θｖ＊を用いて、静止座標上の互いに１２０度の位相差を有する各相印加電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、ＰＷＭ変調回路７ｍへ出力する。ＰＷＭ変調回路７ｍは、各相印加電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じたパルス幅変調を行い、ＰＷＭインバータ主回路３を駆動するための駆動信号をゲート駆動回路４へ出力する。

斯くして、実施の形態１によれば、位置センサ信号が示す相誘起電圧の位相と該当モータ巻線に流れるモータ電流の位相との位相差を位相差目標値に近づけ、ほぼ一定にすることができるので、モータ電流を発生トルクに比例させることができる。

このとき、モータ電流は、ＰＷＭインバータ主回路の直流母線に挿入したシャント抵抗器といった小形で安価な部品にて直流母線電流を検出し、平均化して求めた直流母線の平均電流を、ＰＷＭインバータ主回路の変調率および同期モータの力率で除算し、係数倍して求めるので、低コスト化が図れる。

また、モータ電流指令値とモータ電流フィードバック値との比較結果に基づいて、第１の電圧調整成分（ｑ軸電流指令）の出力を調整することによりモータ電流を目標値に近づけることができるので、発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができる。

加えて、同期モータの巻線に流れる電流の大きさを直接検出することなく、同期モータの巻線に流れる電流の極性情報をＰＷＭインバータ主回路での相電流の極性を安価な構成の電流極性検出回路により取得する構成としたので、低コストで高効率を実現できる。

実施の形態２．
図２は、本発明の実施の形態２によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。なお、図２では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。

図２に示すように、実施の形態２によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータでの符号を変えたモータトルク制御部２０ｂでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、モータ電流制御部８に代えて直流母線平均電流制御部１３が設けられ、モータ電流演算部９を削除して平均電流指令演算部１７が設けられている。

平均電流指令演算部１７は、外部からのモータ電流指令Ｉｍ＊と、振幅演算部１０ａが求めた振幅指令Ｖ１＊と、位相差演算部１０ｐが求めた位相差指令φ＊とが入力され、次のようにして、ＰＷＭインバータ主回路３に流出入する平均電流Ｉｄｃの目標値である平均電流指令Ｉｄｃ＊を演算する。

平均電流指令演算部１７は、振幅指令Ｖ１＊とＰＷＭインバータ主回路３の入力電圧ＶｄｃとからＰＷＭインバータ主回路３の変調率指令Ｄ＊（Ｄ＊＝Ｖ１＊／Ｖｄｃ）を求める。また、平均電流指令演算部１７は、位相差指令φ＊が指定する位相差でのモータ力率ｃｏｓ（φ＊）を求める。そして、平均電流指令演算部１７は、モータ電流指令Ｉｍ＊に、ＰＷＭインバータ主回路３の変調率指令Ｄ＊およびモータ力率指令ｃｏｓ（φ＊）を乗算し、係数倍することで、ＰＷＭインバータ主回路３に流出入する平均電流Ｉｄｃの目標値である平均電流指令Ｉｄｃ＊を導出する。

直流母線平均電流制御部１３は、電流偏差算出部８ｄと、電流制御アンプ８ａに代えた平均電流制御アンプ１３ａとで構成される。偏差算出部８ｄは、平均電流指令演算部１７が演算した平均電流指令Ｉｄｃ＊と、直流母線平均電流検出回路１１が求めたＰＷＭインバータ主回路３に流出入する平均電流フィードバックＩｄｃｆとの偏差ΔＩｄｃを算出し、平均電流制御アンプ１３ａへ出力する。平均電流制御アンプ１３ａは、偏差ΔＩｄｃに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を電圧決定部１０内の電圧演算部１０ｃへ回転座標上のｑ軸電流指令Ｉｑ＊として出力する。

これによっても、実施の形態１と同様に、同期モータ５へ流す電流（モータ電流Ｉｍ）を目標値であるモータ電流指令Ｉｍ＊に近づくように制御することができる。

この実施の形態２によれば、同期モータへ流す電流を目標値に近づくように指令する第１の電圧調整量（ｑ軸電流指令）を、除算処理ではなく乗算処理により求めるので、大出力から小出力までの平均電流をほぼ同一の分解能で制御することができ、制御動作が滑らかとなる。

また、乗算処理の場合には、ＰＷＭインバータ主回路の変調率や同期モータの力率が小さくても、マイコン等でデジタル処理する場合に演算結果がオーバーフローすることに対する処置を施す必要がなくなり、処理系の簡素化が図れる。

さらに、乗算処理の場合には、いろいろな方式のアナログ回路で構成することもできるため、アナログ集積回路化や、分解能を高めることが比較的容易となる。

実施の形態３．
図３は、本発明の実施の形態３によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。なお、図３では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。

図３に示すように、実施の形態３によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータでの符号を変えたモータトルク制御部２０ｃでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、モータ電流制御部８における電流制御アンプ８ａを、速度制御部１８に置き換えた構成になっている。

速度制御部１８は、速度指令生成部１８ｒと、速度偏差算出部１８ｄと、速度制御アンプ１８ａとを備えている。

速度指令生成部１８ｒは、電流偏差算出部８ｄが出力する、モータ電流指令Ｉｍ＊とモータ電流フィードバックＩｍｆとの偏差ΔＩｍに、例えば比例積分演算等を実施して、同期モータ５の目標回転速度を指令する速度指令ωｒ＊を生成する。

速度偏差算出部１８ｄは、速度指令生成部１８ｒが求めた速度指令ωｒ＊と、モータ速度演算部１５が求めたモータ回転速度ωｒとの偏差Δωｒを算出する。

速度制御アンプ１８ａは、速度偏差算出部１８ｄが求めた偏差Δωｒに対し比例動作や積分動作等の演算を実施し、それを電圧決定部１０へのｑ軸電流指令値Ｉｑ＊として出力する。

実施の形態３によれば、実施の形態１においてモータ電流制御ループに速度制御部を加えたので、急激な負荷トルク変動が発生しても回転速度は緩やかに変化させることが可能となり、換気送風機などに搭載した場合に使用者が不快と感じるような回転速度の急変を抑制したトルク制御ができるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができる。

実施の形態４．
図４は、本発明の実施の形態４によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。なお、図４では、図２（実施の形態２）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態４に関わる部分を中心に説明する。

図４に示すように、実施の形態４によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータでの符号を変えたモータトルク制御部２０ｄでは、図２（実施の形態２）に示した構成において、モータ電流制御部１３における平均電流制御アンプ８ｂを、速度制御部１８に置き換えた構成になっている。

速度制御部１８は、速度指令生成部１８ｒと、速度偏差算出部１８ｄと、速度制御アンプ１８ａとを備えている。

速度指令生成部１８ｒは、電流偏差算出部８ｄが出力する、平均電流指令Ｉｄｃ＊と平均電流フィードバックＩｄｃｆとの偏差ΔＩｄｃに、例えば比例積分演算等を実施して速度指令ωｒ＊を生成する。

速度制御アンプ１８ａは、速度偏差算出部１８ｄが求めた偏差Δωｒに対し比例動作や積分動作等の演算を実施し、それを電圧決定部１０へのｑ軸電流指令値Ｉｑ＊として出力する。

実施の形態４によれば、実施の形態２においてモータ電流制御ループに速度制御部を加えたので、急激な負荷トルク変動が発生しても回転速度は緩やかに変化させることが可能となり、換気送風機などに搭載した場合に使用者が不快と感じるような回転速度の急変を抑制したトルク制御ができるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができる。

実施の形態５．
図５は、本発明の実施の形態５として、実施の形態１〜４に示したＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、負荷トルクに応じてモータ回転速度が変化する誘導モータのような制御特性を実現する構成例を示すブロック図である。

すなわち、図５において、モータトルク制御部２０は、実施の形態１〜４に示したモータトルク制御部２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄのいずれかである。この実施の形態５では、このモータトルク制御部２０の外部に、モータ電流指令生成部１９ａが設けられている。

まず、図６を参照して、誘導モータの特性について説明する。図６は、誘導モータの特性を模擬するのに使用するモータ回転速度とモータ発生トルクとの関係を示す特性図である。

図６において、横軸はモータ回転速度ωｒ［ｒ／ｍｉｎ］、縦軸はトルクＴ［ｍＮ・ｍ］である。図６では、モータ回転速度ωｒに応じて変化する３つのトルク特性Ｔｍ１，Ｔｍ２，Ｔｍ３が示されている。これらは誘導モータのトルク特性である。この特性は誘導モータ実機の特性を測定して得ることもできるし、実機が無くても誘導モータの構造で決まる巻線抵抗やインダクタンス等を用いて等価回路から計算により求めることもできる。また、図６では、例えば遠心式換気送風機に搭載した場合における圧力損失特性に対応した３つの負荷トルク特性２１ａ，２１ｂ，２１ｃが示されている。負荷トルク特性２１ａは圧力損失が無い時の特性、負荷トルク特性２１ｂは圧力損失が小さい場合の特性、負荷トルク特性２１ｃは圧力損失が大きい場合の特性であり、各圧力損失状態においてモータ回転速度はモータの発生トルク特性と負荷トルク特性の交点で釣り合い安定する。すなわち、図６では、換気送風機に搭載した誘導モータは、圧力損失に応じて発生トルクおよびモータ回転速度が変化することが示されている。さらに図６では、比較のために一定速度制御モータの特性２２が示されている。

特許文献１に開示される一定速度制御モータは、特性２２に示すように、圧力損失の変化により負荷トルクが変化しても、モータ回転速度ωｒは変化せず一定である。そのため、遠心式換気送風機に搭載した場合、静圧変動に対する風量変化が大きくなり、換気送風機としての性能が低下してしまうという問題があった。これに対し、誘導モータでは、図６に示すように、トルク特性およびモータ回転速度が圧力損失に応じて変化するので、静圧変動に対する風量変化が少なくなり、換気送風機としての性能低下を軽減できる。

この実施の形態５では、３つのトルク特性Ｔｍ１，Ｔｍ２，Ｔｍ３のうちのトルク特性Ｔｍ１を実現する場合を示す。後述する実施の形態６では、３つのトルク特性Ｔｍ１，Ｔｍ２，Ｔｍ３のうちの少なくとも２つを実現する場合を示す。

さて、図７は、図５に示すモータ電流指令生成部が生成するモータ回転速度とモータ電流指令との関係を示す特性図である。図７では、モータ回転速度ωｒに応じて変化する２つのモータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊の特性がモータ回転速度ωｒを変数とする関数ｆ１、ｆ２として示されている。モータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊，Ｉｍ３＊はそれぞれ、図６に示したトルク特性Ｔｍ１，Ｔｍ２，Ｔｍ３を得るのに必要な特性として示されている。この実施の形態５では、そのうちのモータ電流指令Ｉｍ１＊を生成する場合を説明する。後述する実施の形態６では、３つのモータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊，Ｉｍ３＊のうちの少なくとも２つを生成する場合を示す。

すなわち、この実施の形態５では、モータ回転速度ωｒに対するモータ発生トルクＴｍの特性が例えば図６に示すトルク特性Ｔｍ１の場合、モータ電流指令生成部１９ａは、モータ回転速度ωｒに対応して必要とされるモータ電流指令Ｉｍ１＊をもとめる手段として、モータ回転速度ωｒに対するモータ発生トルクＴｍ１を係数倍して求めたものをあらかじめテーブルとして持っておき、モータトルク制御部２０から得られるモータ回転速度ωｒのところのテーブルを参照して、そのモータ回転速度のときに必要とされるモータ電流指令Ｉｍ１＊としてモータトルク制御部２０へ出力する。

このように、モータ電流指令生成部１９ａは、テーブルを参照することで、モータトルク制御部２０内のモータ速度演算部１５で求められるモータ回転速度ωｒに対応して発生したいトルクＴｍ１を発生させるのに必要なモータ電流Ｉｍを指令するモータ電流指令Ｉｍ＊を生成し、モータトルク制御部２０に伝える構成になっている。

なお、モータ電流指令生成部１９ａにてモータ回転速度に対し発生したいモータトルクを得るモータ電流指令を導出する方法は、テーブル参照方式の他に、例えば関数式にて算出する方式などでも実現できる。

実施の形態５によれば、モータ回転速度ωｒに応じて順次モータ電流指令Ｉｍ＊を変化させるので、モータトルク制御部２０にてモータ発生トルクＴｍがモータ電流Ｉｍに高精度に比例して追従するように制御することになり、任意のモータ回転速度ー発生トルク特性となるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができる。

なお、実施の形態１〜４に示したＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータは、同期モータ５内に、整流平滑回路２、ＰＷＭインバータ主回路３およびモータトルク制御部２０（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）の全体を組み込み一体化できるものであるが、この実施の形態５では、さらにモータ電流指令生成部１９ａも同期モータ５内に組み込んだ構成を念頭にしている。

実施の形態６．
図８は、本発明の実施の形態６として、実施の形態１〜４に示したＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、負荷トルクに応じてモータ回転速度が変化する誘導モータのような制御特性を実現する他の構成例を示すブロック図である。

図８において、モータトルク制御部２０は、実施の形態５と同様に実施の形態１〜４に示したモータトルク制御部２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄのいずれかである。この実施の形態６では、このモータトルク制御部２０の外部に、モータ電流指令生成部１９ｂと、ノッチ指令生成部２３と、ノッチ切替スイッチ２４とが設けられている。モータ電流指令生成部１９ｂは図５に示したモータ電流指令生成部１９ａに若干の機能追加をしたものである。

通常、交流電源１と整流回路２ｄとを接続する２線のうちの片側線に、電源スイッチ２５が挿入される。ノッチ切替スイッチ２４の一端は、電源スイッチ２５の整流回路２ｄ側端に接続されている。ノッチ指令生成部２３は、ノッチ切替スイッチ２４の他端とＰＷＭインバータ主回路３の直流母線との間に配置されている。

ノッチ指令生成部２３は、アノード端子がノッチ切替スイッチ２４の他端に接続されるダイオード２３ａと、ダイオード２３ａのカソード端子とＰＷＭインバータ主回路３の直流母線との間に直列に接続配置される抵抗器２３ｂ，２３ｃとを備え、抵抗器２３ｂ，２３ｃの共通接続端（分圧出力端）からモータ電流指令生成部１９ｂへノッチ指令Ｎ＊を出力する構成である。

この構成によれば、電源スイッチ２５がオンしている運転状態において、ノッチ切替スイッチ２４がオンしている場合とオフしている場合とで、ノッチ指令生成部２３からモータ電流指令生成部１９ｂへ出力されるノッチ指令Ｎ＊は、２種類の電圧レベルを示すことになる。

よって、モータ電流指令生成部１９ｂは、例えば図７に示すモータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊の２つのテーブルを備え、ノッチ指令Ｎ＊の状態に応じて参照するテーブルを選択し、対応するモータ電流指令Ｉｍ＊をモータトルク制御部２０に出力する。

これによって、モータトルク制御部２０では、速度演算部１５で求められるモータ回転速度ωｒに対し、発生させたいトルク特性の運転パターンを、図６に示すトルク特性Ｔｍ１の運転パターンとトルク特性Ｔｍ２の運転パターンとに切り替えることができる。

以上の説明から理解できるように、さらに、モータ電流指令生成部１９ｂに格納する運転パターンを増やして３種類を超える運転パターンを切り替える構成も実現できる。例えば、ノッチ切替スイッチ２４が１つであれば、ノッチ指令生成部２３に設ける分圧回路を２以上の分圧出力を行う構成としそれらを切り替えて１つのノッチ指令Ｎ＊とする。或いは、ノッチ切替スイッチ２４を２以上設けるとすれば、それぞれに、分圧出力が１つであるノッチ指令生成部２３を１対１に接続する、または、分圧出力が１つであるノッチ指令生成部２３を切り替えて接続するなど、各種の形態が可能である。

このように、実施の形態６によれば、ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの外部に設けられたノッチ切替スイッチ２４のオン／オフ状態をノッチ指令生成部２３で検知して対応したノッチ指令を生成し、モータ回転速度に対する発生トルクの運転パターンを切り替える構成としたので、タップ切替等によるノッチ切替を行っている誘導モータを用いた電気製品のモータを、効率のいい実施の形態６によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータへ切り替えることが容易となる。

そして、ノッチ切替スイッチ２４を除く、ノッチ指令生成部２３、モータ電流指令生成部１９ｂ、モータトルク制御部２０、整流平滑回路２およびインバータ主回路３の全体を同期モータ５内に収納したＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ２６とすることができるので、誘導モータと同一の取扱いができるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができ、誘導モータからの切り替えを一層容易にすることができる。

ここで、モータ電流指令生成部１９ｂは、生成したモータ電流指令Ｉｍ＊をそのままモータトルク制御部２０へ出力するのではなく、モータ回転速度ωｒに対して必要なモータ電流指令Ｉｍ＊を切り替える際に、切替前のモータ電流指令から切替後のモータ電流指令への移行を移動平均や１次遅れにより徐々に移行させる移行緩衝処理を行ってもよい。移行緩衝処理を行うと、ノッチ切替スイッチ２４の切り替えを高頻度で行うことにより、切替前と切替後との間のモータ電流指令を生成することが可能となる。

例えば、図６に示すトルク特性Ｔｍ１とトルク特性Ｔｍ２とのちょうど中間のトルク特性Ｔｍ３の運転パターンが必要となる場合には、図７に示すモータ電流指令Ｉｍ１＊のノッチ指令Ｎ＊とモータ電流指令Ｉｍ２＊のノッチ指令Ｎ＊とを５０％ずつの頻度で繰り返して生成し、モータ電流指令生成部１９ｂへ与えることにより、中間のモータ電流指令Ｉｍ３＊を生成することができる。

また、２種類の運転パターンを切り替える場合に、片方の運転パターンをモータ発生トルクがモータ回転速度によらず零となるように設定しておけば、ちょうど誘導モータで行われている、トライアックなどの半導体スイッチでオン／オフして通電時間の比率を任意に変化させて、発生トルクを平均的に任意に変化させる通電率制御と同じような制御が可能となる。誘導モータの通電率制御では、発生トルクが脈動して振動・騒音の原因となる場合があるが、この実施の形態６による方法では、発生トルクの脈動がなくなるといった効果も得ることができる。

実施の形態７．
図９は、本発明の実施の形態７として、図８に示すＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを搭載した換気送風機の外観構成例を示す側面図である。なお、以下に説明する内容は、実施の形態１〜５に示すＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを搭載した換気送風機にも同様に適用できる内容である。

図９では、図８に示すＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ２６の回転軸５ａに遠心式羽根車２７を取り付け、ケーシング２８で風路を形成した換気送風機が示されている。ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ２６には、交流電源１からの２本の接続線とノッチ切替スイッチ２４からの１本の接続線とが接続される。

まず、図１０を用いて遠心式羽根車を用いた換気送風機の風量と負荷トルクとの関係について説明する。図１０は、遠心式羽根車の翼部断面を示す図である。図１０において、遠心式羽根車２７に作用する負荷トルクＴＬは、作動流体の密度ρと、体積風量Ｑと、羽根車の直径Ｄと、絶対風速の旋回速度成分ｃ_θとを用いて
ＴＬ＝ρ・Ｑ・Ｄ・ｃ_θ／２ ・・・・・（９）
と表される。

ここで、羽根車出口の周速度ｕと、周速度ｕの方向と接線方向速度ｗの方向との間の相対流出角βと_、回転速度ωｒと、羽根車出口での径方向速度ｃ_ｒと_、羽根車の出口幅ｂとを用いて、絶対風速の旋回速度成分ｃ_θは式（１０）で表され、羽根車出口の周速度ｕは式（１１）で表され、羽根車出口での径方向速度ｃ_ｒは式（１２）で表されるから、式（９）に示す負荷トルクＴＬは式（１３）で表される。
ｃ_θ＝ｕ−ｃ_ｒ／ｔａｎβ ・・・・（１０）
ｕ＝π・Ｄ・ωｒ ・・・・・（１１）
ｃ_ｒ＝Ｑ／（π・Ｄ・ｂ） ・・・・・（１２）
ＴＬ＝ρ・（π・Ｄ^２・Ｑ・ωｒ―Ｑ^２／（π・ｂ・ｔａｎβ））／２・・（１３）

式（１３）に示すように、風量Ｑを一定としたときには、負荷トルクＴＬと回転速度ωｒとは一次関数の関係になる。そこで、モータ速度演算部１５で求められたモータ回転速度ωｒに対するモータ電流指令Ｉｍ＊を図１１に示すように一次関数とすることにより、モータ回転速度ωｒとモータ発生トルクＴｍとの関係も図１２に示すように一次関数となり、羽根車の負荷トルクＴＬと釣り合うときの風量Ｑは図１３に示すように静圧Ｐとは無関係に一定とすることができる。

図１１は、図８に示すモータ電流指令生成部が生成するモータ電流指令とモータ回転速度との関係を示す特性図である。図１１では、４つの圧力損失特性２９ａ，２９ｂ，２９ｃ，２９ｄに対応したモータ回転速度ωｒに対するモータ電流指令Ｉｍ＊の特性が示されている。圧力損失はこの順に大きくなっている場合に、一次の項が正の一次関数で表される２つのモータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊は、変極点３０ａ，３０ｂが共に同じ圧力損失特性２９ｃ上で変化するように設定される。

図１２は、実現されるトルク特性とモータ回転速度との関係を示す特性図である。図１２では、４つの負荷トルク特性ＴＬ０，ＴＬ１，ＴＬ２，ＴＬ３が示されている。実現されるトルク特性Ｔｍ１，Ｔｍ２は、一次関数で表され、変極点３１ａ，３１ｂが共に同じ負荷トルク特性ＴＬ２上で変化するように設定される。

図１３は、風量と静圧との関係を示す特性図である。図１３において、横軸は風量Ｑ［ｍ^３／ｈ］であり、縦軸は静圧Ｐ［Ｐａ］である。図１３では、図１２に示した負荷トルク特性ＴＬ０，ＴＬ１，ＴＬ２に対応する圧力損失特性３２ａ、３２ｂ、３２ｃが示されている。圧力損失特性３２ｃ上に、モータ電流指令Ｉｍ１＊の場合の特性Ｑ１の変極点３３ｃとモータ電流指令Ｉｍ２＊の場合の特性Ｑ２の変極点３５ｃとが示されている。圧力損失特性３２ｃより圧力損失が小さい領域（図１３において圧力損失特性３２ｃより下の領域）では例えば３２ａや３２ｂの圧力損失に圧力損失が変動しても３３ａや３３ｂあるいは３５ａや３５ｂの動作点で送風特性と圧力損失が釣り合って、モータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊での各風量は圧力損失特性３２ａ，３２ｂと無関係に一定風量となることが示されている。

なお、式（１３）は理論値であるので実機との誤差があるが、それの影響を考慮して風量の絶対値を高精度で合わせこむ場合には、式（１３）の各項に補正係数を掛け合わせればよい。また、制御や回路構成をより簡素化する場合には、１次関数の１次の項の係数と０次の項の係数は、風量Ｑに対して夫々１乗および２乗に比例するために、風量が小さい場合や、羽根車の出口幅ｂやｔａｎβが大きい場合には０次の項を無視してもよい。したがって、モータ発生トルクＴｍを回転速度ωｒに対して比例の関係となるように制御してもよい。

また、０次の項の係数が負の場合や、正の場合でも小さいとモータが起動しなくなる。また、圧力損失が低い領域では圧力損失が高い領域に比べて０次の項の係数を大きく、１次の項の係数は小さく補正したほうが風量が一定になりやすい場合がある。そのため、図１４に示すように、圧力損失の低い領域と高い領域とで係数が異なる２つの１次関数の関係となるように制御を行ってもよい。

図１４は、図８に示すモータ電流指令生成部が圧力損失の高低領域に応じて生成するモータ電流指令とモータ回転速度との関係を示す特性図である。図１４では、低い圧力損失特性２９ｂと高い圧力損失特性２９ｃとが示されている。２つのモータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊は、互いに相似の関係で並行して、圧力損失の低い領域（圧力損失特性２９ｂから左側の領域）と高い領域（圧力損失特性２９ｂと圧力損失特性２９ｃとの間の領域）とに跨って設定されるが、圧力損失特性２９ｂ上に変極点３４ａ，３４ｂがあり、圧力損失の低い領域と高い領域とで異なる傾きになっている。

次に、風量の強弱を切り替えるようにした場合、図１１、図１２、図１４に示した変極点３０ａ、３０ｂ、３１ａ、３１ｂ等を設けずに、モータが出せる限界の回転速度までモータ回転速度に対するモータ発生トルクの関係を１次の項が正の一次関数で制御すると出力限界では制御から外れた特性となっていずれの風量設定においても同じモータ回転速度−モータ発生トルク特性となり、圧力損失が高い場合には強と弱とが同じ回転数となり、故障と間違われるおそれがある。また、強を弱に切り替える目的に風量を下げる以外に騒音を小さくしたい場合もある。そのため、図１１に示すように、モータ電流指令Ｉｍ＊を回転速度ωｒの１次関数となるように制御する回転速度の上限を違える。そうすると、どのような圧力損失上にて使用されても、強弱の違いが明確になり上記のような問題が解決できる。

以上のように、実施の形態７によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いれば、現在誘導モータが用いられている電気製品のモータを同期モータへ置き替えて、省エネ化を図ることが容易となり、また、換気送風機に応用した場合には静圧変動に対する風量変動の少ない換気送風機を得ることが可能となる。

実施の形態８．
この実施の形態８では、以上説明した各実施の形態によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの負荷状態を外部でモニタする構成例について説明する。

図１〜５、図８に示すように、モータ回転速度ωｒと、モータ電流Ｉｍまたはモータ電流指令Ｉｍ＊とを外部出力してモニタできるように構成する。そうすると、モータ電流Ｉｍまたはモータ電流指令Ｉｍ＊は、モータ発生トルク（＝負荷トルク）と比例関係にあるので、負荷状態を外部でモニタすることができる。例えば換気送風機に用いた場合に防塵フィルタの目詰まり等による圧力損失状態などを回転速度と負荷トルクとの関係から知ることができる。これによって、防塵フィルタの清掃を促すアラームを出力する等、誘導モータでは得にくい機能を容易に実現することができる。

なお、以上説明した各実施の形態では、電源が交流電源の場合を例に示したが、直流電源の場合でも同様の効果が得られる。誘導モータでは、直接直流電源を入力できず、家庭内へ直流配線を普及させる妨げとなるが、本発明の実施の形態によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータおよびそれを搭載した換気送風機を用いることで直流でも交流でも使うことができる。なお、直流配線だけなら整流回路２ｄは不要であるから削除してもよい。

図８に示したノッチ切替スイッチ２４とノッチ指令生成部２３は、直流配線用のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータでは、ノッチ切替スイッチ２４の一端が直流配線の正極配線に接続され、ノッチ指令生成部２３は、ノッチ切替スイッチ２４の他端とＰＷＭインバータ主回路３の負極母線との間に配置されることになる。

なお、図１、図２、図３、図４、図５、図８では、ＰＷＭインバータ主回路３を構成するスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６にＩＧＢＴを用いる場合を示したが、ワイドギャップ半導体素材であるシリコンカーバイト（ＳｉＣ）を使用したＭＯＳＦＥＴ（以下、「ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ」と記す。）も同様に用いることができる。

ＰＷＭインバータ主回路３を構成するスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、まず、式（１）のＰＷＭインバータ主回路損失Ｐｄを構成するスイッチング損失および導通損失の両方を小さくすることができるので、式（１）以降において係数として取り扱っているＰＷＭインバータ効率ηのばらつきを小さくすることができる。また、式（２）および式（３）に用いている変調率Ｄおよび変調率指令Ｄ＊間の誤差を減らすことができる。

ここで、式（２）および式（３）に用いている変調率Ｄおよび変調率指令Ｄ＊間の誤差について説明する。
ＰＷＭインバータ主回路３の上アームスイッチング素子（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）と下アームスイッチング素子素子（Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６）とがスイッチング動作の遅れにより同時に導通して正極および負極の直流母線間を短絡するのを防ぐために、ゲート駆動回路４にて上アームと下アームとの導通を切り替えるときに、両方同時にオフする期間が設けられている。この期間は、一般にデッドタイムＴｄと呼ばれているが、このデッドタイムＴｄの期間中のモータへの印加電圧Ｖ１は、変調率指令Ｄ＊と無関係に、モータ電流がモータ巻線５ｃからＰＷＭインバータ主回路３へ流入している期間は上アームの還流ダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）が導通してモータ巻線５ｃには正極が印加される。逆に、モータ電流がＰＷＭインバータ主回路３からモータ巻線５ｃへ流出している期間は下アームの還流ダイオード（Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６）が導通してモータ巻線５ｃには負極が印加される。そのために、変調率指令Ｄ＊と実際の変調率Ｄとの間に誤差が生ずる。したがって、式（２）で算出されるモータ電流Ｉｍと、式（３）で算出されるモータ電流フィードバックＩｍｆとの間に誤差が生じ、結果としてモータトルクの制御精度が悪くなる。この誤差を減らすには、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のスイッチング速度を早くしてデッドタイムＴｄを極力短くすればよい。つまり、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、式（２）に用いている変調率Ｄの誤差を減らすことができる。

このように、ＰＷＭインバータ主回路３を構成するスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いると、モータ電流算出の誤差要因であるＰＷＭインバータ効率ηおよび変調率Ｄの誤差を少なくすることができるので、モータ電流Ｉｍや発生トルクおよび風量Ｑの制御精度を上げることができる。

以上のように、本発明にかかるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータは、モータ発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータとして有用である。

また、本発明にかかる換気送風機の制御方法は、本発明にかかるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、静圧変動に対する風量変動の少ない換気送風機を実現する制御方法として有用である。

１ 交流電源
２ 整流平滑回路
３ ＰＷＭインバータ主回路
４ ゲート駆動回路
５ 永久磁石式同期モータ（同期モータ）
６ 位置センサ
７ インバータ制御部
８ モータ電流制御部
９ モータ電流演算部
１０ 電圧決定部
１１ 直流母線平均電流検出回路
１２ 電流位相検出部
１３ 直流母線平均電流制御部
１４ 位相制御部
１５ モータ速度演算部
１６ 誘起電圧位相演算部
１７ 平均電流指令演算部
１８ 速度制御部
１９ａ，１９ｂ モータ電流指令生成部
２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄ モータトルク制御部
２３ ノッチ指令生成部
２４ ノッチ切替スイッチ
２５ 電源スイッチ
２６ ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ
２７ 遠心式羽根車
２８ ケーシング

Claims (10)

1. 永久磁石式同期モータと、交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることにより前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するＰＷＭインバータ主回路と、前記ＰＷＭインバータ主回路を制御するモータトルク制御部とを備えるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータであって、
   前記モータトルク制御部は、
   前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、
   前記ＰＷＭインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、
   前記平均電流を前記ＰＷＭインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値で除算し、係数倍して求めたモータ電流フィードバック値を出力するモータ電流演算部と、
   前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値と前記モータ電流フィードバック値との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第１の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、
   前記ＰＷＭインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、
   前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第２の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、
   前記第１および第２の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記ＰＷＭインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、
   前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記ＰＷＭインバータ主回路を制御するインバータ制御部と
   を備えていることを特徴とするＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。
2. 永久磁石式同期モータと、交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることにより前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するＰＷＭインバータ主回路と、前記ＰＷＭインバータ主回路を制御するモータトルク制御部とを備えるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータであって、
   前記モータトルク制御部は、
   前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、
   前記ＰＷＭインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、
   前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値に前記ＰＷＭインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値を乗算し、係数倍して求めた平均電流指令値を出力する平均電流指令演算部と、
   前記平均電流指令値と前記直流母線平均電流検出回路が検出した平均電流との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第１の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、
   前記ＰＷＭインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、
   前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第２の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、
   前記第１および第２の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記ＰＷＭインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、
   前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記ＰＷＭインバータ主回路を制御するインバータ制御部と
   を備えていることを特徴とするＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。
3. 前記モータ電流制御部は、前記電流制御アンプに代えて、
   前記電流偏差に基づいて前記永久磁石式同期モータの回転速度の目標値である回転速度指令値を生成する速度指令演算部と、前記回転速度指令値と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度との速度偏差を算出する速度偏差算出部と、速度偏差がなくなるように指令する第１の電圧調整成分を演算出力する速度制御アンプとを有する速度制御部
   を備えたことを特徴とする請求項１また２に記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。
4. 前記モータトルク制御部は、さらに前記モータ電流指令値を入力する手段として、
   前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度に対し発生したいモータトルクを得るモータ電流を指令するモータ電流指令値を生成するモータ電流指令生成部
   を備えていることを特徴とする請求項１から３のいずれか一つに記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。
5. 前記整流平滑回路と前記ＰＷＭインバータ主回路と前記モータトルク制御部とは、前記永久磁石式同期モータを収納する筐体の適宜箇所に配置されていることを特徴とする請求項１から３のいずれか一つに記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。
6. 前記ＰＷＭインバータ主回路を構成するスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体素材を使用したＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１から５のいずれか一つに記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。
7. 前記ワイドギャップ半導体素材はシリコンカーバイトであることを特徴とする請求項６に記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。
8. 遠心式羽根車を備える換気送風機に請求項４から７のいずれか一つに記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを搭載し、該ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの前記モータ電流指令生成部が、モータ回転速度に対するモータ電流指令値を１次関数として変化するように生成することを特徴とする換気送風機の制御方法。
9. 圧力損失の低い領域と高い領域とで係数が異なる２つ以上の１次関数の関係となるように制御したことを特徴とする請求項８に記載の換気送風機の制御方法。
10. 前記モータ電流指令値またはモータ電流演算部の出力に対して前記モータ回転速度が所定値を超えたらアラームを出力することを特徴とする請求項８または９に記載の換気送風機の制御方法。

Images