JP5791746B2 - ブラシレスｄｃモータおよび換気送風機 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータおよび換気送風機に関する。

換気扇や送風機では、誘導モータに替えて制御性や効率のよいブラシレスＤＣモータが採用されている。ブラシレスＤＣモータは、回転速度の安定性を図っているが、用途によっては発生トルクを高精度に制御することが望まれている。例えば、トルクに応じて回転速度が変化し、静圧変動に対する風量変化を少なくする遠心式換気送風機に適用すると、静圧が変動しても回転速度が変化しないため風量が変化し、換気不足または換気風量過大になる。そのため、ＤＣ母線電流にインバータの変調率を乗じた等価電圧に対してインバータへ供給される平均電流を線形あるいは非線形の相間関係で制御して回転速度の上昇とともに発生トルクも大きくなるモータ特性により、静圧が変動しても風量が大きく変化しない風量―静圧特性を得る。

特開平３−１０７３９０号公報 特開２００９−２０９８７３号公報

しかしながら、上記従来の技術によれば、発生トルクの制御精度が悪く、回転速度−発生トルク特性の精度が悪い、という問題があった。また、ＰＷＭインバータの変調処理回路を集積回路にした場合や変調処理回路およびＰＷＭインバータがモータ内に搭載され外部から変調率を把握できない場合、変調率の正確な把握が困難でありトルクの制御精度が悪い、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、発生トルクを高精度に制御可能なブラシレスＤＣモータおよび換気送風機を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、固定子側に電機子巻線を有し、回転子側に永久磁石を有するモータと、直流電圧を可変電圧・可変周波数の交流電力に変換して前記モータに電力供給する駆動回路と、前記回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置信号に基づいて前記モータの回転速度を演算し、回転速度フィードバック値を出力する速度検出手段と、前記直流電圧を検出し、直流母線電圧フィードバック値を出力する直流母線電圧検出手段と、直流電圧供給元と前記駆動回路との間の直流母線に流出入する電流の平均電流を求め、直流母線平均電流フィードバック値を出力する直流母線平均電流検出手段と、前記モータに流れる電機子電流の目標値である電機子電流指令値と前記各フィードバック値とを入力し、前記駆動回路に対して出力電圧の増減を指示する電圧指示値を出力する電機子電流制御手段と、前記回転速度フィードバック値に応じ所望のモータトルクを得る前記電機子電流指令値を出力する電機子電流指令生成手段と、前記直流母線の一端と接続し直流母線の電圧値に基づいて少なくとも２種類以上ある電圧レベルのうちの１つの電圧レベルを示すノッチ指令値を出力するノッチ指令生成手段と、を備え、前記電機子電流指令生成手段は、前記電圧レベルの種類と同数の電機子電流指令値を設定し、入力したノッチ指令値にしたがって、電機子電流指令値を切り替えて出力し、切替前の電機子電流指令値から切替後の電機子電流指令値への移行を徐々に移行させる移行緩衝処理を行う、ことを特徴とする。

本発明によれば、発生トルクを高精度に制御できる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。 図２は、ブラシレスＤＣモータの近似等価回路を示す図である。 図３は、実施の形態２のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。 図４は、実施の形態３のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。 図５は、実施の形態４のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。 図６は、実施の形態５のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。 図７は、誘導モータの特性を模擬するのに使用する回転速度と発生トルクとの関係を示す特性図である。 図８は、電機子電流指令生成部が生成する電機子電流指令値と回転速度との関係を示す特性図である。 図９は、実施の形態６のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。 図１０は、ブラシレスＤＣモータを搭載した換気送風機の外観構成例を示す側面図である。 図１１は、遠心式羽根車の翼部断面を示す図である。 図１２は、電機子電流指令生成部が生成する回転速度と電機子電流指令値との関係を示す特性図である。 図１３は、回転速度とトルク特性との関係を示す特性図である。 図１４は、風量と静圧との関係を示す特性図である。 図１５は、電機子電流指令生成部が圧力損失の高低領域に応じて生成する回転速度と電機子電流指令値との関係を示す特性図である。 図１６は、実施の形態８の換気送風機搭載用ブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。 図１７は、実施の形態９の換気送風機搭載用ブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。

以下に、本発明にかかるブラシレスＤＣモータおよび換気送風機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。ブラシレスＤＣモータは、駆動回路２と、モータ部３と、位置センサ４と、速度検出部５と、直流母線電圧検出部６と、直流母線平均電流検出部７と、電機子電流制御部８と、を備える。また、駆動回路２と、速度検出部５と、直流母線電圧検出部６と、直流母線平均電流検出部７と、電機子電流制御部８と、からモータトルク制御部１２ａを構成する。

まず、駆動回路２について説明する。駆動回路２は、整流平滑回路１からの直流電圧を可変電圧・可変周波数の交流電力に変換して前記モータ部３に電力供給する。駆動回路２は、交流電源２０を整流平滑回路１にて直流化した直流電源から供給される正負直流母線間に、各相２個ずつでそれぞれを直列接続した直列接続点を３相交流出力端子とするスイッチング素子（Ｔ１，Ｔ４）、（Ｔ２，Ｔ５）、（Ｔ３，Ｔ６）と各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６にそれぞれ逆並列に還流ダイオードＤ１〜Ｄ６を備えたインバータ主回路２ａと、位置センサ４の信号から３相電圧波形を生成する３相分配回路２ｂと、３相電圧波形の電圧を電機子電流制御部８からの指示に従いパルス幅変調し、６個のスイッチング素子のオンオフ指令として出力するＰＷＭ変調回路２ｍと、そのオンオフ指令を各スイッチング素子へ出力し駆動するゲート駆動回路２ｇと、から構成される。

モータ部３は、回転軸や永久磁石から成る回転子３ｒと、回転子３ｒから発する磁束が有効に鎖交するように配置された電機子巻線３ｃと、それらを保持収納する外殻部材（図示せず）等の固定子と、から構成される。モータ部３は、電機子巻線３ｃに流れる電機子電流Ｉａと、回転子３ｒから発生し電機子巻線３ｃに鎖交する磁束との電磁気的作用により回転子３ｒに回転力を発生する。

位置センサ４は、ホールＩＣ等の３個のセンサを回転子３ｒの近傍へ配置され、回転子３ｒの永久磁石から到来する磁束の極性を検知し、回転子３ｒの回転位相を示す位置信号を３相分配回路２ｂおよび速度検出部５へ出力する。位置センサ４では、電機子巻線３ｃの各相の中心の位置（角度）と同じ位置（角度）に配置された場合、位置信号の位相は電機子巻線３ｃの各相に鎖交する磁束と同じ位相を検知できるが、回転方向にずれた位置（角度）に配置された場合、そのずれた角度分検知位相もずれる。また、回転子３ｒの回転に伴い、電機子巻線３ｃに鎖交する磁束が変化して、電機子巻線３ｃに誘起電力が発生するが、鎖交磁束に対して誘起電力の位相は電気角で９０度進んだ位相となり、位置信号の位相と誘起電力の位相もその分ずれる。なお、ここでは、位置センサ４の個数を３個の場合について説明するが、これに限定するものではなく、３個以外の個数としてもよい。

速度検出部５は、図１の場合、ＦＧ部５ｆが、位置センサ４から得た３個の位置信号を排他的論理和などの論理処理を行って合成し、電気角で１２０度周期の回転速度に比例した周波数のパルス列とし、速度演算部５ｃが、その周波数を計測して回転子３ｒの回転速度ωｒを求め、回転速度フィードバック値ωｒｆとして電機子電流制御部８へ出力する。

直流母線電圧検出部６は、直流電源の正負直流母線間に抵抗Ｒ１およびＲ２を直列に接続し、その分圧電圧を検出し直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆとして電機子電流制御部８へ出力する。直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆは、「Ｖｄｃｆ＝Ｖｄｃ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）」として表すことができる。

なお、ここでは、交流電源２０から整流平滑回路１経由で供給される電源を直流電源とする。整流平滑回路１は、一例として、ブリッジ型に配置された４つのダイオードからなる整流回路１ｄと、コンデンサ１ｃと、から構成しているが、これに限定するものではない。

直流母線平均電流検出部７は、直流電源の正負直流母線の一方の直流母線とインバータ主回路２ａの間に介在させたシャント抵抗器７ｒと、平均化回路７ａと、から構成される。シャント抵抗器７ｒは、インバータ主回路２ａのスイッチング時に直流母線に流れるパルス状の電流を、その電流に比例したパルス状電圧に変換し、平均化回路７ａへ出力する。平均化回路７ａは、シャント抵抗器７ｒから入力されるパルス状電圧を、ローパスフィルタに通してインバータ主回路２ａの直流母線に流れる電流の平均値（直流母線平均電流Ｉｄｃ）相当に変換し、それを直流母線の直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆとして電機子電流制御部８へ出力する。

電機子電流制御部８は、電機子巻線３ｃに流す電流の目標値である指令値（電機子電流指令値）Ｉａ^*と、前記回転速度フィードバック値ωｒｆと、前記直流母線電圧フィ−ドバック値Ｖｄｃｆと、前記直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆと、を入力する。電機子電流推定部８ｆは、このうち、前記回転速度フィードバック値ωｒｆと、前記直流母線電圧フィ−ドバック値Ｖｄｃｆと、前記直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆと、を変数として電機子電流Ｉａを演算により推定して電機子電流フィードバック値Ｉａｆとして出力する。偏差算出部８ｄは、電機子電流指令値Ｉａ^*に対する電機子電流フィードバック値Ｉａｆの偏差ΔＩａを求める。制御アンプ８ａは、偏差ΔＩａに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を駆動回路２へ出力電圧を指示する電圧指示値である信号Ｖｓとして出力する。ここでは、偏差ΔＩａがなくなるような信号Ｖｓを出力する。これらの制御により、電機子電流指令値Ｉａ^*に対して電機子電流フィードバック値Ｉａｆを一致させることができる。

＜電機子電流指令値Ｉａ^*の設定方法について＞
発生トルクＴｍに対して必要な電機子電流Ｉａは、非突極のブラシレスＤＣモータを電機子巻線３ｃに生ずる誘起電力の位相と電機子電流Ｉａの位相とが一定の位相差となるように制御した場合は、電機子電流Ｉａにトルク定数Ｋｔを乗じ、係数倍したものが発生トルクＴｍになるという比例関係を利用して求めている。すなわち、電機子電流指令値Ｉａ^*は、所望の発生トルクＴｍを係数倍して求めたものである。

＜電機子電流の推定方法について＞
電機子巻線３ｃに生ずる誘起電力の位相と電機子電流Ｉａの位相とがほぼ一定の位相差となるように制御されたモータ部３は、永久磁石界磁のブラシ付ＤＣモータに近い特性を示し、図２のように表すことができる。図２は、ブラシレスＤＣモータの近似等価回路を示す図である。ここで、Ｒａは電機子巻線抵抗を、Ｌａは電機子巻線インダクタンスを、Ｋｅは誘起電力定数を、ωｒは回転速度を、Ｖｍはモータ印加電圧を、Ｉａは電機子電流を、それぞれ表す。したがって、インバータ主回路２ａからモータ部３へ供給される電力は、定常的にはモータ印加電圧Ｖｍと電機子電流Ｉａとの積となる。また、インバータ主回路２ａの入力電力は、直流母線電圧Ｖｄｃと直流母線平均電流Ｉｄｃとの積で求まる。エネルギー保存の法則により、モータ部３へ供給される電力は、インバータ主回路２ａの入力電力からインバータ主回路２ａの損失Ｐｄを差し引いた分と等しくなり、下記式（１）の関係が成り立つ。

Ｖｍ×Ｉａ＝（Ｒａ×Ｉａ＋Ｋｅ×ωｒ）×Ｉａ
＝Ｖｄｃ×Ｉｄｃ−Ｐｄ
＝Ｖｄｃ×Ｉｄｃ×η …（１）

ここで、式（１）におけるηは、インバータ主回路２ａの効率である。一般的にインバータ主回路２ａの損失Ｐｄは、入出力電力の数％と小さく設計される。また、インバータ主回路２ａの損失Ｐｄは、入力電力（Ｖｄｃ×Ｉｄｃ）の増減に対し全く比例するわけではないが、増減する関係にあるので定数と近似することができる。式（１）を電機子電流Ｉａについて解くと、電機子電流Ｉａは、下記式（２）のようになる。なお、√（Ａ）は、Ａの平方根を示すものとする。

Ｉａ＝（√（（Ｋｅ×ωｒ）²＋４×Ｒａ×Ｖｄｃ×Ｉｄｃ×η）−Ｋｅ×ωｒ）
÷（２×Ｒａ） …（２）

ここで、式（２）の直流母線電圧Ｖｄｃ、直流母線平均電流Ｉｄｃ、回転速度ωｒに、それぞれのフィードバック値である、直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆ、直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆ、回転速度フィードバック値ωｒｆを変数として代入する。また、電機子巻線抵抗Ｒａ、誘起電力定数Ｋｅ、インバータ主回路効率ηを定数として設定する。電機子電流推定部８ｆでは、これらの変数および定数を用いて電機子電流Ｉａを演算により推定し、電機子電流フィードバック値Ｉａｆを得る。上記変数を代入した場合、上記の式（２）は、以下の式（２´）のように表すことができる。

Ｉａｆ＝（√（（Ｋｅ×ωｒｆ）²＋４×Ｒａ×Ｖｄｃｆ×Ｉｄｃｆ×η）
−Ｋｅ×ωｒｆ）÷（２×Ｒａ） …（２´）

電機子電流制御部８では、電機子電流推定部８ｆが、上記の式（２´）を用いて演算により電機子電流フィードバック値Ｉａｆを求める。つぎに、偏差算出部８ｄは、電機子電流指令値Ｉａ^*に対する電機子電流フィードバック値Ｉａｆの偏差ΔＩａを求め、そして、制御アンプ８ａが、偏差ΔＩａに対して演算を実施した結果を駆動回路２へ電圧指示値である信号Ｖｓとして出力する。制御アンプ８ａは、偏差ΔＩａをなくす信号Ｖｓを出力する。

以上説明したように、本実施の形態では、発生トルクに比例する電機子電流の目標値である電機子電流指令値Ｉａ^*に対して、電機子電流制御部８が、直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆ、直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆ、および回転速度フィードバック値ωｒｆから演算により求めた電機子電流フィードバック値Ｉａｆを一致するように制御することとした。これにより、電機子電流フィードバック値Ｉａｆの大きさを所望の発生トルクに必要な電機子電流Ｉａの大きさにできることから、発生トルクを任意に高精度に制御することができる。

このとき、電機子巻線３ｃに流れる電流の大きさをＣＴ（カレントトランスフォーマー）などの高価で大きな部品を使って直接検出することなく、直流母線電圧検出部６、直流母線平均電流検出部７、速度検出部５といった比較的小形で安価な部品の構成で高精度な検出が可能な情報を元に演算して求める構成としたので、高精度なトルク制御が可能なブラシレスＤＣモータを、小形で安価に実現することができる。

実施の形態２．
図３は、本実施の形態のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。なお、図３では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、本実施の形態に関わる部分を中心に説明する。

図３に示すように、本実施の形態のブラシレスＤＣモータでは、電機子電流制御部８に替えて電機子電流制御部９を備える点が、実施の形態１のブラシレスＤＣモータ（図１参照）と異なる。また、駆動回路２と、速度検出部５と、直流母線電圧検出部６と、直流母線平均電流検出部７と、電機子電流制御部９と、からモータトルク制御部１２ｂを構成する。電機子電流制御部９では、電機子電流推定部８ｆに替えて電機子電流推定部９ｆを備える。電機子電流推定部９ｆは、さらに、電機子電流指令値Ｉａ^*を取り込んで電機子電流Ｉａを演算により推定し、電機子電流フィードバック値Ｉａｆを得る。ここで、電機子電流推定部９ｆでは、式（１）を以下の式（３）のように展開する。

Ｉａ＝Ｖｄｃ×Ｉｄｃ×η／（Ｒａ×Ｉａ＋Ｋｅ×ωｒ） …（３）

右辺の電機子電流Ｉａには電機子電流指令値Ｉａ^*を用い、また、他の直流母線電圧Ｖｄｃ、直流母線平均電流Ｉｄｃ、回転速度ωｒには、実施の形態１と同様、それぞれ、直流母線電圧フィ−ドバック値Ｖｄｃｆ、直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆ、回転速度フィードバック値ωｒｆを用いる。ここから前記電機子電流フィードバック値Ｉａｆを求める場合、式（３）は、以下の式（３´）のように表すことができる。

Ｉａｆ＝Ｖｄｃｆ×Ｉｄｃｆ×η／（Ｒａ×Ｉａ^*＋Ｋｅ×ωｒｆ） …（３´）

電機子電流推定部９ｆは、式（３´）を用いて電機子電流Ｉａを演算により推定し、電機子電流フィードバック値Ｉａｆを得ることができる。この場合においても、実施の形態１と同様、電機子電流Ｉａを目標値である電機子電流指令値Ｉａ^*に近づくように制御することができる。

以上説明したように、本実施の形態では、電機子電流推定部９ｆにおいて、さらに、電機子電流指令値Ｉａ^*を取り込んで電機子電流Ｉａを演算して推定し、電機子電流フィードバック値Ｉａｆを得ることとした。これにより、実施の形態１と同様の効果を得られるほか、電機子電流の演算による推定において平方根の演算が不要となるため、演算が容易となる。

実施の形態３．
図４は、本実施の形態のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。なお、図４では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、本実施の形態に関わる部分を中心に説明する。

図４に示すように、本実施の形態のブラシレスＤＣモータでは、電機子電流制御部８に替えて電機子電流制御部１０を備える点が、実施の形態１のブラシレスＤＣモータ（図１参照）と異なる。また、駆動回路２と、速度検出部５と、直流母線電圧検出部６と、直流母線平均電流検出部７と、電機子電流制御部１０と、からモータトルク制御部１２ｃを構成する。電機子電流制御部１０では、電機子電流推定部８ｆに替えて直流母線平均電流指令演算部１０ｒを備える。直流母線平均電流指令演算部１０ｒは、電機子電流指令値Ｉａ^*と、回転速度フィードバック値ωｒｆと、直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆと、を入力し、直流母線に流すべき平均電流の指令値である直流母線平均電流指令値Ｉｄｃ^*を生成する。ここで、直流母線平均電流指令演算部１０ｒは、式（１）を以下の式（４）のように展開する。

Ｉｄｃ＝（Ｒａ×Ｉａ＋Ｋｅ×ωｒ）×Ｉａ／（Ｖｄｃ×η） …（４）

電機子電流Ｉａ、回転速度ωｒ、直流母線電圧Ｖｄｃに、それぞれ電機子電流指令値Ｉａ^*、回転速度フィードバック値ωｒｆ、直流母線電圧フィ−ドバック値Ｖｄｃｆを代入し、直流母線平均電流Ｉｄｃを直流母線平均電流指令値Ｉｄｃ^*へ変換する。この場合、式（４）は、以下の式（４´）のように表すことができる。

Ｉｄｃ^*＝（Ｒａ×Ｉａ^*＋Ｋｅ×ωｒｆ）×Ｉａ^*／（Ｖｄｃｆ×η）…（４´）

電機子電流制御部１０では、直流母線平均電流指令演算部１０ｒが上記式（４´）を用いた演算により直流母線平均電流指令値Ｉｄｃ^*を求めた後、偏差算出部８ｄが、直流母線平均電流指令値Ｉｄｃ^*と直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆとの偏差ΔＩｄｃを求める。そして、制御アンプ８ａが、偏差ΔＩｄｃに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を駆動回路２の出力電圧を指示する信号Ｖｓとして出力する。制御アンプ８ａは、偏差ΔＩｄｃをなくす信号Ｖｓを出力する。これらの制御により、電機子電流制御部１０では、直流母線平均電流指令値Ｉｄｃ^*に対して直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆの大きさを一致させることができる。その結果、式（１）の関係が成り立っていることから、電機子電流指令値Ｉａ^*で指示した大きさと同じ大きさの電機子電流Ｉａを流すことができる。

以上説明したように、本実施の形態では、直流母線平均電流指令演算部１０ｒにおいて、電機子電流指令値Ｉａ^*と、回転速度フィードバック値ωｒｆと、直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆと、を入力して直流母線平均電流指令値Ｉｄｃ^*を生成し、偏差算出部８ｄが、直流母線平均電流指令値Ｉｄｃ^*と直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆとの偏差ΔＩｄｃを求め、制御アンプ８ａが、偏差ΔＩｄｃをなくす出力電圧を指示する信号Ｖｓを出力することとした。この場合においても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。また、実施の形態１のような平方根の演算が不要であるため、演算が容易となる。また、直流母線電圧Ｖｄｃの値の変動が小さい場合は係数とみなせることから、除算が不要となり、さらに演算が容易となる。

実施の形態４．
図５は、本実施の形態のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。なお、図５では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、本実施の形態に関わる部分を中心に説明する。

図５に示すように、本実施の形態のブラシレスＤＣモータでは、電機子電流制御部８に替えて電機子電流制御部１１を備える点が、実施の形態１のブラシレスＤＣモータ（図１参照）と異なる。また、駆動回路２と、速度検出部５と、直流母線電圧検出部６と、直流母線平均電流検出部７と、電機子電流制御部１１と、からモータトルク制御部１２ｄを構成する。電機子電流制御部１１では、電機子電流推定部８ｆに替えて速度指令演算部１１ｒを備える。速度指令演算部１１ｒは、電機子電流指令値Ｉａ^*、と、直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆと、直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆと、を入力し、回転速度の指令値である回転速度指令値ωｒ^*を生成する。ここで、速度指令演算部１１ｒは、式（１）を以下の式（５）のように展開する。

ωｒ＝（Ｖｄｃ×Ｉｄｃ×η／Ｉａ−Ｒａ×Ｉａ）／Ｋｅ …（５）

電機子電流Ｉａ、直流母線電圧Ｖｄｃ、直流母線平均電流Ｉｄｃに、それぞれ電機子電流指令値Ｉａ^*、直流母線電圧フィ−ドバック値Ｖｄｃｆ、直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆを代入し、回転速度ωｒを回転速度指令値ωｒ^*へ変換する。この場合、式（５）は、以下の式（５´）のように表すことができる。

ωｒ^*＝（Ｖｄｃｆ×Ｉｄｃｆ×η／Ｉａ^*−Ｒａ×Ｉａ^*）／Ｋｅ …（５´）

電機子電流制御部１１では、速度指令演算部１１ｒが上記式（５´）を用いた演算により回転速度指令値ωｒ^*を求めた後、つぎに、偏差算出部８ｄが、回転速度指令値ωｒ^*と回転速度フィードバック値ωｒｆとの偏差Δωｒを求める。そして、制御アンプ８ａが、偏差Δωｒに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を駆動回路２の出力電圧を指示する信号Ｖｓとして出力する。制御アンプ８ａは、偏差Δωｒをなくす信号Ｖｓを出力する。これらの制御により、電機子電流制御部１１では、回転速度指令値ωｒ^*に対して回転速度フィードバック値ωｒｆの大きさを一致させることができる。その結果、式（１）の関係が成り立っていることから、電機子電流指令値Ｉａ^*で指示した大きさと同じ大きさの電機子電流Ｉａを流すことができる。

以上説明したように、本実施の形態では、速度指令演算部１１ｒにおいて、電機子電流指令値Ｉａ^*と、直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆと、直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆと、を入力して回転速度指令値ωｒ^*を生成し、偏差算出部８ｄが、回転速度指令値ωｒ^*と回転速度フィードバック値ωｒｆとの偏差Δωｒを求め、制御アンプ８ａが、偏差Δωｒをなくす信号Ｖｓを出力することとした。この場合においても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。また、実施の形態１のような平方根の演算が不要であるため、演算が容易となる。また、回転速度の制御ループを形成しているので、制御アンプ８ａのゲイン設定により、回転速度の応答性を自在に設定することが可能となる。

実施の形態５．
図６は、本実施の形態のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。なお、図６では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、本実施の形態に関わる部分を中心に説明する。

ここでは、実施の形態１〜４に示したブラシレスＤＣモータのモータトルク制御部１２を用いて、負荷トルクに応じて回転速度ωｒが変化する誘導モータのような制御特性を実現する構成について説明する。

図６において、モータトルク制御部１２は、実施の形態１〜４に示したモータトルク制御部1２ａ、1２ｂ、1２ｃ、1２ｄのいずれかとする。さらに、図６に示すブラシレスＤＣモータでは、モータトルク制御部１２の外部に電機子電流指令生成部１３ａを備える点が、実施の形態１のブラシレスＤＣモータ（図１参照）と異なる。電機子電流指令生成部１３ａは、回転速度フィードバック値ωｒｆを入力し、電機子電流指令値Ｉａ^*を生成する。

まず、誘導モータの特性について説明する。図７は、誘導モータの特性を模擬するのに使用する回転速度ωｒと発生トルクＴとの関係を示す特性図である。図７において、横軸は回転速度ωｒ［ｒ／ｍｉｎ］、縦軸はトルクＴ［ｍＮ・ｍ］を示す。図７では、回転速度ωｒに応じて変化する３つのトルク特性Ｔｍ１、Ｔｍ２、Ｔｍ３を示す。これらは、誘導モータのトルク特性である。この特性は、誘導モータ実機の特性を測定して得ることができ、また、実機が無くても、誘導モータの構造で決まる巻線抵抗やインダクタンス等を用いて等価回路から計算により求めることもできる。

また、図７では、例えば、遠心式換気送風機に搭載した場合における圧力損失特性に対応した３つの負荷トルク特性２１ａ、２１ｂ、２１ｃを示す。負荷トルク特性２１ａは圧力損失が無い時の特性、負荷トルク特性２１ｂは圧力損失が小さい場合の特性、負荷トルク特性２１ｃは圧力損失が大きい場合の特性であり、各圧力損失状態において回転速度ωｒはモータの発生トルク特性と負荷トルク特性の交点で釣り合い安定する。すなわち、図７では、遠心式換気送風機に搭載した誘導モータは、圧力損失に応じて発生トルクおよび回転速度ωｒが変化することを示している。図７では、比較のため、さらに一定速度制御モータの特性２２を示す。

前述の特許文献１に開示される一定速度制御モータでは、特性２２に示すように、圧力損失の変化により負荷トルクが変化しても、回転速度ωｒは変化せず一定である。そのため、このような特性のモータを遠心式換気送風機に搭載した場合、静圧変動に対する風量変化が大きくなり、遠心式換気送風機としての性能が低下してしまうという問題があった。これに対し、誘導モータでは、図７に示すように、圧力損失が大きくなるに連れて回転速度が速くなるように変化するので、静圧変動に対する風量変化が少なく、換気送風機としての性能低下を軽減することができる。

本実施の形態では、３つのトルク特性Ｔｍ１、Ｔｍ２、Ｔｍ３のうち、トルク特性Ｔｍ１を実現する場合について説明する。なお、後述する実施の形態６では、３つのトルク特性Ｔｍ１、Ｔｍ２、Ｔｍ３のうちの少なくとも２つを実現する場合について説明する。

図８は、電機子電流指令生成部１３ａが生成する電機子電流指令値Ｉａ^*と回転速度ωｒとの関係を示す特性図である。図８では、回転速度ωｒに応じて変化する２つの電機子電流指令値Ｉａ１^*、Ｉａ２^*、Ｉａ３^*の特性が、回転速度ωｒを変数とする関数ｆ１、ｆ２として示されている。電機子電流指令値Ｉａ１^*、Ｉａ２^*、Ｉａ３^*は、それぞれ、図７に示すトルク特性Ｔｍ１、Ｔｍ２、Ｔｍ３を得るために必要な特性として示している。本実施の形態では、そのうちの電機子電流指令値Ｉａ１^*を生成する場合を示す。後述する実施の形態６では、３つの電機子電流指令値Ｉａ１^*、Ｉａ２^*、Ｉａ３^*のうちの少なくとも２つを生成する場合を示す。

ここで、電機子電流指令生成部１３ａは、回転速度ωｒとして回転速度フィードバック値ωｒｆを入力し、回転速度フィードバック値ωｒｆに対応して必要とされる電機子電流指令値Ｉａ１^*を求める手段として、回転速度フィードバック値ωｒｆに対する発生トルクＴｍを係数倍して求めたものをあらかじめテーブルとして備えておく。回転速度フィードバック値ωｒｆに対する発生トルクＴｍの特性が、例えば、図７に示すトルク特性Ｔｍ１の場合、電機子電流指令生成部１３ａは、モータトルク制御部１２から得られる回転速度フィードバック値ωｒｆのところのテーブルを参照し、その回転速度フィードバック値ωｒｆのときに必要とされる電機子電流指令値Ｉａ１^*を求めて、モータトルク制御部１２へ出力する。すなわち、電機子電流指令生成部１３ａは、回転速度フィードバック値ωｒｆに対応する所望のモータトルクを得る電機子電流指令値Ｉａ１^*を、モータトルク制御部１２へ出力する。

以上説明したように、本実施の形態では、電機子電流指令生成部１３ａが、回転速度ωｒとして回転速度フィードバック値ωｒｆに対する発生トルクＴｍを示すテーブルを参照し、モータトルク制御部１２内の速度検出部５で求められる回転速度フィードバック値ωｒｆに対応して所望のトルク特性Ｔｍ１を発生させるのに必要な電機子電流Ｉａを指令する電機子電流指令値Ｉａ^*を生成し、モータトルク制御部１２に出力することとした。これにより、回転速度フィードバック値ωｒｆに応じて順次電機子電流指令値Ｉａ^*を変化させ、モータトルク制御部１２にて発生トルクＴｍが制御されるので、任意の回転速度−発生トルク特性となるブラシレスＤＣモータを得ることができる。

なお、電機子電流指令生成部１３ａにて回転速度ωｒに対して所望のトルクを得る電機子電流指令値Ｉａ^*を導出する方法は、テーブル参照方式に限定するものではなく、例えば、関数式にて算出する方式などでも実現できる。

実施の形態６．
図９は、本実施の形態のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。なお、図９では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、本実施の形態に関わる部分を中心に説明する。

ここでは、実施の形態１〜４に示したブラシレスＤＣモータのモータトルク制御部１２を用いて、負荷トルクに応じて回転速度ωｒが変化する誘導モータのような制御特性を実現する構成について説明する。

図９において、モータトルク制御部１２は、実施の形態５と同様、実施の形態１〜４に示したモータトルク制御部１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄのいずれかとする。さらに、図９に示すブラシレスＤＣモータでは、電機子電流指令生成部１３ｂと、ノッチ指令生成部２３と、ノッチ切替スイッチ２４と、を備える点が実施の形態１のブラシレスＤＣモータ（図１参照）と異なる。また、整流平滑回路１と、モータ部３と、モータトルク制御部１２と、電機子電流指令生成部１３ｂと、ノッチ指令生成部２３と、からＰＷＭインバータ回路内蔵のブラシレスＤＣモータ２６ａを構成する。電機子電流指令生成部１３ｂは、さらに、ノッチ指令生成部２３からノッチ指令値Ｎ^*を入力して、電機子電流指令値Ｉａ^*を生成する。

通常、交流電源２０と整流回路１ｄとを接続する２線のうちの片側線に、電源スイッチ２５が挿入されている。ノッチ切替スイッチ２４の一端は、電源スイッチ２５の整流回路１ｄ側端に接続されている。ノッチ指令生成部２３は、ノッチ切替スイッチ２４の他端とインバータ主回路２ａの直流母線との間に配置されている。

ノッチ指令生成部２３は、アノード端子がノッチ切替スイッチ２４の他端に接続されるダイオード２３ａと、ダイオード２３ａのカソード端子とインバータ主回路２ａの直流母線との間に直列に接続配置される抵抗器２３ｂ、２３ｃと、を備え、抵抗器２３ｂ、２３ｃの接続端（分圧出力端）から電機子電流指令生成部１３ｂへノッチ指令値Ｎ^*を出力する。

電源スイッチ２５がオンしている運転状態では、ノッチ指令生成部２３が電機子電流指令生成部１３ｂへ出力するノッチ指令値Ｎ^*は、ノッチ切替スイッチ２４がオンしている場合とオフしている場合で異なり、２種類の電圧レベルを示す。

そのため、電機子電流指令生成部１３ｂは、例えば、図８に示す電機子電流指令値Ｉａ１^*およびＩａ２^*の２つのテーブルを備え、ノッチ指令値Ｎ^*の状態に応じて参照するテーブルを選択し、対応する電機子電流指令値Ｉａ^*をモータトルク制御部１２に出力する。すなわち、電機子電流指令生成部１３ｂは、入力したノッチ指令値Ｎ^*にしたがって、回転速度フィードバック値ωｒｆに対応する所望のモータトルクを得る電機子電流指令値Ｉａ^*を切り替えて出力する。これにより、モータトルク制御部１２では、速度検出部５で求められる回転速度ωｒに対応する回転速度フィードバック値ωｒｆに対して、所望のトルク特性の運転パターンを、図７に示すトルク特性Ｔｍ１の運転パターンとトルク特性Ｔｍ２の運転パターンとに切り替えることができる。

なお、電機子電流指令生成部１３ｂでは、さらに格納する運転パターンを増やして３種類を超える運転パターンを切り替える構成も実現できる。例えば、ノッチ切替スイッチ２４を２つ以上設け、それぞれに分圧出力が１つであるノッチ指令生成部２３を１対１で接続することにより実現することができる。

以上説明したように、本実施の形態では、ノッチ指令生成部２３が、ノッチ切替スイッチ２４のオン／オフ状態を検知して対応したノッチ指令値Ｎ^*を生成して出力し、電機子電流指令生成部１３ｂでは、入力したノッチ指令値Ｎ^*に応じて回転速度フィードバック値ωｒｆに対する発生トルクの運転パターンを切り替えることとした。これにより、タップ切替等によるノッチ切替を行っている誘導モータを用いた電気製品のモータを、上記の制御を行う効率の良いブラシレスＤＣモータへ切り替えることが容易となる。

ここで、電機子電流指令生成部１３ｂは、生成した電機子電流指令値Ｉａ^*をそのままモータトルク制御部１２へ出力するのではなく、回転速度フィードバック値ωｒｆに対して必要な電機子電流指令値Ｉａ^*を切り替える際、切替前の電機子電流指令値から切替後の電機子電流指令値への移行を移動平均や１次遅れにより徐々に移行させる移行緩衝処理を行ってもよい。移行緩衝処理として、ノッチ切替スイッチ２４の切り替えを高頻度で行うことにより、切替前と切替後との中間の電機子電流指令値を生成することが可能となる。

例えば、図７に示すトルク特性Ｔｍ１とトルク特性Ｔｍ２とのちょうど中間のトルク特性Ｔｍ３の運転パターンが必要となる場合、ノッチ切替スイッチ２４が、図８に示す電機子電流指令値Ｉａ１^*のノッチ指令値Ｎ^*と電機子電流指令値Ｉａ２^*のノッチ指令値Ｎ^*とを５０％ずつの頻度で繰り返し電機子電流指令生成部１３ｂへ与えることにより、電機子電流指令生成部１３ｂでは、中間の電機子電流指令値Ｉａ３^*を生成することができる。

また、２種類の運転パターンを切り替える場合、片方の運転パターンを発生トルクが回転速度によらず零となるように設定しておけば、ちょうど誘導モータで行われている、トライアックなどの半導体スイッチでオン／オフして通電時間の比率を任意に変化させて、発生トルクを平均的に任意に変化させる通電率制御と同じような制御が可能となる。誘導モータの通電率制御では、発生トルクが脈動して振動・騒音の原因となる場合があるが、本実施の形態によれば、発生トルクの脈動がなくなるという効果を得ることができる。

実施の形態７．
図１０は、ブラシレスＤＣモータを搭載した換気送風機の外観構成例を示す図である。ここでは、一例として、実施の形態６に示すブラシレスＤＣモータを搭載した場合について説明するが、実施の形態５に示すブラシレスＤＣモータを搭載した場合についても適用可能である。

図１０では、実施の形態６（図９参照）に示すブラシレスＤＣモータ２６の回転軸３ａに遠心式羽根車２７を取り付け、ケーシング２８で風路を形成した換気送風機を示す。ブラシレスＤＣモータ２６には、交流電源２０からの２本の接続線と、ノッチ切替スイッチ２４からの１本の接続線と、が接続されている。

まず、図１１を用いて遠心式羽根車２７を用いた換気送風機の風量と負荷トルクとの関係について説明する。図１１は、遠心式羽根車２７の翼部断面を示す図である。図１１において、遠心式羽根車２７に作用する負荷トルクＴＬは、作動流体の密度ρと、体積風量Ｑと、羽根車の直径Ｄと、絶対風速ｃの旋回速度成分ｃ_θと、を用いて、以下の式（６）のように表すことができる。

ＴＬ＝ρ×Ｑ×Ｄ×ｃ_θ／２ …（６）

ここで、羽根車出口の周速度ｕと、周速度ｕの方向と接線方向速度ｗの方向との間の相対流出角βと_、回転速度ωｒと、羽根車出口での径方向速度ｃ_ｒと_、羽根車の出口幅ｂと、を用いることにより、絶対風速ｃの旋回速度成分ｃ_θを式（７）で、羽根車出口の周速度ｕを式（８）で、羽根車出口での径方向速度ｃ_ｒを式（９）で、それぞれ表すことができる。これにより、式（６）に示す負荷トルクＴＬを式（１０）のように表すことができる。

ｃ_θ＝ｕ−ｃ_ｒ／ｔａｎβ …（７）
ｕ＝π×Ｄ×ωｒ …（８）
ｃ_ｒ＝Ｑ／（π×Ｄ×ｂ） …（９）
ＴＬ＝ρ×（π×Ｄ²×Ｑ×ωｒ―Ｑ²／（π×ｂ））／（２×ｔａｎβ）…（１０）

式（１０）に示すように、体積風量Ｑを一定とした場合、負荷トルクＴＬと回転速度ωｒとは１次関数の関係になる。そこで、速度検出部５で求められた回転速度ωｒに対する電機子電流指令値Ｉａ^*を図１２に示すように１次関数とすることにより、回転速度ωｒと発生トルクＴｍとの関係も図１３に示すように１次関数となり、羽根車の負荷トルクＴＬと釣り合うときの体積風量Ｑは図１４に示すように静圧Ｐとは無関係に一定とすることができる。

図１２は、電機子電流指令生成部１３ｂが生成する電機子電流指令値Ｉａ^*と回転速度ωｒとの関係を示す特性図である。図１２では、４つの圧力損失特性２９ａ、２９ｂ、２９ｃ、２９ｄに対応した回転速度ωｒに対する電機子電流指令値Ｉａ^*の特性を示す。圧力損失がこの順に大きくなっている場合、１次の項が正の１次関数で表される２つの電機子電流指令値Ｉａ１^*、Ｉａ２^*は、変極点３０ａ、３０ｂが共に同じ圧力損失特性２９ｃ上で変化するように設定する。

図１３は、実現される回転速度ωｒとトルク特性Ｔとの関係を示す特性図である。図１３では、４つの負荷トルク特性ＴＬ０、ＴＬ１、ＴＬ２、ＴＬ３が示されている。実現されるトルク特性Ｔｍ１、Ｔｍ２は、１次関数で表され、変極点３１ａ、３１ｂが共に同じ負荷トルク特性ＴＬ２上で変化するように設定される。

図１４は、風量Ｑと静圧Ｐとの関係を示す特性図である。図１４において、横軸は風量Ｑ［ｍ³／ｈ］、縦軸は静圧Ｐ［Ｐａ］を示す。図１４では、図１３に示した負荷トルク特性ＴＬ０、ＴＬ１、ＴＬ２に対応する圧力損失特性３２ａ、３２ｂ、３２ｃが示され、圧力損失特性３２ｃ上に、電機子電流指令値Ｉａ１^*の場合の特性Ｑ１の変極点３３ｃと、電機子電流指令値Ｉａ２^*の場合の特性Ｑ２の変極点３５ｃと、が示されている。圧力損失特性３２ｃより圧力損失が小さい領域（図１４において圧力損失特性３２ｃより下の領域）では、例えば、圧力損失特性３２ａや圧力損失特性３２ｂの圧力損失が変動しても３３ａや３３ｂ、あるいは３５ａや３５ｂの動作点で送風特性と圧力損失が釣り合って、電機子電流指令値Ｉａ１^*、Ｉａ２^*での各風量は圧力損失特性３２ａ、３２ｂと無関係に一定風量となることが示されている。

なお、式（１０）は理論値のため実機との誤差があるが、その影響を考慮して風量の絶対値を高精度で合わせこむ場合には、式（１０）の各項に補正係数を掛け合わせればよい。また、制御や回路構成をより簡素化する場合には、１次関数の１次の項の係数と０次の項の係数は、風量Ｑに対してそれぞれ１乗および２乗に比例することから、風量が小さい場合や、羽根車の出口幅ｂやｔａｎβが大きい場合には、０次の項を無視してもよい。したがって、発生トルクＴｍを、回転速度ωｒに対して比例の関係となるように制御してもよい。

また、０次の項の係数が負の場合や、正であっても小さい場合は、モータが起動しなくなる。また、理論値と実機との誤差により、圧力損失が低い領域では、圧力損失が高い領域と比較して、０次の項の係数を大きく、１次の項の係数は小さく補正したほうが風量が一定になりやすい場合がある。そのため、図１５に示すように、圧力損失の低い領域と高い領域とで係数が異なる２つの１次関数の関係となるように制御を行ってもよい。

図１５は、電機子電流指令生成部１３ｂが圧力損失の高低領域に応じて生成する電機子電流指令値Ｉａ^*と回転速度ωｒとの関係を示す特性図である。図１５では、低い圧力損失特性２９ｂと、高い圧力損失特性２９ｃと、を示す。２つの電機子電流指令値Ｉａ１^*、Ｉａ２^*は、互いに相似の関係で並行して、圧力損失の低い領域（圧力損失特性２９ｂから左側の領域）と高い領域（圧力損失特性２９ｂと圧力損失特性２９ｃとの間の領域）とに跨って設定されるが、圧力損失特性２９ｂ上に変極点３４ａ、３４ｂがあり、圧力損失の低い領域と高い領域とで異なる傾きになっている。

次に、風量Ｑの強弱を切り替えるようにした場合、図１２、図１３、図１５に示した変極点３０ａ、３０ｂ、３１ａ、３１ｂ等を設けずに、モータが出せる限界の回転速度までモータの回転速度に対する発生トルクの関係を１次の項が正の１次関数で制御すると出力限界では制御から外れた特性となって、いずれの風量設定においても同じ回転速度−発生トルク特性となり、特に、圧力損失が高い場合には、強と弱とが同じ回転速度となり、故障と間違われるおそれがある。また、強を弱に切り替える目的で風量を下げる以外に、騒音を小さくしたい場合もある。そのため、図１２に示すように、電機子電流指令値Ｉａ^*を回転速度ωｒの１次関数となるように制御する回転速度の上限を違える。これにより、どのような圧力損失上にて使用されても、強弱の違いが明確になり、上記のような問題を解決することができる。

すなわち、電機子電流指令生成部１３ｂでは、回転速度ωｒとして回転速度フィードバック値ωｒｆを入力し、回転速度フィードバック値ωｒｆの上昇に伴って、一定もしくは上昇する領域を有する電機子電流指令値Ｉａ^*を生成する。また、一定して上昇する場合として、回転速度フィードバック値ωｒｆと電機子電流指令値Ｉａ^*が１次関数の関係で変化するように制御してもよい。

このように、本実施の形態で説明したブラシレスＤＣモータを用いることにより、現在誘導モータが用いられている換気送風機などの電気製品のモータを、当該ブラシレスＤＣモータに置き替えることができる。これにより、省エネを図ることが容易となる。特に、換気送風機に応用した場合には、静圧変動に対する風量変動の少ない換気送風機を得ることが可能となる。

実施の形態８．
図１６は、本実施の形態の換気送風機搭載用のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。なお、図１６では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、本実施の形態に関わる部分を中心に説明する。

図１６において、ブラシレスＤＣモータ２６ｂでは、電機子電流制御部８に替えて、直流母線平均電流指令生成部１４と、偏差算出部８ｄと、制御アンプ８ａと、を備え、さらに、ノッチ指令生成部２３と、ノッチ切替スイッチ２４と、を備える点が実施の形態１によるブラシレスＤＣモータ（図１参照）と異なる。直流母線平均電流指令生成部１４は、直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆと、回転速度フィードバック値ωｒｆと、ノッチ指令値Ｎ^*と、を入力し、直流母線平均電流指令値Ｉｄｃ^*を出力する。

実施の形態７で説明したように、遠心式羽根車を用いた換気送風機では、回転速度ωｒに対して電機子電流Ｉａが１次関数となるように制御した場合、風量Ｑは静圧Ｐと無関係に一定とすることができる。ここで、１次関数式を式（１１）のように定義する。

Ｉａ＝α×ωｒ＋β …（１１）

この式（１１）を式（１）に代入すると、式（１２）のように表すことができる。

Ｖｄｃ×Ｉｄｃ×η＝（Ｒａ×（α×ωｒ＋β）＋Ｋｅ×ωｒ）
×（α×ωｒ＋β） …（１２）

そのため、換気送風機では、上記の式（１２）が成り立つように制御すればよいことになる。したがって、式（１２）をＩｄｃについて解くと、式（１３）となる。

Ｉｄｃ＝（Ｒａ×（α×ωｒ＋β）＋Ｋｅ×ωｒ）×（α×ωｒ＋β）
÷（Ｖｄｃ×η） …（１３）

そのため、ブラシレスＤＣモータ２６ｂでは、直流母線平均電流指令生成部１４が、直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆおよび回転速度フィードバック値ωｒｆを変数として、式（１３）の直流母線電圧Ｖｄｃおよび回転速度ωｒにそれぞれ代入して演算し、直流母線平均電流指令値Ｉｄｃ^*として出力する。この場合、式（１３）は、式（１３´）のように表すことができる。

Ｉｄｃ^*＝（Ｒａ×（α×ωｒｆ＋β）＋Ｋｅ×ωｒｆ）×（α×ωｒｆ＋β）
÷（Ｖｄｃｆ×η） …（１３´）

偏差算出部８ｄは、直流母線平均電流フィードバックＩｄｃｆとの偏差ΔＩｄｃを算出し、そして、制御アンプ８ａが、偏差ΔＩｄｃに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を駆動回路２へ出力電圧を指示する信号Ｖｓとして出力する。制御アンプ８ａは、偏差ΔＩｄｃをなくす信号Ｖｓを出力する。

なお、ここでは、図１６に示すように、ノッチ指令生成部２３およびノッチ切替スイッチ２４を備える場合について説明したが、実施の形態５、６に示すように、ノッチ指令生成部２３およびノッチ切替スイッチ２４を備えない構成にすることも可能である。この場合、風量−静圧特性を決める係数αおよびβは一意に決定する。

以上説明したように、本実施の形態では、直流母線平均電流指令生成部１４が、直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆと、回転速度フィードバック値ωｒｆと、ノッチ指令値Ｎ^*と、を入力して直流母線平均電流指令値Ｉｄｃ^*を出力し、偏差算出部８ｄが直流母線平均電流フィードバックＩｄｃｆとの偏差ΔＩｄｃを算出し、制御アンプ８ａが偏差ΔＩｄｃをなくす信号Ｖｓを出力することとした。これにより、直流母線平均電流指令値Ｉｄｃ^*に対して直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆが一致するため、式（１３）が成り立ち、回転速度ωｒに対して、電機子電流Ｉａが１次関数となり、風量Ｑは静圧Ｐと無関係に一定とすることができる。なお、係数αおよびβをノッチ指令値Ｎ^*にしたがって変えることにより、風量Ｑの設定値を変えることができる。

実施の形態９．
図１７は、本実施の形態の換気送風機搭載用のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。なお、図１７では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、本実施の形態に関わる部分を中心に説明する。

図１７において、ブラシレスＤＣモータ２６ｃでは、電機子電流制御部８に替えて、速度指令生成部１５と、偏差算出部８ｄと、制御アンプ８ａと、を備え、さらに、ノッチ指令生成部２３と、ノッチ切替スイッチ２４と、を備える点が実施の形態１によるブラシレスＤＣモータ（図１参照）と異なる。速度指令生成部１５は、直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆと、直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆと、ノッチ指令値Ｎ^*と、を入力し、回転速度指令値ωｒ^*を出力する。

ここでは、回転速度指令値ωｒ^*を出力することから、式（１２）を回転速度ωｒについて解くと、式（１４）の様に表すことができる。

ωｒ＝（√（（２×Ｒａ×α＋Ｋｅ)²×β²＋４×α×（Ｒａ×α＋Ｋｅ）
×（Ｖｄｃ×Ｉｄｃ×η−Ｒａ×β²））−β×（２×Ｒａ×α＋Ｋｅ））
÷（２×α×（Ｒａ×α＋Ｋｅ）） …（１４）

速度指令生成部１５では、直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆおよび直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆを変数として、式（１４）の直流母線電圧Ｖｄｃおよび直流母線平均電流Ｉｄｃに代入して演算し、それを回転速度指令値ωｒ^*として出力する。この場合、式（１４）は、式（１４´）のように表すことができる。

ωｒ^*＝（√（（２×Ｒａ×α＋Ｋｅ)²×β²＋４×α×（Ｒａ×α＋Ｋｅ）
×（Ｖｄｃｆ×Ｉｄｃｆ×η−Ｒａ×β²））−β×（２×Ｒａ×α＋Ｋｅ））
÷（２×α×（Ｒａ×α＋Ｋｅ）） …（１４´）

偏差算出部８ｄは、回転速度フィードバック値ωｒｆとの偏差Δωｒを算出し、そして、制御アンプ８ａが、偏差Δωｒに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を駆動回路２へ出力電圧を指示する信号Ｖｓとして出力する。制御アンプ８ａは、偏差Δωｒをなくす信号Ｖｓを出力する。

なお、ここでは、図１７に示すように、ノッチ指令生成部２３およびノッチ切替スイッチ２４を備える場合について説明したが、実施の形態５、６に示すように、ノッチ指令生成部２３およびノッチ切替スイッチ２４を備えない構成にすることも可能である。この場合、風量−静圧特性を決める係数αおよびβは一意に決定する。

以上説明したように、本実施の形態では、速度指令生成部１５が、直流母線電圧フィードバック値Ｖｄｃｆと、直流母線平均電流フィードバック値Ｉｄｃｆと、ノッチ指令値Ｎ^*と、を入力して回転速度指令値ωｒ^*を出力し、偏差算出部８ｄが回転速度フィードバック値ωｒｆとの偏差Δωｒを算出し、制御アンプ８ａが、偏差Δωｒをなくす信号Ｖｓを出力することとした。これにより、回転速度指令値ωｒ^*に対して速度フィードバック値ωｒｆが一致するため、式（１４）が成り立ち、回転速度ωｒに対して、電機子電流Ｉａが１次関数となり、風量Ｑは静圧Ｐと無関係に一定とすることができる。なお、係数αおよびβをノッチ指令値Ｎ^*にしたがって変えることにより、風量Ｑの設定値を変えることが出来る。

なお、図１、図３、図４、図５において、インバータ主回路２ａのスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の絵で示したが、これを、ワイドギャップ半導体素子（ＳｉＣ）からなるＭＯＳ−ＦＥＴ（図示せず）とすることで、式（１）のインバータ主回路損失Ｐｄを構成する、スイッチング損失と導通損失の両方を小さくすることができる。そのため、式（１）〜（５）、式（２´）〜（５´）、および式（１２）〜（１４）、式（１３´）〜（１４´）にて係数として取り扱っているインバータ主回路効率ηのばらつきを小さくでき、発生トルクおよび風量Ｑの制御精度を上げることが出来る。

なお、以上の各実施の形態では、電源が交流電源の場合について説明したが、一例であり、直流電源の場合でも同様の効果を得ることができる。誘導モータでは、直接直流電源を入力できず、家庭内へ直流配線を普及させる妨げとなっていたが、上記で説明したブラシレスＤＣモータ、およびそれを搭載した換気送風機を用いることにより、直流でも交流でも使うことができる。なお、用途が直流配線に限定できる場合、整流回路１ｄが不要となるので削除してもよい。

また、図９に示すノッチ切替スイッチ２４およびノッチ指令生成部２３は、直流配線用のブラシレスＤＣモータでは、ノッチ切替スイッチ２４の一端が直流配線の正極配線に接続され、ノッチ指令生成部２３は、ノッチ切替スイッチ２４の他端とインバータ主回路２ａの負極母線との間に配置されることになる。

また、上記の各実施の形態では、演算式を用いて制御することにより、モータ発生トルクを高精度に制御するものであるが、各式を変形して近似式として簡略化し、または、制御精度への影響が少ない項については省略することも可能である。

また、以上で説明した各実施の形態では、駆動回路２の出力電圧の調整をインバータ主回路２ａをスイッチングしてパルス幅変調を行う例で示したが、リニアドライブ回路として電圧調整を行う構成としても、同様の効果を得ることができる。

上記で説明したブラシレスＤＣモータは、モータ発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なブラシレスＤＣモータとして有用であり、換気送風機は、前記ブラシレスＤＣモータを用いて、静圧変動に対する風量変動の少ない換気送風機として有用である。

１ 整流平滑回路、１ｃ コンデンサ、１ｄ 整流回路、２ 駆動回路、２ａ インバータ主回路、２ｂ ３相分配回路、２ｇ ゲート駆動回路、２ｍ ＰＷＭ変調回路、３ モータ部、３ａ 回転軸、３ｃ 電機子巻線、３ｒ 回転子、４ 位置センサ、５ 速度検出部、５ｃ 速度演算部、５ｆ ＦＧ部、６ 直流母線電圧検出部、７ 直流母線平均電流検出部、７ａ 平均化回路、７ｒ シャント抵抗器、８，９，１０，１１ 電機子電流制御部、８ａ 制御アンプ、８ｄ 偏差算出部、８ｆ，９ｆ 電機子電流推定部、１０ｒ 直流母線平均電流指令演算部、１１ｒ 速度指令演算部、１２，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄ モータトルク制御部、１３ａ，１３ｂ 電機子電流指令生成部、１４ 直流母線平均電流指令生成部、１５ 速度指令生成部、２０ 交流電源、２３ ノッチ指令生成部、２４ ノッチ切替スイッチ、２５ 電源スイッチ、２６，２６ａ，２６ｂ，２６ｃ ブラシレスＤＣモータ、２７ 遠心式羽根車、２８ ケーシング、ωｒ 回転速度、ωｒｆ 回転速度フィードバック値、ωｒ^* 回転速度指令値、Ｉｄｃ 直流母線平均電流、Ｉｄｃｆ 直流母線平均電流フィードバック値、Ｉｄｃ^* 直流母線平均電流指令値、Ｖｄｃ 直流母線電圧、Ｖｄｃｆ 直流母線電圧フィードバック値、Ｉａ 電機子電流、Ｉａｆ 電機子電流フィードバック値、Ｉａ^* 電機子電流指令値、Ｎ^* ノッチ指令値。

Claims (6)

1. 固定子側に電機子巻線を有し、回転子側に永久磁石を有するモータと、
   直流電圧を可変電圧・可変周波数の交流電力に変換して前記モータに電力供給する駆動回路と、
   前記回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置信号に基づいて前記モータの回転速度を演算し、回転速度フィードバック値を出力する速度検出手段と、
   前記直流電圧を検出し、直流母線電圧フィードバック値を出力する直流母線電圧検出手段と、
   直流電圧供給元と前記駆動回路との間の直流母線に流出入する電流の平均電流を求め、直流母線平均電流フィードバック値を出力する直流母線平均電流検出手段と、
   前記モータに流れる電機子電流の目標値である電機子電流指令値と前記各フィードバック値とを入力し、前記駆動回路に対して出力電圧の増減を指示する電圧指示値を出力する電機子電流制御手段と、
   前記回転速度フィードバック値に応じ所望のモータトルクを得る前記電機子電流指令値を出力する電機子電流指令生成手段と、
   前記直流母線の一端と接続し直流母線の電圧値に基づいて少なくとも２種類以上ある電圧レベルのうちの１つの電圧レベルを示すノッチ指令値を出力するノッチ指令生成手段と、
   を備え、
   前記電機子電流指令生成手段は、前記電圧レベルの種類と同数の電機子電流指令値を設定し、入力したノッチ指令値にしたがって、電機子電流指令値を切り替えて出力し、
   切替前の電機子電流指令値から切替後の電機子電流指令値への移行を徐々に移行させる移行緩衝処理を行う、
   ことを特徴とするブラシレスＤＣモータ。
2. 前記ノッチ指令値に基づいてノッチを切り替えるノッチ切替スイッチ、を備え、
   前記電機子電流指令生成手段は、前記移行緩衝処理として、前記ノッチ切替スイッチの切り替えを高頻度で行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ。
3. 前記モータトルクによる運転パターンのうち２種類の運転パターンを切り替える場合に、片方の運転パターンを前記モータの回転速度によらず零とする、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のブラシレスＤＣモータ。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載のブラシレスＤＣモータを搭載し、前記モータに遠心式羽根車を取り付けた換気送風機であって、
   前記電機子電流指令生成手段は、前記回転速度フィードバック値と１次関数の関係で変化する電機子電流指令値を生成する、
   ことを特徴とする換気送風機。
5. 前記電機子電流指令生成手段は、前記１次関数の関係として、前記換気送風機を運転する場合の特性のうち、圧力損失の低い領域と圧力損失の高い領域とで係数が異なる２つの１次関数の関係となるように制御する、
   ことを特徴とする請求項４に記載の換気送風機。
6. 前記モータトルクによる運転パターンに応じ、前記回転速度の上限値を違える、
   ことを特徴とする請求項４または５に記載の換気送風機。

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