JP3726683B2 - 位置センサレスモータの制御方法及びその制御装置 - Google Patents

Description

【発明の属する技術分野】
本発明は、位置センサレスモータの制御方法及びその制御装置に関するものであり、特に、ステータコイルに発生する逆起電力を利用して制御する際に、モータの正確な位置決め制御をすることが可能な方法及び装置である。
【従来の技術】
産業界の各分野で用いられる電動装置や電動機構には、長寿命で低騒音の観点からブラシレスＤＣモータが多用されている。また、従来より、例えばインクジェットプリンタの印字ヘッドを往復動させる位置決め用のモータとしては、サーボモータやステッピングモータ等が使用されている。
サーボモータは、位置センサと速度センサを利用して閉ループ制御により位置決めを行うようにしている。一方、ステッピングモータの場合には、開ループ制御により位置決めを行うようにしている。
サーボモータの場合には、高精度の位置決め制御が可能であるが、高精度のセンサが必要な上に複雑な制御が必要となるので、その制御装置等に関して製作費用（コスト）が嵩むという不都合がある。
一方、ステッピングモータの場合には、センサ類は使用しないが、開ループ制御を行っているので、その制御装置等に関して製作費用が嵩まない反面、使用時に振動や騒音が発生しやすいという不都合がある。この点、特開平１０−５２０９４号公報は、ステッピングモータを位置センサレス閉ループ駆動する際、使用時の振動や騒音を低減できる技術を提案している。
ところで、位置センサレス駆動のステッピングモータでは、ステータコイルに発生する逆起電力を使用してロータの回転位置を検出するので、モータの停止時にはロータの回転位置が検出できない。このため、起動時には、通常のステッピングモータの駆動と同様に位置指令パルスに同期してステータコイルを励磁する同期運転が行われ、逆起電力がロータの回転位置の検出に十分なレベルに達したときに、位置センサレス駆動に移行する。
尚、位置センサレスモータの位置制御系においては、図８に示すように、回転位置検出器により検出された現在位置と、指令位置との偏差を受けて、ＰＩ補償器により、現在位置を指令位置に一致させるための制御がなされて、モータへの入力が制御される。
モータに取付けられる負荷の関係で急激な速度の立上げができない場合には、位置指令パルスの周波数を徐々に上げていく必要がある。この場合、同期運転の期間は位置指令パルスに同期してモータを回転させる。
【発明が解決しようとする課題】
しかし、同期運転から位置センサレス運転に移行したときには、モータ位置と位置指令とは一致しており、その偏差は「０」になる。偏差が「０」であると、ＰＩ補償器の演算結果は「０」となって、モータの駆動電圧は「０」になる。そのため、モータの速度が低下する。そうすると、ステータコイルに発生する逆起電力の出力レベルが低下するので、ロータの回転位置を検出できなくなり、そのため位置センサレス駆動ができずに脱調を起こすおそれがある。
脱調を免れたとしても、大きな速度変動が生じるので、図９に示すように、位置センサレス運転移行後、偏差が蓄積して系が振動的になり、整定時間が長くなってしまう。
また、モータを減速して停止する場合には、モータの速度が低下してステータコイルに発生する逆起電力の検出ができなくなって脱調してしまい、目標位置での停止が不可能になってしまうという不都合が考えられる。
そこで、本発明は、位置センサレスモータであっても、確実に駆動することができる上に、目標位置への停止ができるようにした位置センサレスモータの制御方法及びその制御装置を提供することを第１の目的としている。
ところで、インクジェットプリンタを例に上げると、このプリンタは、印字ヘッドを往復動させながら指令した位置にインクを発射することにより、用紙に対して文字や絵を印刷するものである。その印字ヘッドを往復するためのモータはＣＲ制御モータと呼ばれ、これには、例えばハイブリッド型ステッピングモータが使用されている。
このような従来からのハイブリッド型ステッピングモータの機械的な構成の一例を、図１２乃至図１４を参照して説明する。
このハイブリッド型ステッピングモータは、図１２に示すように、ケース２０１の上下が開口され、この開口部に軸受２０２、２０３が配置され、この軸受２０２、２０３により回転軸２０４が回転自在に支持されている。
回転軸２０４には、回転子（ロータ）２０５が取付けられている。回転子２０５は、回転軸２０４に挿通されて固定された磁石２０６と、回転軸２０４に挿通されるとともに磁石２０６の上下に固定された回転子磁極２０７、２０８とから構成されている。磁石２０６は厚み方向（軸方向）に着磁され、回転子磁極２０７、２０８は積層鋼板を重ねて形成されている。
回転子２０５の周囲には、回転子２０５と同心状に固定子（ステータ）２０９が配置され、この固定子２０９の回転子２０５側には複数（６個〜９個）からなる固定子磁極２１０が等間隔に設けられ、各固定子磁極２１０と回転子２０５とは所定幅の空隙を介して対向するようになっている。また、各固定子磁極２１０には、ステータコイル２１１が巻回されている。
固定子磁極２１０の先端には、図１３及び図１４に示すように、複数（例えば６個）の小歯極２１０ａがその中央から左右に振り分けて設けられている。また、回転子磁極２０７の外周部には、図１３及び図１４に示すように、多数（例えば３６個）の小歯極２０７ａが形成されている。同様に、回転子磁極２０８の外周にも多数（例えば３６個）の小歯極２０８ａが形成されている（図１４参照）。この回転子磁極２０７の小歯極２０７ａと回転子磁極２０８の小歯極２０８ａとは、半ピッチずれた状態、すなわち電気角で位相が１８０°ずれた状態に配置されている。
このような構成からなるステッピングモータでは、外部から入力されるパルスに同期してステータコイル２１１に流す電流を切換ることにより回転子２０５が回転し、その位置決めが容易にできるので、その制御回路が簡単に構成できる。また、ハイブリッド型ステッピングモータは、電気的に微細なステップ角を実現できるので、ＣＲ制御モータとして適している。
このようなステッピングモータにおいて、その制御回路は簡単に構成できるが、その反面ブラシレスＤＣモータ等と違って、ロータの位置とは無関係にステータコイルに電流を流すので、ロータが振動して回転むらや騒音の原因になる。また、脱調を防止するため、負荷に対して余裕を持った電流をステータコイルに流すので、モータの発熱が大きいという不都合がある。
そこで、ロータの振動を無くし、滑らかな回転と低騒音化を実現できるステッピングモータの制御方法が望まれている。ロータを滑らかに回転させるためには、ロータの回転位置を検出して、適切なタイミングでステータコイルに電流を流す必要がある。これには、エンコーダを設けることによりロータの回転位置を容易に検出できるが、設置スぺースが必要であったり、コストがかかったり、エンコーダ用磁石はその着磁が不可能である、というような不都合があり、実現性に乏しい。そこで、ロータの回転位置を検出するための方法としては、ステータコイルに発生する逆起電力を使用する位置センサレス方式が好ましいといえる。
一方、ハイブリッド型ステッピングモータでは、図１４に示すように、この回転子磁極２０７の小歯極２０７ａと回転子磁極２０８の小歯極２０８ａとは、その位相θ１と位相θ２とが互いに等しくなるように構成されている。ここで、図１４において、θ＝θ１＋θ２は電気角で３６０°である。
しかし、この回転子磁極２０７、２０８の小歯極２０７ａ、２０８ａは３６個というように多数である上に、回転子磁極２０７、２０８は小さいので、加工精度や組み立て精度のばらつきに起因して、その位相角θ１と位相角θ２とを等しくできない場合がある。このような場合には、回転子２０５と固定子２０９との空隙に発生する磁束密度は、図１５の（Ａ）に示す実線のように正弦波にならずに歪んだものとなり、これに起因してステータコイル２１１に発生する逆起電力も、図１５の（Ｂ）に示す実線のように、正弦波にならずに正の半周期の期間と負の半周期の期間と等しくならないという知見を得た。尚、図１５において、破線で示す波形は、θ１＝θ２の場合における磁束密度と逆起電力の各波形である。
このため、ステータコイルに発生する逆起電力を利用してロータの位置を検出し、この検出に基づいてステータコイルに通電するタイミングを決定する場合には、モータの機械的精度のばらつきに起因してその通電のタイミングが適切でない場合が考えられ、この解決が望まれる。
また、位置センサレス方式で閉ループ制御を行う場合には、上記のようにステータコイルに発生する逆起電力を利用してロータの回転速度を検出し、この検出により速度制御を行うことになる。従って、この場合にも、モータの回転子の機械的な精度のばらつきに起因してその制御の精度が低下するという不都合が考えられ、この解決が望まれる。
そこで、本発明は、モータの回転子部分の機械的精度にばらつきがあるような場合でも、ステータコイルの通電切換タイミングを精度よく検出でき、ロータの回転の円滑化、低騒音化が実現できること、また、モータの回転子部分の機械的精度にばらつきがあるような場合でも、閉ループ制御の精度の低下を防止できること、更に、モータの回転子部分の機械的精度にばらつきがあるような場合でも、ステータコイルの通電切換タイミングを精度よく検出できる上に、閉ループ制御の精度の低下を防止できるようにした、モータの制御方法及びその制御装置を提供することを第２の目的としている。
前述したように、モータ制御において、センサを用いずに、ステータコイルに発生する逆起電力を検出して、ロータの位置を検出している。ところが、スター結線されたモータにおいて、モータ速度の可変手段としてＰＷＭ制御を行った場合には、ＰＷＭがＯＮの期間ではモータ中点電圧が電源電圧の約２分の１になるため逆起電力の検出は容易に行えるが、ＰＷＭがＯＦＦの期間ではモータ中点電圧がモータ印加電圧のプラス電位又はマイナス電位になるため検出が困難になる。
従って、ＰＷＭ制御を行った場合には、ＰＷＭの影響を取り除いた後に、逆起電力の検出をする必要がある。
その方法としては、端子電圧をローパスフィルタで処理する方法や、ＰＷＭがＯＮの時のみ逆起電力を検出する方法や、プラス側とマイナス側のスイッチング素子を同時にＯＮ／ＯＦＦさせてモータの中点電圧を安定させる方法等が提案されている。
前述したローパスフィルタを用いる方法においては、端子電圧がローパスフィルタを通過することにより９０度遅延されるため、別途遅延回路を設けることなく転流タイミングが得られるという長所があるが、転流直後にモータ端子電圧に現れるスパイク電圧の影響でフィルタ出力波形が歪むことから、モータ負荷が増えスパイク電圧が発生する期間が長くなると、正確な転流ができないという欠点を有していた。
ＰＷＭがＯＮの時のみ逆起電力を検出する方法は、スパイク電圧の発生期間及びＰＷＭのＯＦＦ期間の逆起電力の検出を禁止することにより、モータ負荷が増加しても正確な転流が行えるが、逆起電力の検出を禁止する回路が必要となり、回路規模が増大してしまう欠点と、ＰＷＭ周波数を十分高くしないと検出遅れが問題になり、またＰＷＭのＯＦＦ時に中点電圧が大きく変化することにより、開放相の電圧も大きく変化し、スイッチング素子の出力容量とモータコイルとの間で共振電流が流れ正確な逆起電力が検出できないという問題点もある。
プラス側とマイナス側のスイッチング素子を同時にＯＮ／ＯＦＦさせる方法は、例えば、特開昭５９―１７２９９１号もしくは特開平２―２０６３６号に記載されているが、特開昭５９―１７２９９１号では端子電圧をローパスフィルタで処理していることから、モータ負荷の増加で正確な転流ができないという問題があり、特開平２―２０６３６号ではフィルタに端子電圧の中点電位を入力する必要があるため、モータ負荷増大時の問題点に加え、モータから中点電位を入力するための電線を引き出す必要があり、モータコストが増大するという欠点がある。
そこで本発明は、モータ負荷の変化やＰＷＭ周波数に影響されずに、正確な転流を行うことのできる、モータの駆動装置を提供することを第３の目的としている。
また、従来、例えばモータを駆動するモータの制御装置は、モータの速度制御を行うために、入力信号の周波数に比例した直流電圧を得ることができる周波数電圧変換装置を備えている。
この種のアナログ型の周波数電圧変換装置の一例としては、図３２に示すように、ワンショット・マルチバイブレータ４０１と、抵抗ＲとコンデンサＣからなるＲＣフィルタ４０２等から構成されている。
このような構成からなる周波数電圧変換装置では、例えばモータの回転検出器から出力されたパルスは、ワンショット・マルチバイブレータ４０１により回転速度に相当するデューティー比に変換されたのち、ＲＣフィルタ４０２により平滑化されて図示のような直流電圧が得られる。
しかし、従来の周波数電圧変換装置は、出力リップルを小さくするために、ＲＣフィルタ４０２のようなフィルタ要素を含んでいるので出力に遅れが生ずるという不都合があった。
上述のモータの回転検出器として、高分解能のエンコーダを使用できる場合には、ＲＣフィルタ４０２の時定数を小さくしても出力のリップルを小さくできるので、出力の遅れを小さくすることができる。
しかし、例えばブラシレスＤＣモータにおいて、そのステータコイルに発生する逆起電力を検出して転流を行う位置センサレス駆動をするような場合には、検出分解能を高くするのが困難であるため、従来の周波数電圧変換装置の出力のリップルを小さくするために、ＲＣフィルタ４０２の時定数を大きくする必要がある。このため、従来の周波数電圧変換装置を位置センサレス駆動方式のモータに使用して閉ループ制御を行うと、上記のＲＣフィルタ４０２の出力の遅れの影響により応答特性を向上できないという不都合があった。
また、位置センサレス駆動を行う場合、モータの回転が停止しているときには、ステータコイルに逆起電力が発生しないので、ロータの位置を検出することができない。このため、起動に際しては同期運転を行って強制的に転流し、検出可能なレベルの逆起電力がステータコイルに現れるようになるまで加速した後、位置センサレス駆動への移行が行われる。
位置センサレス駆動に移行するまでの低速回転領域は同期運転、つまり開ループで駆動するため、このときには閉ループ制御は行われない。このように所定の回転域のみで制御を行うような場合、又は制御可能な運転範囲が限定されるような場合に、従来の周波数電圧変換装置では、必要範囲外の回転域においても出力が得られるため、無駄が多く、その分、周波数電圧変換出力のダイナミックレンジを広くすることができないという不都合があった。
そこで、本発明は、出力の遅れがない上に、出力範囲内において回転速度に対する直線性を確保でき、かつ、ダイナミックレンジが広くとれる周波数電圧変換方法及びその装置を提供するとともに、応答特性の向上に寄与できるようにしたモータの制御装置を提供することを第４の目的としている。
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、同期運転と位置センサレス運転とを備えるとともに、これらを相互に切り換える運転モード切換手段を有する位置センサレスモータの制御方法において、
前記同期運転のときには、位置指令信号に同期させてモータのステータコイルを励磁してロータを回転させ、
前記位置センサレス運転のときには、前記ステータコイルに発生する逆起電力に基づいてロータの回転位置を検出し、このロータの検出回転位置に同期させて前記ステータコイルを励磁してロータを回転させるとともに、前記位置指令信号による回転目標位置と前記検出回転位置とから目標位置と現在位置との偏差を求め、この求めた偏差に基づいて位置センサレス閉ループ駆動を行い、
更に、前記位置センサレス運転の開始時には、前記偏差に所定のバイアスを加え、その後このバイアスを減少させるようにした位置センサレスモータの制御方法である。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記同期運転から前記位置センサレス運転への切換えは、前記ステータコイルに発生する逆起電力が所定のレベルに達したことを条件に行い、前記位置センサレス運転から前記同期運転への切換えは、前記偏差が零になったことを条件に行うようにした位置センサレスモータの制御方法である。
請求項３記載の発明は、同期運転と位置センサレス運転とを備えるとともに、これらを相互に切り換える運転モード切換手段を有する位置センサレスモータの制御装置において、
前記運転モード切換手段により前記同期運転が選択されているときに、位置指令信号に同期させてモータのステータコイルの励磁を行い、前記位置センサレス運転が選択されているときに、前記ステータコイルに発生する逆起電力に基づいてロータの回転位置を検出し、このロータの検出回転位置に同期させて前記ステータコイルの励磁を行うステータコイル駆動手段と、
前記運転モード切換手段により前記位置センサレス運転が選択されているときに、前記位置指令信号と前記ロータの検出回転位置とから目標位置と現在位置との偏差を求める偏差算出手段と、
前記運転モード切換手段により前記位置センサレス運転が選択されているときに、前記偏差算出手段で求めた偏差に応じて前記ステータコイル駆動手段の駆動制御を行う制御手段と、
前記運転モード切換手段により前記位置センサレス運転が選択された直後には、前記偏差算出手段で求めた偏差に所定のバイアスを加え、このバイアスを時間の経過とともに減少させるバイアス制御手段と、
を備える位置センサレスモータの制御装置である。
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記運転モード切換手段は、前記位置指令信号の周波数を計測する周波数計測手段を備え、前記位置指令信号の周波数が所定値を超えたときに同期運転から位置センサレス運転への切り換えを行い、前記偏差が零になったときに位置センサレス運転から同期運転への切り換えを行う位置センサレスモータの制御装置である。
請求項５記載の発明は、同期運転と位置センサレス運転とを備えるとともに、これらを相互に切り換える運転モード切換手段を有する位置センサレスモータの制御方法において、
前記同期運転のときには、位置指令信号に同期させてモータのステータコイルを励磁してロータを回転させ、
前記位置センサレス運転のときには、前記ステータコイルに発生する逆起電力に基づいてロータの回転位置を検出し、このロータの検出回転位置を示すロータ回転位置信号に同期させて前記ステータコイルを励磁してロータを回転させるとともに、
前記位置指令信号による回転目標位置と前記ロータの検出回転位置とから目標位置と現在位置との偏差を求め、この求めた偏差の積分値を前記偏差に加算し、前記ロータ回転位置信号に基づいてロータ回転速度を求め、前記偏差と前記偏差の積分値との加算値から、前記ロータ回転速度を減算した値に基づいて位置センサレス閉ループ駆動を行い、
前記運転モード切換手段により、前記同期運転から前記位置センサレス運転に移行するときに、前記偏差の積分値には所定の初期値が設定されるようにした位置センサレスモータの制御方法である。
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記運転モード切換手段は、前記位置指令信号の周波数を計測する周波数計測手段を備え、
前記運転モード切換手段による運転モードの切り換えは、同期運転による運転開始後、前記位置指令信号の周波数或は逆起電力のレベルが第１の所定値を超えたときに位置センサレス運転に切り換え、前記位置指令信号の周波数或は逆起電力のレベルが第２の所定値を下回り且つ前記偏差が零のときに位置センサレス運転から同期運転に切り換える位置センサレスモータの制御方法である。
請求項７記載の発明は、同期運転と位置センサレス運転とを備えるとともに、これらを相互に切り換える運転モード切換手段を有する位置センサレスモータの制御装置において、
前記運転モード切換手段により前記同期運転が選択されているときに、位置指令信号に同期させてモータのステータコイルの励磁を行い、前記位置センサレス運転が選択されているときに、前記ステータコイルに発生する逆起電力に基づいてロータの回転位置を検出し、このロータの検出回転位置を示すロータ回転位置信号に同期させて前記ステータコイルの励磁を行うステータコイル駆動手段と、
前記運転モード切換手段により前記位置センサレス運転が選択されているときに、前記位置指令信号による回転目標位置と前記ロータの検出回転位置とから目標位置と現在位置との偏差を求める偏差算出手段と、
前記偏差算出手段で求めた偏差の積分値を求める積分手段と、
前記ロータ回転位置信号に基づいてロータ回転速度を求める回転速度検出手段と、
前記偏差に前記偏差の積分値を加算し、前記偏差と前記偏差の積分値との加算値から、前記ロータ回転速度を減算した値に基づいて前記ステータコイル駆動手段の駆動制御を行う制御手段と、
前記運転モード切換手段により、前記同期運転から前記位置センサレス運転に移行するときに、前記積分手段における前記偏差の積分値に所定の初期値を設定する初期値設定手段と、
を備える位置センサレスモータの制御装置である。
請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記運転モード切換手段は、前記位置指令信号の周波数を計測する周波数計測手段を備え、前記位置指令信号の周波数或は逆起電力のレベルが第１の所定値を超えたときに同期運転から位置センサレス運転への切り換えを行い、前記位置指令信号の周波数或は逆起電力のレベルが第２の所定値を下回り且つ前記偏差が零のときに位置センサレス運転から同期運転への切り換えを行う位置センサレスモータの制御装置である。
請求項９記載の発明は、モータのステータコイルに発生する逆起電力が正から負又は負から正に変化する時点を検出し、この検出した各時点を基準に遅延時間を加えて前記ステータコイルの通電切換タイミングを決定し、この決定した通電切換タイミングに基づいて前記ステータコイルに通電してロータを回転させるようにしたモータの制御方法であって、
前記遅延時間は、前記各検出時点間の時間を測定し、その測定時間のうち、前記逆起電力の正負の期間に対応する測定時間を使用するようにした位置センサレスモータの制御方法である。
請求項１０記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記遅延時間は、前記各検出時点間の時間を順次測定し、前記通電切換タイミングの決定時の直前よりも１つ前に測定された時間を使用するようにした位置センサレスモータの制御方法である。
請求項１１記載の発明は、モータのステータコイルに発生する逆起電力を所定電圧と比較して、ロータの回転位置を示すロータ位置信号を生成する位置検出手段と、
この位置検出手段で生成されたロータ位置信号の変化時点を検出し、この検出された変化時点間の時間を測定する計時手段と、
この計時手段で検出された変化時点を基準に遅延時間を加えて前記ステータコイルの通電切換タイミングを決定するとともに、前記遅延時間として前記計時手段での測定時間のうち、前記逆起電力の正負の期間に対応する測定時間を使用する通電切換タイミング決定手段と、
この通電切換タイミング決定手段で決定された通電切換タイミングにより前記ステータコイルを通電する励磁手段と、
を備えた位置センサレスモータの制御装置である。
請求項１２記載の発明は、請求項１１記載の発明において、前記計時手段は、前記位置検出手段で生成されたロータ位置信号の立ち上がり及び立ち下がりのエッジを順次検出し、この検出されたエッジ間の時間を順次測定するようし、
前記通電切換タイミング決定手段は、前記計時手段でのエッジの各検出時に、この各検出時を基準に遅延時間を加えて前記ステータコイルの通電切換タイミングを決定するとともに、前記遅延時間として前記通電切換タイミングの決定時の直前よりも、１つ前に前記計時手段で測定された時間を使用するようにした位置センサレスモータの制御装置である。
請求項１３記載の発明は、モータのステータコイルに発生する逆起電力によりロータの位置を検出し、この検出位置に基づいて前記ステータコイルに通電して前記ロータを回転させるようにしたモータの制御方法であって、
前記逆起電力が正から負又は負から正に変化する変化時点を検出し、この検出した変化時点間の時間を測定し、この測定時間のうち前記逆起電力の正負の期間に対応する２つの時間の平均から前記ロータの回転速度を求め、この求めた回転速度により閉ループ制御を行うようにした位置センサレスモータの制御方法である。
請求項１４記載の発明は、モータのステータコイルに発生する逆起電力によりロータの位置を検出し、この検出位置に基づいて前記ステータコイルに通電して前記ロータを回転させるようにしたモータの制御方法であって、
前記逆起電力が正から負又は負から正に変化する変化時点を検出し、この検出した変化時点間の時間を順次測定し、前記変化時点ごとに、前回と前々回の測定時間の平均から前記ロータの回転速度を求め、この求めた回転速度により閉ループ制御を行うようにした位置センサレスモータの制御方法である。
請求項１５記載の発明は、モータのステータコイルに発生する逆起電力を所定電圧と比較して、ロータの回転位置を示すロータ位置信号を生成する位置検出手段と、
この位置検出手段で生成されたロータ位置信号に基づいて前記ステータコイルを通電する励磁手段と、
前記位置検出手段で生成されたロータ位置信号からその変化時点を順次検出し、この検出された変化時点間の時間を測定し、この測定時間のうち前記逆起電力の正負の期間に対応する２つの時間の平均から前記ロータの回転速度を求める回転速度検出手段と、
この回転速度検出手段で求められた回転速度が目標値に一致するように、前記励磁手段を制御する制御手段と、
を備えたモータの制御装置である。
請求項１６記載の発明は、モータのステータコイルに発生する逆起電力を所定電圧と比較して、ロータの回転位置を示すロータ位置信号を生成する位置検出手段と、
この位置検出手段で生成されたロータ位置信号の変化時点を検出し、この検出された変化時点間の時間を測定する計時手段と、
この計時手段で検出された変化時点を基準に遅延時間を加えて、前記ステータコイルの通電切換タイミングを決定するとともに、前記遅延時間として前記計時手段で測定した時間のうち前記逆起電力の正負の期間に対応する時間を使用する通電切換タイミング決定手段と、
この通電切換タイミング決定手段で決定された通電切換タイミングにより前記ステータコイルに通電する励磁手段と
前記計時手段で測定された時間のうち、前記逆起電力の正負の期間に対応する２つの時間の平均から前記ロータの回転速度を求める回転速度検出手段と、
この回転速度検出手段で求められた回転速度が目標値に一致するように、前記励磁手段を制御する制御手段と、
を備えた位置センサレスモータの制御装置である。
【発明の実施の形態】
図１は、本発明を３相ハイブリッド型ステッピングモータに適用した場合におけるモータの制御装置の構成の一例を示すブロック図である。また、このモータの制御装置により駆動制御される３相ハイブリッド型ステッピングモータの駆動対象は、例えばプリンタのヘッドキャリッジやその紙送り機構等であり、モータの回転軸にこれらのものが負荷として接続される。
この実施例に係るモータの制御装置は、図１に示すように、ロータ位置検出回路１、転流パルス発生回路２、偏差カウンタ３、加算器４、バイアス制御回路５、運転モード切換回路６、電圧指令制御回路７、ＰＷＭ制御回路８、同期運転用ＰＷＭ発生回路９、運転切換スイッチ１１、１２、ゲート信号発生回路１３、３相ハイブリッド型ステッピングモータ１５を駆動するインバータ１４とを備え、後述のように、運転切換スイッチ１１、１２の切換えにより同期運転と位置センサレス運転とが行われるように構成されている。
更に、このモータの制御装置の各部の詳細な構成について、図面を参照して説明する。
ロータ位置検出回路１は、位置センサレス運転時に、スター結線された３つのステータコイル１６、１７、１８に発生する各逆起電力を取り込み、この各逆起電力に基づいてロータの回転位置を示すロータ位置信号を生成し、このロータ位置信号に基づいてステータコイル１６、１７、１８に供給する励磁電流の転流タイミングを示す転流タイミング信号を生成し、この転流タイミング信号を運転切換スイッチ１２を経由してゲート信号発生回路１３に出力するように構成されている。
転流パルス発生回路２は、ロータ位置検出回路１で生成されたロータ位置信号に基づき、ロータが１ステップ角の回転ごとに１パルスを発生させ、この発生パルスを偏差カウンタ３に出力するように構成されている。
偏差カウンタ３は、位置センサレス運転時に、外部からの位置指令パルス（位置指令信号）と転流パルス発生回路２からのパルスをそれぞれカウント（計数）し、両カウント値の差から目標位置と現在位置との偏差を求め、この求めた偏差に応じた偏差電圧を加算器４に対して出力するように構成されている。ここで、位置指令パルスは、ロータの回転位置情報とロータの回転速度情報とが含まれ、その回転位置情報はパルスの総数で与えられ、その回転速度情報はパルスの周波数で与えられる。
加算器４は、偏差カウンタ３から出力される偏差電圧と、バイアス制御回路５から出力されるバイアス電圧とを加算し、この加算電圧を電圧指令制御回路７に出力するように構成されている。
バイアス制御回路５は、運転モード切換回路６からの運転切換信号により同期運転から位置センサレス運転へ移行すると、この位置センサレス運転の開始時に、所定のバイアス電圧を加算器４に出力し、そのバイアス電圧の値を時間の経過とともに減少させるように構成されている。そのバイアス電圧値は、モータ１５やその負荷の状況に応じて適正な値を選ぶようにする。
運転モード切換回路６は、位置指令パルスの周波数が所定の値になったときに、つまり、モータ１５のステータコイル１６、１７、１８に発生する逆起電力が十分なレベルに達したときに、同期運転から位置センサレス運転への切り換えを行い、一方、偏差カウンタ３の偏差が「０」になったときに、位置センサレス運転から同期運転への切り換えを行うための運転切換信号を生成するように構成されている。そして、その運転切換信号に応じて運転切換スイッチ１１、１２の各接点が同期運転側又は位置センサレス運転側のうちのいずれか一方に切り換わるとともに、その運転切換信号はバイアス制御回路５に出力されるようになっている。
電圧指令制御回路７は、加算器４からの出力電圧を受け取ると、この出力電圧に応じてＰＷＭ制御回路８がＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成するための指令制御を行うように構成されている。
ＰＷＭ制御回路８は、電圧指令制御回路７からの指令に基づき、加算器４からの出力電圧に応じたＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号を運転切換スイッチ１１を介してゲート信号発生回路１３に出力するように構成されている。
同期運転用ＰＷＭ発生回路９は、同期運転時に使用するＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号を運転切換スイッチ１１を経由してゲート信号発生回路１３に出力するように構成されている。
ゲート信号発生回路１３は、同期運転時には、外部からの位置指令パルスに同期してモータのステータコイル１６、１７、１８に励磁電流を流すためのゲート信号を生成し、一方、位置センサレス運転時には、ロータ位置検出回路１からの転流タイミング信号に同期してモータのステータコイル１６、１７、１８に励磁電流を流すためのゲート信号を生成するように構成されている。
インバータ１４は、図示しない６つのスイッチング用トランジスタからなる３相ブリッジ回路から構成され、その出力端子にモータ１５のステータコイル１６、１７、１８が接続されている。このため、インバータ１４のトランジスタは、ゲート信号発生回路１３で生成されたゲート信号により通電が制御されて、所定のステータコイル１６、１７、１８に励磁電流が流れる。
次に、このように構成される本例のモータの制御装置の動作の一例について、図１乃至図３を参照して説明する。図２は、そのモータの制御装置の動作例を示すフローチャートである。図３は、そのモータの制御装置の運転パターンを説明する説明図であり、上側に示す速度曲線のうち実線はモータの実際の速度を示し、太い破線はその目標値を示す。
このモータの制御装置は、図３に示すように同期運転と位置センサレス運転（位置センサレス閉ループ駆動運転）を行い、同期運転から位置センサレス運転への切換え、又は位置センサレス運転から同期運転への切換えは自動的に行うようになっている。
以下に、同期運転と位置センサレス運転の詳細について説明する。
いま、図３に示す時刻ｔ１においてモータ１５が起動されると、同期運転を行うために、運転モード切換回路６から出力される運転切換信号は例えば「Ｌ」レベルとなるので、運転切換スイッチ１１、１２の切換え接点は、同期運転側（図１の位置とは反対側の位置）になる。このため、同期運転中は、ゲート信号発生回路１３は、外部からの位置指令パルスに同期して転流を行うようにインバータ１４を駆動する（ステップＳ１）。すなわち、ゲート信号発生回路１３は、位置指令パルスに同期してゲート信号を発生し、このゲート信号によりインバータ１４が駆動されてステータコイル１６、１７、１８に励磁電流が流れる。
そして、時刻ｔ２において、運転モード切換回路６が、位置指令パルスの周波数に基づいてモータ１５が所定の回転に達したと判定すると（ステップＳ２）、運転モード切換回路６から出力される運転切換信号は「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化するので、運転切換スイッチ１１、１２の切換え接点は、位置センサレス運転側（図１の位置）に切り換わり、位置センサレス運転に移行する。
また、時刻ｔ２には、バイアス制御回路５に供給されている運転モード切換回路６からの切換信号が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化するので、これによりバイアス制御回路５は、所定のバイアス電圧を加算器４に出力する（ステップＳ３）。このときには、電圧指令制御回路７には、バイアス制御回路５からのバイアス電圧のみが供給され、このバイアス電圧によりＰＷＭ制御回路８はＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号がゲート信号発生回路１３に供給され、これによりモータ１５の回転が確保される。
このように、加算器４に所定のバイアス電圧を出力するのは、以下の理由による。すなわち、時刻ｔ２においては、偏差カウンタ３の位置の偏差は「０」であり、加算器４に出力される偏差カウンタ３の出力偏差電圧が「０」のため、この制御系はモータ１５を停止させようとする。この場合に、モータ１５のステータコイル１６、１７、１８に発生する逆起電力の出力レベルが低下してロータの位置を検出できなくなるので脱調する。そこで、位置センサレス運転への移行開始時に、操作量にバイアス電圧を付加するようにし、位置センサレス運転への移行時に脱調を防止するようにした。
このようにして位置センサレス運転に移行すると、バイアス制御回路５から出力されるバイアス電圧が「０」でない場合には（ステップＳ４：Ｎｏ）、バイアス電圧が一定量ずつ減少させていく（ステップＳ５）。このようにバイアス電圧を減少させていくのは、後述のように、偏差カウンタ３の偏差が「０」の場合にもバイアス電圧が残留すると、モータ１５は指令位置よりも進んだ位置に駆動されてしまうからである。
また、位置センサレス運転の期間中には、ロータ位置検出回路１は、ステータコイル１６、１７、１８の転流タイミングを示す転流タイミング信号を生成してゲート信号発生回路１３に出力する。これにより、ゲート信号発生回路１３は、その転流タイミング信号に同期してゲート信号を発生し、このゲート信号によりインバータ１４が駆動されてステータコイル１６、１７、１８に励磁電流が流れる。
更に、位置センサレス運転の期間中には、転流パルス発生回路２は、ロータが１ステップ角の回転ごとに１パルスを発生させ、この発生パルスを偏差カウンタ３に出力する。このため、偏差カウンタ３は、位置指令パルスとその転流パルス発生回路２からのパルスをそれぞれカウントして位置の偏差を求め、その偏差に応じた偏差電圧を加算器４に出力する。
従って、図３に示す位置センサレス運転の期間には、図２のステップＳ６〜Ｓ８に示すように、ロータ位置検出回路１がロータの位置を検出するたびに、その検出信号がゲート信号発生回路１３に出力され、その検出信号に同期してゲート信号が発生し、このゲート信号によりインバータ１４が駆動されてステータコイル１６、１７、１８に電流が流れ、このような動作を、偏差カウンタ３の偏差が「０」になるまで繰り返す。
ところで、位置センサレス運転において、図３に示す加速運転期間Ｔ１には、モータは慣性のために位置指令に対して遅れて加速されていく。このため、図３に示すように、加速運転期間Ｔ１には偏差カウンタ３の偏差は溜まっていくが、定速運転期間Ｔ２にはその偏差が変化せずに溜まったままとなる。一方、図３に示す減速運転期間Ｔ３には、位置指令に対してモータが遅れて減速していくので、偏差カウンタ３の偏差は図３に示すように減少していく。このため、その偏差が「０」になった時点で位置センサレス運転から同期運転に切り換えることにより、モータのロータを所定回転させた位置（目標位置）に停止できる。
そこで、運転モード切換回路６が、図３に示すように時刻ｔ３において、偏差カウンタ３からの偏差が「０」になったことを判定すると（ステップＳ８：Ｙｅｓ）、運転切換スイッチ１１、１２が同期運転側に切り換わって上記と同様な同期運転を行う（ステップＳ９、Ｓ１０）。そして、図３に示すように時刻ｔ４において、最後の位置指令パルスがゲート信号発生回路１３に供給されると（ステップ１０：Ｙｅｓ）、目標位置にモータが停止する。
以上説明したように、この実施例の形態のモータの制御装置では、同期運転と位置センサレス運転が可能であり、位置センサレス運転の開始時には、バイアス制御回路５からのバイアス電圧が加算器４に出力されるようにしたので、そのときに偏差カウンタ３からの出力偏差電圧が「０」であっても、モータが脱調を起こすことなく円滑に位置センサレス運転に移行することができる。
また、この実施例のモータの制御装置では、偏差カウンタ３の偏差が「０」になったときに、位置センサレス運転から同期運転に移行するようにしたので、モータを目標位置に停止させることができる。
尚、請求項３に記載した運転モード切換手段は、図１の運転モード切換回路６や運転切換スイッチ１１、１２に対応し、励磁手段はロータ位置検出回路１、ゲート信号発生回路１３、インバータ１４等に対応し、偏差算出手段は偏差カウンタ３に対応し、制御手段は加算器４、電圧指令制御回路７、ＰＷＭ制御回路８等に対応し、バイアス制御手段はバイアス制御回路５に対応する。
次に、本発明の他の実施例について説明する。
図４は、本発明を３相ハイブリッド型ステッピングモータに適用した場合におけるモータの制御装置の他の構成の一例を示すブロック図である。また、このモータの制御装置により駆動制御される３相ハイブリッド型ステッピングモータの駆動対象は、前例同様、プリンタのヘッドキャリッジやその紙送り機構等であり、モータの回転軸にこれらのものが負荷として接続される。
この実施例に係るモータの制御装置は、図４に示すように、ロータ位置検出手段１０１、ロータ位置検出合成信号生成手段１０２、転流タイミング生成手段１０３、転流信号生成手段１０４、ゲート信号生成手段１０５、インバータ１０６、偏差カウンタ１０７、回転速度検出手段１０８、比例ゲイン１０９、積分手段１１０、初期値設定手段１１１、速度ゲイン１１２、加算器１１３、ＰＷＭ信号生成手段１１４、運転モード切換手段１１５、運転切換スイッチ１１６、１１７を備え、この運転切換スイッチ１１６、１１７の切換えにより、３相ハイブリッド型ステッピングモータ１１８の同期運転と位置センサレス運転が行われるように構成されている。
更に、このモータの制御装置の各部の詳細な構成について説明する。
ロータ位置検出手段１０１は、位置センサレス運転時に、スター結線された３つのステータコイルＡ、Ｂ、Ｃに発生する各逆起電力を取り込み、この各逆起電力に基づいてロータの回転位置を示すロータ位置信号を生成し、ロータ位置検出合成信号生成手段１０２では前記ロータ位置信号を合成したロータ位置検出合成信号を生成する。
転流タイミング生成手段１０３は、ロータ位置検出合成信号生成手段１０２で得られたロータの位置から、転流するタイミングを生成する。検出されるロータの位置が、転流タイミングよりも位相が進んでいるときは、必要量だけ位相を遅らせる。
転流信号生成手段１０４では、ロータ位置検出手段１０１で生成された３相分のロータ位置信号から、次に転流すべきステータコイルの組み合わせを選択し、転流タイミング生成手段１０３で生成された転流タイミング信号に同期して転流信号を生成する。
ゲート信号生成手段１０５は、転流信号生成手段１０４で生成された転流信号に、後述するＰＷＭ信号生成手段１１４で生成されたＰＷＭ信号を重ね合わせ、インバータ１０６を駆動するゲート信号を生成する。
インバータ１０６は、図示を省略した６つのスイッチング素子からなる３相ブリッジ回路から構成され、その出力端子にモータのステータコイルＡ、Ｂ、Ｃが接続される。インバータ１０６のスイッチング素子は、ゲート信号生成手段１０５で生成されたゲート信号によって通電が制御され、所定のステータコイルＡ、Ｂ、Ｃに励磁電流が流れる。
偏差カウンタ１０７は、位置センサレス運転時に、外部からの位置指令パルス（位置指令信号）とロータ位置検出合成信号生成手段１０２からのパルスをそれぞれカウントし、両カウント値の差を指令位置（目標位置）と現在位置との偏差として出力するように構成されている。位置指令信号は、パルスの数が移動距離を、また、パルスの周波数が回転速度を、それぞれ表わすパルス列として与えるものである。
回転速度検出手段１０８は、ロータ位置検出合成信号生成手段１０２で生成されたロータ位置検出合成信号の周期を計測し、モータの回転速度を検出する。
比例ゲイン１０９は、偏差カウンタ１０７から出力される位置偏差をＫｐ倍し、また、積分手段１１０は、偏差カウンタ１０７から出力される位置偏差をゲインＫｉで積分する。
初期値設定手段１１１は、同期運転から位置センサレス運転に移行したときにおいて、積分手段１１０が有する初期値を、該積分手段に設定するもので、この初期値は、モータやその負荷状況に応じて、最適な過渡応答が得られるように設定するものである。
速度ゲイン１１２は、検出されたロータの回転速度をＫｖ倍し、また、加算器１１３は、｛（比例ゲイン１０９の出力）＋（積分手段１１０の出力）−（速度ゲイン１１２の出力）｝の演算結果を出力するものである。
ＰＷＭ信号生成手段１１４は、加算器１１３からの出力値に応じたデユーティー比のＰＷＭ信号を生成する。
運転モード切換手段１１５は、運転モードを、同期運転から位置センサレス運転に、また、位置センサレス運転から同期運転に、切り換えを行うための運転モード切換信号を生成するように構成されている。そして、その運転モード切換信号に応じて、運転切換スイッチ１１６、１１７の各接点が同期運転側又は位置センサレス運転側のうちのいずれか一方に切り換わる。更に、運転モード切換手段１１５は、切換タイミングを決定するために、位置指令信号の周波数を計測する手段を備えている。
また、運転モード切換手段１１５における切換タイミングは、次のとおりである。
同期運転から位置センサレス運転に移行するのは、同期運転による運転開始後、前記位置指令信号の周波数或は逆起電力のレベルが第１の所定値を超えたときである。
また、位置センサレス運転から同期運転に移行するのは、前記位置指令信号の周波数或は逆起電力のレベルが第２の所定値を下回り、且つ前記偏差が零のときである。
尚、ここでの所定周波数は、逆起電力を検出することが可能な値、すなわち位置センサレス運転可能な最低の回転速度に相当する周波数よりも高い値に設定されるものである。
本例では、図５に示すように、ＰＩ位置制御系に速度マイナーループ補償を付加して、位置センサレス運転時に前記偏差に対して速度マイナーループ制御を行っている。すなわち、位置センサレス運転中は、偏差カウンタ１０７が位置指令信号とロータ位置検出信号をそれぞれカウントして、指令位置と現在位置との偏差を出力し、この偏差に対して比例ゲイン１０９及び積分手段１１０を介してＰＩ制御を行うものである。
このように、ＰＩ位置制御系に速度マイナーループ補償を付加して制御することにより、モータの回転位相を位置指令信号の位相に一致させるように、すなわち、常に位置偏差が零となるように、モータへの入力が制御されるので、位置指令信号に対する正確な位置制御と速度制御を実現することができることになる。
以下に、本例における同期運転と位置センサレス運転の詳細について、図６を参照して説明する。また、図７はそのモータの制御装置の運転パターンを説明する説明図であり、上側に示す速度曲線のうち実線はモータの実際の速度を示し、太い破線はその目標値を示す。
このモータの制御装置において、同期運転から位置センサレス運転への切換え、並びに位置センサレス運転から同期運転への切換えは自動的に行うようになっている。
モータが起動されると、運転モード切換手段１１５は、運転モードを同期運転に設定し（ステップＳ１）、同期運転の信号は例えば「Ｌ」レベルが出力される。これにより、運転切換スイッチ１１６、１１７の切換え接点は、同期運転側になる（ステップＳ２）。このため、同期運転中は、同期運転用のＰＷＭ信号が選択され、位置指令パルスに同期して転流が行われる（ステップＳ３〜Ｓ４）。
そして、位置指令信号の周波数が第１の所定値を超えたとき（ステップＳ６）、すなわち、ステータコイルに発生する逆起電力が検出可能なレベルにまで達して位置センサレス運転が可能になると、運転モード切換手段１１５は、運転モードを位置センサレス運転に設定し（ステップＳ７）、運転切換信号は「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化するので、運転切換スイッチ１１６、１１７の切換え接点は位置センサレス運転側に切り換わり（ステップＳ２）、位置センサレス運転に移行する。
位置センサレス運転の期間には、ステップＳ８〜Ｓ１１に示すように、ロータ位置検出手段１０１がロータの位置を検出するたびに、転流タイミング生成手段１０３で転流タイミングが生成され、その転流タイミングに同期して転流が行われる。
位置センサレス運転が可能な間は、上述した転流シーケンスが継続され、ＰＩ位置制御系に速度マイナーループ補償を付加して制御されるので、位置指令信号に対する正確な位置制御と速度制御が実現される。
モータを減速させて、位置指令信号周波数が第２の所定値を下回ると（ステップＳ１２）、運転モード切換手段１１５は、偏差が「０」であることを確認し（ステップＳ１３）、運転モードを同期運転に設定する（ステップＳ１４）。運転切換スイッチ１１６、１１７の切換え接点は再び同期運転側に切り換わり（ステップＳ２）、最後の位置指令パルスまで同期運転を行い（ステップＳ５）、目標位置にモータを停止する。
前記速度マイナーループ制御は、高速回転時のゲインを抑制し、ダンピング特性を向上させるものである。すなわち、低速回転時は、速度マイナーループのフィードバック量が小さいため、比例ゲインＫｐがそのまま出力されるが、高速回転時は、フィードバック量が大きくなるため、比例ゲインＫｐを小さくする効果がある。従って、速度マイナーループを追加することで、比例ゲインＫｐを大きくとることができ、応答性を確保しながら系を非振動的にするダンピング特性を高めることができる。
更に、本例では、前記積分手段１１０に所定の初期値を与えているので、位置センサレス運転移行時に、偏差が零であっても、加算器１１３からは積分初期値が出力され、これによりモータにかかる電圧の変動が抑えられて、脱調を防止することができることになる。
また、積分初期値は、負荷、回転速度に応じて最適な過渡応答が得られるような値を設定する。このように、積分初期値を最適なものに設定することによって、図７に示すように、同期運転から位置センサレス運転に滑らかに移行させることができ、これにより脱調を防止することができる。また、移行後の加速を主に積分項が担当することになるので、偏差の蓄積が少なくなる。従って、常に偏差が零付近で運転できることとなり、整定時間を短くすることができる。
このように、本例のモータの制御方法及びその装置によれば、位置センサレス運転でありながら、位置偏差零の位相同期制御すなわち位置制御ができ、位置決め精度を維持しながら低騒音、低消費電力でモータを駆動することができ、また、上述したように、同期運転から位置センサレス運転へ移行する際、脱調を防止できるとともに整定時間を短くすることができるものである。
次に、本発明の他の実施例について説明する。
図１０は、モータの制御装置の構成の一例を示すブロック図であり、本発明を図１２に示すような３相ハイブリッド型ステッピングモータに適用した場合におけるものである。
この実施例に係るモータの制御装置は、図１０に示すように、回転位置検出部２２１と、タイミング決定兼速度検出部２２２と、加算器２４０と、制御部２２３と、インバータ部２２４とを備え、３相ハイブリッド型ステッピングモータ２２８のスター結線されたステータコイル２２５〜２２７を、後述のように所定の励磁パターンと所定の転流タイミングで励磁するように構成されている。
回転位置検出部２２１は、モータ２２８の回転時に、ステータコイル２２５〜２２７の各端子電圧Ｖａ〜Ｖｃを取り込み、この端子電圧Ｖａ〜Ｖｃをモータの中性点電圧や整流器２３０の出力直流電圧Ｅｄの１／２の電圧というように、所定電圧と比較することにより、ロータの回転位置を示すロータ位置信号Ｓ１〜Ｓ３を生成し、この生成したロータ位置信号Ｓ１〜Ｓ３をタイミング決定兼速度検出部２２２に出力するように構成されている。このため、この回転位置検出部２２１は、図示しない３つのコンパレータ等から構成されている。
タイミング決定兼速度検出部２２２は、回転位置検出部２２１から供給されるロータ位置信号Ｓ１〜Ｓ３の変化時点で、ある立ち上がりと立ち下がりのエッジをそれぞれ検出し、この検出した変化時点間の時間をカウンタで測定し、その測定時間に基づいてステータコイル２２５〜２２７の通電切換タイミングを示す通電切換タイミング信号Ｓ１’〜Ｓ３’を出力するとともに、その測定時間を利用してロータの回転速度を求めるように構成されているが、その詳細な信号処理等については後述する。このため、このタイミング決定兼速度検出部２２２は、複数のカウンタ又はタイマ等から構成されている。
加算器２４０は、タイミング決定兼速度検出部２２２からの回転速度と、外部からの速度指令とに基づいて速度制御信号を生成し、この生成した速度制御信号を制御部２２３に出力するように構成されている。
制御部２２３は、加算器２４０からの速度制御信号と、予め定められている励磁方式（例えば２相励磁）とにより、各ステータコイル２２５〜２２７を励磁するためにインバータ部２２４のトランジスタＱ１〜Ｑ６をオン・オフ制御する通電信号Ｐ１〜Ｐ６を出力するが、その通電切換のタイミング（転流のタイミング）は、タイミング決定兼速度検出部２２２から出力される通電切換タイミング信号Ｓ１’〜Ｓ３’に基づいて行うように構成されている。そして、制御部２２３からの通電信号Ｐ１〜Ｐ６は、インバータ部２２４を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ６の各ベースに供給されるように構成されている。
インバータ部２２４は、スイッチング用トランジスタＱ１〜Ｑ６からなる三相ブリッジ回路から構成され、その出力端子にモータのステータコイル２２５〜２２７が接続されている。トランジスタＱ１〜Ｑ６には、ダイオードＤ１〜Ｄ６が並列に接続されている。インバータ部２２４には直流電圧が供給されているが、この直流電圧は、交流電源２２９からの交流電圧を整流器２３０で整流することにより得られるようにしている。また、整流器２３０の出力端には、整流器２３０の出力を平滑する平滑用コンデンサ２３１が並列に接続されている。
次に、このように構成される本例のモータの制御装置の動作の一例について、図１０及び図１１を参照して説明する。
まず、モータ２２８の停止時から所定の回転数に至るまでは、ステータコイル２２５〜２２７にロータの位置を特定できるような逆起電力が得られない。そこで、モータの始動時には、制御部２２３は、各ステータコイル２２５〜２２７の励磁を所定の順序で行うための通電信号Ｐ１〜Ｐ６を出力させる。この通電信号Ｐ１〜Ｐ６に応じてインバータ部２２４のトランジスタＱ１〜Ｑ６が導通して、ステータコイル２２５〜２２７が順次励磁される。これにより、ロータはその励磁に対応していわゆるオープンループで同期回転する。
このようにモータの始動時には、励磁パターンの励磁時間はモータが起動するのに十分な時間だけ各ステータコイル２２５〜２２７を通電し、徐々にその励磁時間を速めてロータの回転速度を速めるようにする。そして、そのロータの回転速度が十分な速度になると、ステータコイル２２５〜２２７にはロータの回転位置を特定できるような逆起電力が発生し、端子電圧Ｖａ〜Ｖｃが得られる。
この端子電圧Ｖａ〜Ｖｃのうちの一例として、ステータコイル２２５の端子電圧Ｖａについて図示すると、図１１の（Ａ）に示すようになる。ここで、他の端子電圧Ｖｂ、Ｖｃについては図示していないが、端子電圧Ｖａに比べて位相が１２０°ずつ異なるが、波形は同様である。また、この端子電圧Ｖａの波形は、図１１の（Ａ）に示すように、正の期間と負の期間とではその長さが異なるが、これは図１４に示すように位相θ１とθ２とが異なるためである。
この各端子電圧Ｖａ〜Ｖｃは、回転位置検出部２２１における図示しない３つのコンパレータにより、例えばモータ２２８の中性点電圧と比較され、各コンパレータからは、端子電圧Ｖａ〜Ｖｃが中性点電圧を上回るときに「Ｈ」レベルとなるような出力が得られる。ところが、各端子電圧Ｖａ〜Ｖｃには、図１１の（Ａ）に示すように、転流時に過渡的に発生するスパイク電圧ａが含まれるので、各コンパレータの出力をロータの回転位置を示すロータ位置信号としてそのまま使用できない。そこで、回転位置検出部２２１では、コンパレータの出力中から、そのスパイク電圧ａによる影響を、マスク等の適宜な手段で排除するようにしている。このため、回転位置検出部２２１からは、図１１の（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示すような、ロータの回転位置を示すロータ位置信号Ｓ１〜Ｓ３が出力される。
ここで、ロータ位置信号Ｓ１〜Ｓ３の立ち上がりと立ち下がりの各エッジは、対応するステータコイル２２５〜２２７の端子電圧Ｖａ〜Ｖｃが、正から負又は負から正に変化する時点に対応する（図１１の（Ａ）参照）。
タイミング決定兼速度検出部２２２は、回転位置検出部２２１から供給されるロータ位置信号Ｓ１〜Ｓ３の変化時点、すなわち、そのロータ位置信号Ｓ１〜Ｓ３の立ち上がりと立ち下がりの各エッジを順次検出し、この検出されたエッジとエッジとの期間Ｔ１、Ｔ２…Ｔｎの時間を順次測定し（図１１の（Ｅ）参照）、その測定時間に基づいて、ステータコイル２２５〜２２７の通電切換タイミング（転流のタイミング）を決定する通電切換タイミング信号Ｓ１’〜Ｓ３’を出力する。そこで、以下に、このタイミング決定兼速度検出部２２２の詳細な信号処理について説明する。
いま、時刻ｔ１において、ロータ位置信号Ｓ１の立ち下がりエッジが検出されると、アップとダウンのカウントが可能な図示しない第１カウンタが、時刻ｔ１から計数動作を開始する。この第１カウンタの計数動作は、時刻ｔ１からロータ位置信号Ｓ３の立ち上がりエッジが検出される時刻ｔ２までの期間Ｔ１にわたって行い、時刻ｔ２にその計数動作が終了する。尚、その期間Ｔ１は電気角で６０°に相当する。
次に、この時刻ｔ２からはアップとダウンのカウントが可能な図示しない第２カウンタが計数動作を開始し、この第２カウンタの計数動作は、時刻ｔ２からロータ位置信号Ｓ２の立ち下がりエッジが検出される時刻ｔ３までの期間Ｔ２に亘って行い、時刻ｔ３でその計数動作を終了する。尚、その期間Ｔ２は電気角で６０°に相当する。ここで、期間Ｔ１と期間Ｔ２とではその長さが異なるが、これは上述したように、ステータコイル２２５〜２２７に発生する端子電圧Ｖａ〜Ｖｃの正負の期間が異なるので、この差異が反映されるからである。
ところで、ステータコイル２２５〜２２７の通電切換のタイミング（転流のタイミング）は、ロータ位置信号Ｓ１〜Ｓ３の各エッジの検出時点である時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３…を基準にして、電気角で３０°シフトした時点で行うことが、モータ２２８を効率的に制御する上で好ましい。
そこで、時刻ｔ３では、第１カウンタが、期間Ｔ１おいて計数を行った計数値のカウントダウンを開始し、その計数値が１／２（電気角で３０°に相当）になった時刻ｔ４で、通電切換タイミング信号を制御部２２３に出力する。尚、図１１の（Ｆ）の斜線部は、電気角で３０°に相当する遅延量（遅延時間）を示す。
時刻ｔ３からは、アップとダウンのカウントが可能な第３カウンタ（図示を省略）が計数動作を開始し、この第３カウンタの計数動作は、時刻ｔ３から、ロータ位置信号Ｓ１の立ち上がりエッジが検出される時刻ｔ５までの期間Ｔ３に亘って行い、時刻ｔ５でその計数動作を終了する。
時刻ｔ５では、第２カウンタが、期間Ｔ２おいて計数を行った計数値のカウントダウンを開始させ、その計数値が１／２（電気角で３０°に相当）になった時刻ｔ６で、通電切換タイミング信号を出力する。また、時刻ｔ５からはアップとダウンのカウントが可能な第４カウンタ（図示を省略）が計数動作を開始し、この第４カウンタの計数動作は、時刻ｔ５から、ロータ位置信号Ｓ３の立ち下がりエッジが検出される時刻ｔ７までの期間Ｔ４に亘って行われ、時刻ｔ７でその計数動作を終了する。
以下同様に、期間Ｔ５では、第１カウンタが計数動作を行うのと並行して、第３カウンタが、計数値のカウントダウンにより時刻ｔ８で通電切換タイミング信号を出力し、期間Ｔ６では、第２カウンタが計数を行うのと並行して、第４カウンタが、計数値のカウントダウンにより時刻ｔ１０で通電切換タイミング信号を出力する。従って、タイミング決定兼速度検出部２２２が、任意の期間で通電切換タイミング信号を生成する際には、その任意の期間の直前の期間のカウンタの計数値ではなく、前々回の期間のカウンタの計数値を利用するようにしている。
このようにしてタイミング決定兼速度検出部２２２で生成出力される通電切換タイミング信号Ｓ１’〜Ｓ３’は、制御部２２３に供給される。制御部２２３は、後述する加算器２４０からの速度制御信号と、予め定められている励磁方式（例えば２相励磁）とにより、各ステータコイル２２５〜２２７を励磁するためにトランジスタＱ１〜Ｑ６をオン・オフ制御する通電信号Ｐ１〜Ｐ６を出力するが、その通電切換タイミング（転流のタイミング）は、タイミング決定兼速度検出部２２２から出力される通電切換タイミング信号Ｓ１’〜Ｓ３’に基づいて行われる。従って、制御部２２３では、ステータコイル２２５〜２２７における各励磁電流が図１１の（Ｇ）（Ｈ）（Ｉ）になるような通電信号Ｐ１〜Ｐ６が生成される。
ところで、この実施例に係るモータの制御装置では、タイミング決定兼速度検出部２２２が上記のように通電切換タイミング信号を生成する他に、ロータの回転速度を求め、この求めた回転速度により閉ループからなる速度制御を併せて行うので、この速度制御に係る各部の動作について、以下説明する。
速度制御を行うために、タイミング決定兼速度検出部２２２は、ロータ位置信号Ｓ１〜Ｓ３の各エッジの検出時点である時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３…のたびにロータの回転速度を検出して更新していく。従って、タイミング決定兼速度検出部２２２では、例えば時刻ｔ３において、期間Ｔ１で計数されたカウンタの計数値と、期間Ｔ２で計数されたカウンタの計数値とからその平均値を求め、この求めた平均値の逆数によりロータの回転速度を求める。尚、期間Ｔ１と期間Ｔ２との和は電気角の１２０°に相当し、この電気角１２０°に対応する物理的な距離は既知であるので、上記のようにしてロータの回転速度が求まる。
以下同様に、タイミング決定兼速度検出部２２２は、時刻ｔ５では期間Ｔ２で計数されたカウンタの計数値と、期間Ｔ３で計数されたカウンタの計数値とからその平均値を求め、この求めた平均値の逆数によりロータの回転速度を求めて更新し、更に、時刻ｔ７では期間Ｔ３で計数されたカウンタの計数値と、期間Ｔ４で計数されたカウンタの計数値とからその平均値を求め、この求めた平均値の逆数によりロータの回転速度を求めて更新していく。従って、ロータの回転速度を求める際に、カウンタの各計数値は重複して使用される。
このようにしてタイミング決定兼速度検出部２２２により電気角で６０°毎に求められるロータの回転速度は、期間Ｔ１と期間Ｔ２というように電気角で１２０°に相当する期間の平均速度を求めるようにしているので、ステータコイル２２５〜２２７に発生する逆起電力Ｖａ〜Ｖｃの正負の期間に差異があっても、その求められるロータの回転速度は精度が良いものとなる。
タイミング決定兼速度検出部２２２で求められたロータの回転速度は、加算器２４０に供給される。加算器２４０では、その回転速度と外部からの速度指令との偏差から速度制御信号（偏差信号）を生成し、この生成した速度制御信号を制御部２２３に出力する。制御部２２３は、その速度制御信号に応じて、トランジスタＱ１〜Ｑ６に供給する通電信号Ｐ１〜Ｐ６をＰＷＭ制御するので、ロータの回転速度が目標値になるように制御される。
以上説明したように、この実施の形態に係るモータの制御装置では、モータ２２８のステータコイル２２５〜２２７に発生する逆起電力Ｖａ〜Ｖｃから、ロータの回転位置を示すロータ位置信号Ｓ１〜Ｓ３を生成し、このロータ位置信号Ｓ１〜Ｓ３のエッジを順次検出してエッジ間の時間をカウンタで計数し、そのエッジの各検出時を基準に、遅延時間を加えてステータコイル２２５〜２２７の通電切換タイミングを決定する際に、そのカウンタの計数値のうち、直前よりも１つ前の期間でカウンタが計数した計数値を利用して、その遅延時間を求めるようにした。
このため、モータの回転子部分の機械的精度にばらつきがあって、モータのステータコイルに発生する逆起電力の正負の期間に差異があるような場合でも、その遅延時間にその差異を反映できるので、ステータコイル２２５〜２２７の通電切換タイミングを精度良く行うことができ、以ってロータの回転の円滑化や低騒音化を実現することができる。
また、この実施例に係るモータの制御装置では、ロータ位置信号Ｓ１〜Ｓ３の各エッジの検出時点である時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３…のたびに、カウンタの計数値を使用してロータの回転速度を逐次検出して更新していくが、例えば時刻ｔ３においては、期間Ｔ１と期間Ｔ２というように、前回と前々回の期間のカウンタの計数値の平均を使用して平均速度を求めるようにした。
このため、モータの回転子部分の機械的精度にばらつきがあって、ステータコイル２２５〜２２７に発生する逆起電力Ｖａ〜Ｖｃの正負の期間に差異があっても、その求められるロータの回転速度は精度が良いので、閉ループからなる速度制御の精度の低下を防止できる。
ここで、請求項１１に記載した位置検出手段は図１０の回転位置検出部２２１に対応し、計時手段及び通電切換タイミング決定手段はタイミング決定兼速度検出部２２２に対応し、励磁手段は制御部２２３及びインバータ部２２４に対応する。
また、請求項１６に記載した計時手段及び通電切換タイミング決定手段は、図１０のタイミング決定兼速度検出部２２２に対応する。
尚、この実施例に係るモータ制御装置では、エッジの各検出時を基準に遅延時間を加えてステータコイル２２５〜２２７の通電切換タイミングを決定するようにし、その際、遅延時間の算出は、カウンタの計数値のうちその決定時の直前よりも１つ前の期間でカウンタが計数した計数値を利用するようにした。しかし、その遅延時間の算出は、例えば時刻ｔ７の場合には、期間Ｔ３でのカウンタの計数値のみならず、期間Ｔ１でのカウンタの計数値というように、ステータコイル２２５〜２２７に発生される逆起電力の正負の期間の差異が反映できるカウンタの計数値を利用しても良い。
また、この実施の形態に係るモータ制御装置では、カウンタの計数値を使用してロータの回転速度を逐次検出して更新していき、例えば時刻ｔ３においては、期間Ｔ１と期間Ｔ２というように、前回と前々回の期間のカウンタの計数値を利用してロータの回転速度を求めるようにした。しかし、ロータの回転速度の算出は、例えば時刻ｔ７の場合には、期間Ｔ３と期間Ｔ４でのカウンタの各計数値のみならず、期間Ｔ１と期間Ｔ２でのカウンタの各計数値というように、ステータコイル２２５〜２２７に発生される逆起電力の正負の期間の差異が反映できるカウンタの計数値を利用しても良い。
更に、上記の実施例では、タイミング決定兼速度検出部２２２を複数のカウンタ等で構成するようにしたが、例えばタイミング決定兼速度検出部２２２や制御部２２３をワンチップ形態のマイクロコンピュータで構成したり、又はマイクロコンピュータとカウンタの組み合わせ等で構成する等の、適宜な手段で構成するようにしても良いことは勿論である。
次に、他の具体例を説明する。
図１６乃至図１７に示すように、本例のモータ制御装置３０１は、スター結線された３つのステータコイルＡ，Ｂ，Ｃに転流をもたらしてロータを回転する三相ステッピングモータ（全体は図示せず）に用いられ、ステータコイルＡ，Ｂ，Ｃに電源電圧Ｅｄを供給するプラス側スイッチング素子Ｔａ^＋，Ｔｂ^＋，Ｔｃ^＋及びマイナス側スイッチング素子Ｔａ⁻，Ｔｂ⁻，Ｔｃ⁻からなるインバータ回路３０２と、ステータコイルＡ，Ｂ，Ｃの逆起電力ｅａ，ｅｂ，ｅｃ（図１８参照）を検出する逆起電力検出回路３０３と、逆起電力検出回路３０３の出力に基いてインバータ回路３０２を制御する制御回路３０４とで構成されている。
各スイッチング素子Ｔａ^＋，Ｔｂ^＋，Ｔｃ^＋，Ｔａ⁻，Ｔｂ⁻，Ｔｃ⁻は、トランジスタ及び還流ダイオードにて構成されている。
前記逆起電力検出回路３０３は複数のコンパレータ３３１，３３２，３３３を備え、これらのコンパレータ３３１，３３２，３３３にステータコイルＡ，Ｂ，Ｃの端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃと電源電圧Ｅｄとをそれぞれ分圧して入力することにより、ステータコイルＡ，Ｂ，Ｃの端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃをパルス化するものである。
またここで、ステータコイルＡ，Ｂ，Ｃの端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの分圧率と電源電圧の分圧率とは、２対１の関係に設定している。本例の場合、ステータコイルＡ，Ｂ，Ｃの端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの分圧率は（１／２）であり、電源電圧Ｅｄの分圧率は（１／４）である。
尚、図１７中のＲ及び３Ｒは、各電圧を所定の割合に分圧する抵抗器であり、各電圧の分圧は、このような抵抗器Ｒ，３Ｒを設けることによってそれぞれなされている。
或は、ステータコイルＡ，Ｂ，Ｃの端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃは、直接コンパレータ３３１，３３２，３３３に入力するように構成してもよい。この場合、ステータコイルＡ，Ｂ，Ｃの端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの分圧率は１であって、電源電圧Ｅｄの分圧率は（１／２）となる。
また、前記制御回路３０４は、コンパレータ３３１，３３２，３３３でパルス化されたステータコイルの端子電圧ＰＶａ，ＰＶｂ，ＰＶｃに基いてステータコイルＡ，Ｂ，Ｃに転流をもたらすパルスａ^＋，ａ⁻，ｂ^＋，ｂ⁻，ｃ^＋，ｃ⁻を作成する転流信号発信回路（本例ではマイクロコンピュータ）３４１、及びＰＷＭ信号を発するＰＷＭ回路３４２を有する。
すなわち、転流信号発信回路３４１で作成されたパルスａ^＋，ａ⁻，ｂ^＋，ｂ⁻，ｃ^＋，ｃ⁻は、それぞれ、ＰＷＭ信号とともにＡＮＤ（論理積素子）３４３，３４４，３４５，３４６，３４７，３４８を通過して、インバータ回路３０２の各スイッチング素子Ｔａ^＋，Ｔｂ^＋，Ｔｃ^＋，Ｔａ⁻，Ｔｂ⁻，Ｔｃ⁻を作動するベースとされる。従って、これらのスイッチング素子Ｔａ^＋，Ｔｂ^＋，Ｔｃ^＋，Ｔａ⁻，Ｔｂ⁻，Ｔｃ⁻は、制御回路３０４によって順次切り換えられ、且つ、ＰＷＭ信号に応じてプラス側とマイナス側とが同時にＯＮ／ＯＦＦ動作される。
図１８は、電源電圧Ｅｄの中点を基準電圧とした場合のステータコイルＡ，Ｂ，Ｃの逆起電力ｅａ，ｅｂ，ｅｃを示す説明図である。
同図からも解るように、ステータコイルＡ，Ｂ，Ｃがスター結線された三相モータの場合は、開放相の端子電圧が基準電圧と交わるところから電気角３０゜ずらして転流すればよい訳である。
従って、例えば図１７に示すように、逆起電力検出回路３０３の各コンパレータ３３１，３３２，３３３においては、（１／２）に分圧したステータコイルＡ，Ｂ，Ｃの端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃと、（１／４）に分圧した電源電圧Ｅｄとの交点を検出して、各端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃをパルス化し、ＰＶａ，ＰＶｂ，ＰＶｃ作成している。
また、転流信号発信回路３４１においては、転流直後のステータコイルの端子電圧の検出を禁止して、転流直後に発生するスパイク電圧の影響を回避するようにしている。具体的には、図１９に示すようにパルス化された端子電圧ＰＶａ、ＰＶｂ，ＰＶｃの要所に検出禁止区域を設定している。この検出禁止区域の長さは、スパイク電圧の発生期間がモータ電流によって異なるので、これに対応して適宜設定する。
そして転流信号発信回路３４１からは、図２０に示すように、転流のタイミングを決定するパルスａ^＋，ａ⁻，ｂ^＋，ｂ⁻，ｃ^＋，ｃ⁻が得られ、これらのパルスａ^＋，ａ⁻，ｂ^＋，ｂ⁻，ｃ^＋，ｃ⁻は、それぞれＰＷＭ信号とともに論理積処理される。
尚、本例のモータ制御は、図２１に示すフローチャートに従って行われる。すなわち当該ステッピングモータは、回転初期段階においては同期運転処理が施され、モータ制御装置３０１による制御は、逆起電力ｅａ，ｅｂ，ｅｃが十分に出力された状態から行われように構成している。
以上説明したように、本例のモータ制御装置は、インバータ回路のプラス側スイッチング素子とマイナス側スイッチング素子とが、ＰＷＭ信号に応じて同時にＯＮ／ＯＦＦ動作されるので、ＰＷＭ信号によるステータコイルの開放相への影響が回避される。従って、特別な回路を追加することなく正確にロータの位置検出を行うことができる。
更に、モータ中点電位が大きく変化しないので、この基準が大きく変動することはなく、ステータコイルとスイッチング素子との出力容量間での共振を防止でき、共振によるロータ位置の誤検出を防止できる。
特に、プラス側スイッチング素子とマイナス側スイッチング素子との一方のみをＰＷＭ信号に応じてＯＮ／ＯＦＦ動作する場合は、スイッチング素子がＯＮ動作される状態でしかロータの位置検出が行えないため、ＰＷＭ信号の周波数を十分に高くする必要があったが、本発明では、ＰＷＭ信号の周波数が低くてもロータの位置検出に問題はない。
また更に、逆起電力検出回路はコンパレータを備え、コンパレータにステータコイルの端子電圧を直接又は分圧して入力するとともに、電源電圧を分圧して入力することにより、ステータコイルの端子電圧をパルス化するものであって、ステータコイルの端子電圧の分圧率と電源電圧の分圧率とは、２対１の関係に設定したので、ステータコイルの端子電圧を正確にパルス化することができる。
とりわけ本例のモータの制御装置によると、逆起電力検出回路のコンパレータには、ステータコイルの端子電圧を（１／２）に分圧して入力するとともに、電源電圧を（１／４）に分圧して入力するので、（１／２）に分圧したステータコイルの端子電圧を、（１／４）に分圧した電源電圧を基準にしてパルス化することができる。
更に、本例のモータの制御装置によると、制御回路は、コンパレータでパルス化されたステータコイルの端子電圧に基いてステータコイルに転流をもたらすパルスを作成する転流信号発信回路を備え、転流信号発信回路においては、転流直後のステータコイルの端子電圧の検出を禁止したので、転流直後に発生するスパイク電圧の影響を回避することができ、その結果、モータ負荷が増加した場合でもインバータ回路の制御を正確に行うことができる。
更に、本例のモータ制御装置は、三相ステッピングモータにも用いることができる。また、モータは、その駆動対象がプリンタのヘッドキャリッジやプリンタの紙送り機構に好適である。
次に、他の具体例について説明する。
まず、本具体例の周波数電圧変換装置の第１実施形態について、図２２〜図２４を参照して説明する。図２２は、本具体例の周波数電圧変換装置の第１実施形態の構成例を示すブロック図である。
この第１実施形態に係る周波数電圧変換装置は、図２２に示すように、周期測定部４１１と、回転数測定部４１２と、回転数電圧変換部４１３と、Ｄ／Ａ変換部４１４とを備えている。
周期測定部４１１は、例えばモータの回転検出器（図示せず）からの検出パルスが入力されると、この入力パルスの周期を求めるように構成され、具体的にはカウンタ等から構成される。
回転数測定部４１２は、周期測定部４１１からの周期に基づいてモータ等の回転数を測定するように構成されている。
回転数電圧変換部４１３は、回転数測定部４１２の求めた回転数に基づき、出力電圧を所定の演算式により生成するように構成されている。ここで、回転数電圧変換部４１３の出力電圧は、例えば８ビットのデジタル電圧である。
Ｄ／Ａ変換部４１４は、回転数電圧変換部４１３からの出力電圧がデジタル電圧であるので、このデジタル電圧をアナログ電圧にＤ／Ａ変換して出力するように構成されている。
次に、このような構成からなる第１実施形態に係る周波数電圧変換装置の動作について説明する。
いま、例えばモータの回転検出器（図示せず）からの検出パルスが周期測定部４１１に入力されると、周期測定部４１１は、その入力パルスの周期を求める。すなわち、周期測定部４１１を構成するカウンタが、入力パルスの立ち上がりエッジ（又は立ち下がりエッジ）で所定の周波数からなるクロックパルスの計数を開始し、カウンタは次の入力パルスの立ち上がりエッジ（又は立ち下がりエッジ）までそのクロックパルスの計数動作を継続する。クロックパルスは所定の周波数からなるので、周期測定部４１１は、そのカウンタの計数値に基づいて入力パルスの周期を測定できる。
回転数測定部４１２は、周期測定部４１１の測定周期に基づいて回転数（回転速度）を測定する。周期測定部４１１の測定周期と回転数とは、例えば図２３に示すような関係にある。そこで、回転数測定部４１２では、例えば図２３に示すような関係を満足するテーブルを用意しておき、このテーブルを参照して回転数Ｒを求めるようにする。
回転数電圧変換部４１３は、回転数測定部４１２の測定した回転数（回転速度）Ｒに基づき、例えば出力データが８ビットの場合に、次の（１）〜（３）で示すような変換式により出力電圧Ｖを出力し、その一例を図２４に示す。
（１）Ｖ＝０ （０≦Ｒ≦Ｒ１）
（２）Ｖ＝ｍ×Ｒ＋ｈ （Ｒ１≦Ｒ≦Ｒ０）
（３）Ｖ＝２５５ （Ｒ０≦Ｒ）
ここで、ｍは比例係数、ｈは定数、Ｒ０、Ｒ１は図２４に示すように回転数の範囲を示す値である。尚、図２４中のスケールは例示であり、その数値は特に意味を持たない。
従って、（２）に示す変換式の比例係数ｍと定数ｈを任意に設定することにより、回転数Ｒが所定の範囲内（図２４のＲ１からＲ０の範囲内、具体的には２００ｒｐｍ〜１２００ｒｐｍの範囲内）にあるときに、その範囲内で出力電圧Ｖが出力範囲の下限から上限まで（図２４の場合には０〜２５５）目一杯に振れるようにして、出力電圧Ｖを回転速度Ｒに比例して生成することができる。そして、回転数Ｒがその範囲から外れるときには、出力電圧Ｖとして下限値（図２４の場合には「０」）、上限値（図２４の場合には「２５５」）を出力することができる。
Ｄ／Ａ変換部４１４は、回転数電圧変換部４１３からのデジタル形態の出力電圧をＤ／Ａ変換してアナログ電圧とし、このアナログ電圧を出力する。
以上説明したように、第１実施形態に係る周波数電圧変換装置では、従来装置のようにフィルタ要素を含んでいないので、出力の遅れがない。また、出力範囲内では出力電圧が回転数に比例するので、出力電圧の直線性が確保できる。更に、変換式（２）の定数ｍ、ｈを変えることにより出力の傾きや出力範囲を容易に変えることができるので、ダイナミックレンジを広くとれる。
ここで、図２２の周波数電圧変換装置では、回転数電圧変換部４１３が出力電圧を生成する際に、上記のような変換式を使用するようにした。しかし、図２４に示すように回転数Ｒとこの回転数Ｒに対応する出力電圧Ｖとの関係が予めわかっている場合には、回転数電圧変換部４１３を、回転数Ｒとこれに対応する出力電圧Ｖとを予め格納させた回転数電圧変換テーブルに代えることができる。
このように回転数電圧変換テーブルの参照により出力電圧を得る場合には、回転数電圧変換部４１３のような変換式による場合に比較し、出力電圧を求める演算処理時間を短縮できる。
次に、本具体例の周波数電圧変換装置の第２実施形態について、図２５及び図２６を参照して説明する。
この第２実施形態に係る周波数電圧変換装置は、図２５に示すように、カウンタ４１５と、周期電圧変換部４１６と、Ｄ／Ａ変換部４１７とを備えている。
カウンタ４１５は、例えばモータの回転検出器（図示せず）からの検出パルスが入力されると、この入力パルスの周期のカウント値を求めるように構成されている。
周期電圧変換部４１６は、カウンタ４１５の求めた入力パルスの周期のカウント値に基づき、出力電圧を所定の変換式により生成するように構成されている。ここで、周期電圧変換部４１６により生成される電圧は、例えば８ビットのデジタル電圧である。
Ｄ／Ａ変換部４１７は、周期電圧変換部４１６からの出力電圧がデジタル電圧であるので、このデジタル電圧をアナログ電圧にＤ／Ａ変換して出力するように構成されている。
次に、このような構成からなる周波数電圧変換装置の動作について、以下に説明する。
いま、例えばモータの回転検出器（図示せず）からの検出パルスがカウンタ４１５に入力されると、カウンタ４１５は、その入力パルスの立ち上がりエッジ（又は立ち下がりエッジ）で所定の周波数からなるクロックパルスの計数を開始し、カウンタ４１５は次の入力パルスの立ち上がりエッジ（又は立ち下がりエッジ）までそのクロックパルスの計数動作を継続する。そして、カウンタ４１５は、その計数動作が終了すると、その最終のカウント値を入力パルスの周期を示す周期カウント値ＮＣとして周期電圧変換部４１６に出力するとともに、その計数動作を再開する。
周期電圧変換部４１６は、カウンタ４１５からの周期カウント値ＮＣに基づき、例えば出力データが８ビットの場合に、次の（４）〜（６）で示すような変換式により出力電圧Ｖを出力し、その一例を図２６に示す。
（４）Ｖ＝２５５ （０≦ＮＣ≦Ｎ０）
（５）Ｖ＝ｋ／ＮＣ＋ｂ（Ｎ０≦ＮＣ≦Ｎ１）
（６）Ｖ＝０ （Ｎ１≦ＮＣ）
ここで、ｋは比例係数、ｂは定数、Ｎ０、Ｎ１は図２６に示すように出力電圧Ｖが上限値、下限値になる場合のカウント値ＮＣの値である。
次に、（５）に示した変換式Ｖ＝ｋ／ＮＣ＋ｂの導出について、以下に説明する。
一般に、カウンタ４１５に入力される入力パルスは、例えばモータの１回転につきｘ個のパルスからなるものである。いま、回転速度Ｒ〔ｒｐｍ〕で回転しているものとすると、カウンタ４１５の入力パルスの周期ｔは次の（７）式となる。
ｔ＝６０／（Ｒ×ｘ）〔ｓｅｃ〕…（７）
ここで、定数である（６０／ｘ）を比例係数ｋ１に置き換えると、回転速度Ｒと入力パルス周期ｔとの関係は、次の（８）式となる。
ｔ＝ｋ１／Ｒ…（８）
カウンタ４１５から出力される周期カウント値ＮＣは、カウントクロックパルスの周期ｔｃとすると、次の（９）式となる。
ＮＣ＝ｔ／ｔｃ＝ｋ１／（ｔｃ×Ｒ）…（９）
ここで、定数（ｋ１／ｔｃ）を比例係数ｋ２で置き換えると、次の（１０）式となる。
Ｒ＝ｋ２／ＮＣ…（１０）
ところで、（２）式のように、出力電圧Ｖと回転数Ｒに対して、Ｖ＝ｍ×Ｒ＋ｈの関係がある。そこで、この式に（１０）式を代入すると、入力パルスの周期カウント値ＮＣと出力電圧Ｖとの関係は、次の（１１）式となる。
Ｖ＝ｍ×（ｋ２／ＮＣ）＋ｈ…（１１）
ここで、定数（ｍ×ｋ２）、ｈをそれぞれｋ、ｂに置き換えると、Ｖ＝ｋ／ＮＣ＋ｂが得られる。ここで、ｋ＝６０ｍ／（ｘ×ｔｃ）である。
以上説明したように、図２５の周波数電圧変換装置では、カウンタ４１５により入力パルスの周期のカウント値のカウントが終了し、その周期のカウント値ＮＣが得られると、図２２の周波数電圧変換装置のように回転速度を求めることなく直接出力電圧Ｖを求めるようにしたので、その出力演算の処理時間を短縮できる。
次に、上述した周波数電圧変換装置を用いたモータの制御装置について、図２７を参照して説明する。
図２７は、図２５に相当する周波数電圧変換装置を３相ハイブリッド型ステッピングモータの位置センサレス閉ループ駆動・制御に適用した場合のモータの制御装置の一例を示すブロック図である。図２８は、図２７の各部の信号波形例を示す波形図である。
尚、このモータの制御装置は、図２７に示すように多数の回路で構成されているが、その回路のうちの大部分をマイクロコンピュータによって実現することも可能である。
このモータの制御装置は、図２７に示すように、３相ハイブリッド型ステッピングモータ（３相ＨＢＭ）４２１を駆動する１２０度通電電圧型のインバータ４２２を備えている。中点検出回路４２３は、図２８の（Ａ）に示すモータ４２１の３つの端子電圧波形が中点と交差する点を検出して、図２８の（Ｂ）に示すような中点検出信号を出力するように構成されている。回転子位置検出パルス生成回路４２４は、中点検出回路４２３から出力される中点検出信号に基づいて、３相分の開放相逆起電力（図２８の（Ａ）参照）の中点のみを抽出し、電気角６０度毎にレベルが反転する回転子位置検出パルス（ＣＯＭＰＬＳ）を生成するように構成されている。
回転子位置検出パルス生成回路４２４で生成される回転子位置検出パルスは、転流タイミングに対して進み位相で得られるので、位相シフト回路４２５は、進み位相分だけそのパルスの位相を遅らせるようになっている。転流信号生成回路４２６は、位相シフト回路４２５で位相を遅らせた回転子位置検出パルスに基づいて、次の転流モードに対応する転流信号を出力するように構成されている。
以上が、位置センサレス閉ループ駆動の基本となる構成部分の説明であり、このようにして得られる転流信号を基にインバータ４２２を駆動することによりモータ４２１を駆動することが可能である。
しかし、上記のような構成のみによるモータ４２１の駆動では、モータ４２１の負荷が変わると回転速度が変化してしまうという不都合がある。そこで、このような不都合を解消するために速度制御を行う必要がある。ここで、速度情報をフィードバックするのに上述の周波数電圧変換装置を用いる。
また、例えばモータ４２１をプリンタのキャリッジの駆動、又は紙送り機構の駆動に使用する場合には、速度に加えてその位置も制御する必要がある。そこで、図２７に示すモータの制御装置では、外部から位置、速度の指令（パルスの個数で位置を指令し、パルスレートで速度を指令する）を与え、その指令に回転を追従するようなサーボコントローラ４２７が、図２７に示すように上記の構成に追加されている。
このサーボコントローラ４２７は、図２７に示すように、偏差カウンタ４２８と、Ｄ／Ａ変換回路４２９と、増幅回路４３０と、周波数電圧変換装置４３１と、増幅回路４３２と、加算器４３３と、ＰＷＭ信号生成回路４３４とを備えている。
偏差カウンタ４２８は、位置・速度指令パルス（駆動プロファイル）と回転子位置検出パルス生成回路４２４からの回転子位置検出パルスとをそれぞれカウントし、指令位置に対する偏差を出力するように構成されている。Ｄ／Ａ変換回路４２９は、偏差カウンタ４２８からの出力偏差をＤ／Ａ変換して出力するように構成されている。増幅回路４３０は、Ｄ／Ａ変換回路４２９の出力電圧を増幅して加算器４３３に出力するように構成されている。
ここで、上述の偏差カウンタ４２８によるフィードバック制御は単純な比例制御であるので、応答性を高めるためにゲイン（利得）を大きくすると制御系が振動的になってしまう。そこで、サーボコントローラ４２７では、周波数電圧変換装置４３１等からなる速度のフィードバック制御系を追加することによりダンピング特性を高めるようにしている。
周波数電圧変換装置４３１は、図２２もしくは図２５に示す周波数電圧変換装置に相当するものであり、回転子位置検出パルス生成回路４２４で生成される回転子位置検出パルスに基づき、回転速度に応じた電圧を出力するように構成されている。増幅回路４３２は、周波数電圧変換装置４３１からの出力電圧を増幅して加算器４３３に出力するように構成されている。加算器４３３は、増幅回路４３０の出力電圧と増幅回路４３２の出力電圧との差を求め、その求めた差の電圧をＰＷＭ信号生成回路４３４に出力するように構成されている。
ＰＷＭ信号生成回路４３４は、加算器４３３からの出力電圧に応じたデューティー比のＰＷＭ信号を出力するように構成されている。そのＰＷＭ信号は、転流信号生成回路４２６からの転流信号と合成回路４３５で合成されて駆動パルスを生成し、この生成された駆動パルスをもとに駆動信号生成回路４３６がインバータ４２２を制御するように構成されている。
次に、このように構成されるモータの制御装置の各部の動作について、図２７及び図２８を参照して説明する。
モータ４２１のロータの回転に伴ってステータコイルに逆起電力が発生すると、モータ４２１の端子電圧波形は図２８の（Ａ）に示すようになる。これにより、中点検出回路４２３は、図２８の（Ａ）に示すような端子電圧に基づいて図２８の（Ｂ）に示すような中点検出信号（モータ４２１のロータ位置を示すロータ位置信号）を生成する。
回転子位置検出パルス生成回路４２４は、中点検出回路４２３からの３相分の中点検出信号からその立ち上がりと立ち下がり（スパイク電圧、ＰＷＭ成分は無視）の各エッジを抽出して合成し、電気角６０度毎にレベルが反転する、図２８の（Ｃ）に示すような回転子位置検出パルス（ＣＯＭＰＬＳ）を生成する。
周波数電圧変換装置４３１を構成するカウンタ（図示せず）は、図２８の（Ｄ）に示すように、回転子位置検出パルス生成回路４２４からの回転子位置検出パルスの立ち上がりエッジで「０」からカウント（計数）を開始し、次のパルスの立ち上がりエッジでカウント値に対応する電圧値を出力し、カウンタはリセットされる。周波数電圧変換装置４３１では、カウンタがそのような動作を繰り返し、そのカウンタ値に応じて図２８の（Ｅ）に示すような出力電圧が出力される。周波数電圧変換装置４３１の動作の詳細については後述する。周波数電圧変換装置４３１の出力電圧は、増幅回路４３２で増幅されて加算器４３３に出力される。
一方、偏差カウンタ４２８は、位置・速度指令パルスと回転子位置検出パルス生成回路４２４で生成される回転子位置検出パルスとをそれぞれカウントし、指令位置に対する偏差を出力する。この出力偏差は、Ｄ／Ａ変換回路４２９でＤ／Ａ変換されたのち増幅回路４３０で増幅されて加算器４３３に出力される。
加算器４３３は、増幅回路４３０からの出力電圧と増幅回路４３２からの出力電圧との差電圧をＰＷＭ信号生成回路３４に出力する。ＰＷＭ信号生成回路４３４は、加算器４３３からの出力電圧と三角波とを比較し、図２８の（Ｆ）に示すようなＰＷＭ信号（ＰＷＭパルス）を出力する。
ところで、回転子位置検出パルス生成回路４２４で生成される回転子位置検出パルスのエッジは転流タイミングに対して進み位相で得られるので、位相シフト回路４２５は、図２８の（Ｇ）に示すように、その回転子位置検出パルスの位相を遅らせる。転流信号生成回路４２６は、その位相を遅らせた回転子位置検出パルスのエッジタイミングで、次の転流モードに対応する転流信号（転流パルス）を、図２８の（Ｉ）に示すように生成出力する。
転流信号生成回路４２６からの転流信号に、ＰＷＭ信号生成回路４３４からのＰＷＭ信号が合成回路４３５により重畳されて、合成回路４３５からは図２８の（Ｊ）に示すような駆動パルスが出力される。この駆動パルスをもとに駆動信号生成回路４３６は、インバータ４２２を制御し、モータ４２１を回転させる。
次に、周波数電圧変換装置３１の動作の詳細について、図２９及び図３０のフローチャートを参照して説明する。
回転子位置検出パルス生成回路４２４で生成される回転子位置検出パルスは、モータ４２１の回転速度情報を含むものであって、上述のように、電気角６０度毎にレベルが反転するので、その周期を計測することによりモータ４２１の回転速度を計測できる。
そこで、この周波数電圧変換装置４３１では、回転子位置検出パルス（ＣＯＭＰＬＳ）の周期計測を行うが、この周期計測は図示しないカウンタが、一定周波数のクロックパルスの数を、回転子位置検出パルスの立ち上がりエッジ（又は立ち下がりエッジ）から次の立ち上がりエッジ（又は立ち下がりエッジ）までの期間に亘ってカウントすることにより行う（図２８の（Ｃ）（Ｄ）参照）。
このカウンタのカウント動作は、図２９に示す周波数電圧変換処理（Ｆ／Ｖ変換処理）とは独立した、図３０に示すような回転子位置検出パルス（ＣＯＭＰＬＳ）周期カウントルーチンにより行う。
すなわち、回転子位置検出パルスの周期のカウンタによるカウント動作は、図３０に示すように、一定周波数のクロックパルスを取り込み（ステップＳ２１）、このクロックパルスの立ち上がり（又は立ち下がり）エッジを検出する度に（ステップＳ２２；Ｙｅｓ）、カウンタの変数（カウント値）Ｎを１ずつカウントアップすることにより行う（ステップＳ２３）。
一方、周波数電圧変換処理は、図２９に示すように、まず回転子位置検出パルス（ＣＯＭＰＬＳ）を取り込み（ステップＳ１）、回転子位置検出パルスの立ち上がり（又は立ち下がり）エッジで割り込みをかけて行う。すなわち、回転子位置検出パルスの立ち上がりエッジを検出すると（ステップＳ２；Ｙｅｓ）、多重割り込みを避けるために、まずそのパルスのエッジ検出を禁止し（ステップＳ３）、カウンタによる回転子位置検出パルスの周期のカウント動作を一時停止させる（ステップＳ４）。
このとき、それまで図３０の回転子位置検出パルス周期カウントルーチンでカウントされているカウント値がカウンタに格納されているので、そのカウンタの最終のカウント値ＮＣをレジスタに格納したのち、カウンタの値を「０」にリセットし（ステップＳ５）、カウンタによる回転子位置検出パルスの周期のカウント動作を再開させる（ステップＳ６）。
次いで、ステップＳ７〜ステップＳ１１では、そのカウント値ＮＣに基づいて、出力電圧Ｖを生成するような変換処理を行う。尚、この処理は、先の（４）〜（６）で示した変換式を満足させるものであり、そのカウント値ＮＣと出力電圧Ｖの関係の一例を図２６に示す。
まず、ステップＳ７では、そのカウント値ＮＣが、０≦ＮＣ≦Ｎ０の範囲にあるか否かが判定され、その範囲にある場合には（ステップＳ７；Ｙｅｓ）、出力電圧Ｖが「２５５」となり、その範囲にない場合には（ステップＳ７；Ｎｏ）、ステップＳ９の処理に移行する。
ステップＳ９では、カウント値ＮＣが、Ｎ０＜ＮＣ＜Ｎ１の範囲にあるか否かが判定され、その範囲にある場合には（ステップＳ９；Ｙｅｓ）、出力電圧ＶはＶ＝ｋ／ＮＣ＋ｂで与えられる（ステップＳ１０）。
他方、ステップＳ９において、カウント値ＮＣが上記の範囲外の場合には（ステップＳ９；Ｎｏ）、すなわち、カウント値ＮＣがＮ１≦ＮＣの場合には、出力電圧Ｖは「０」となる（ステップＳ１１）。
このようにして出力電圧Ｖを出力すると、次の回転子位置検出パルスのエッジを検出するために、そのエッジの検出を許可する（ステップＳ１２）。更に、その出力電圧Ｖを図示しないＤ／Ａ変換器によりＤ／Ａ変換し（ステップＳ１３）、最終的にアナログ量にして周波数電圧変換装置４３１の出力とする（ステップＳ１４）。
次に、図２９に示した周波数電圧変換処理におけるステップＳ７〜ステップＳ１１における各演算処理をテーブル処理に置き換えた場合について、図３１を参照して説明する。
すなわち、図２６に示すように、カウント値ＮＣとそれに対応する出力電圧Ｖが既知である場合には、そのカウント値ＮＣとそれに対応する出力電圧Ｖの関係を図３１に示すＮＣ−Ｖ対応テーブル４４１に図示のように予め記述（格納）しておく。そして、周波数電圧変換処理の際に、ステップＳ３７において、カウント値ＮＣからそのテーブル４４１を参照して出力電圧Ｖを求める。これにより、図２９に示した周波数電圧変換処理の場合に比較して、出力電圧Ｖを求める時間を短縮できる。
尚、図３１に示す周波数電圧変換処理は、ステップＳ３７以外のステップＳ３１〜ステップＳ３６が図２９のステップＳ１〜Ｓ６に対応し、ステップＳ３８〜ステップＳ４０が図２９のステップＳ１２〜Ｓ１４に対応するので、その各ステップの説明は省略する。
以上説明したように、この具体例に係るモータの制御装置では、出力の遅れがない上に、出力範囲内において回転速度に対する直線性を確保でき、かつ、ダイナミックレンジが広くとれる周波数電圧変換装置を用いるようにしたので、３相ハイブリッド型ステッピングモータの応答特性の向上を図ることができる。
このように、本発明は、特に、ステータコイルに発生する逆起電力を利用して制御する際に、モータの正確な位置決め制御をすることが可能な方法及び装置であり、とりわけハイブリッドステッピングモータに適用することが好ましく、また、本発明を適用したモータは、正確な位置決めを必要とするプリンタの各種駆動機構や紙送り機構に好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係り、モータの制御装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図２】モータの制御装置の各部の動作例を説明するフローチャートである。
【図３】モータの制御装置による運転パターン例を説明する図である。
【図４】本発明の実施例に係り、モータの制御装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図５】ＰＩ位置制御系に速度マイナーループ補償を加えたブロック線図である。
【図６】モータの制御装置の各部の動作例を説明するフローチャートである。
【図７】モータの制御装置による運転パターン例を説明する図である。
【図８】ＰＩ位置制御系を示すブロック線図である。
【図９】モータの制御装置による運転パターン例を説明する図である。
【図１０】本発明の実施例に係り、モータの制御装置の一例を示すブロック図である。
【図１１】同モータの制御装置の各部の動作波形の一例を示す波形図である。
【図１２】従来のステッピングモータの機械的な構造を示す断面図である。
【図１３】同ステッピングモータの回転子と固定子の関係を示す平面図である。
【図１４】同ステッピングモータの回転子と固定子の要部を示す拡大図である。
【図１５】回転子と固定子との空隙に発生する磁束と、ステータコイルに発生する逆起電力の一例を示す図である。
【図１６】具体例に係り、モータ制御装置を示す回路図である。
【図１７】具体例に係り、逆起電力検出回路及び制御回路を示す回路図である。
【図１８】具体例に係り、ステータコイルに生じる逆起電力を示す説明図である。
【図１９】具体例に係り、ステータコイルの逆起電力及びコンパレータの出力パルスを示す説明図である。
【図２０】具体例に係り、転流信号発信回路の出力パルス及びＰＷＭ信号を示す説明図である。
【図２１】具体例に係り、モータ制御を示すフローチャートである。
【図２２】本具体例の周波数電圧変換装置の第１実施形態の構成の一例を示すブロックである。
【図２３】回転数と入力パルス周期の関係を示す図である。
【図２４】回転数と出力電圧の関係を示す図である。
【図２５】本具体例の周波数電圧変換装置の第２実施形態の構成の一例を示すブロックである。
【図２６】カウント値と出力電圧の関係を示す図である。
【図２７】本具体例に係る周波数電圧変換装置を３相ハイブリッド型ステッピングモータの位置センサレス閉ループ駆動・制御に適用した場合のモータの制御装置の一例を示すブロック図である。
【図２８】図２７の各部の信号波形例を示す波形図（タイムチャート）である。
【図２９】周波数電圧変換装置における周波数電圧変換処理の一例を示すフローチャートである。
【図３０】同装置における回転子位置検出パルスの周期のカウント処理を示すフローチャートである。
【図３１】テーブルの使用による周波数電圧変換処理の一例を示すフローチャートである。
【図３２】従来装置の構成を示す図である。

Claims (16)

1. 同期運転と位置センサレス運転とを備えるとともに、これらを相互に切り換える運転モード切換手段を有する位置センサレスモータの制御方法において、
   前記同期運転のときには、位置指令信号に同期させてモータのステータコイルを励磁してロータを回転させ、
   前記位置センサレス運転のときには、前記ステータコイルに発生する逆起電力に基づいてロータの回転位置を検出し、このロータの検出回転位置に同期させて前記ステータコイルを励磁してロータを回転させるとともに、前記位置指令信号による回転目標位置と前記検出回転位置とから目標位置と現在位置との偏差を求め、この求めた偏差に基づいて位置センサレス閉ループ駆動を行い、
   更に、前記位置センサレス運転の開始時には、前記偏差に所定のバイアスを加え、その後このバイアスを減少させるようにしたことを特徴とする位置センサレスモータの制御方法。
2. 前記同期運転から前記位置センサレス運転への切換えは、前記ステータコイルに発生する逆起電力が所定のレベルに達したことを条件に行い、前記位置センサレス運転から前記同期運転への切換えは、前記偏差が零になったことを条件に行うようにしたことを特徴とする請求項１記載の位置センサレスモータの制御方法。
3. 同期運転と位置センサレス運転とを備えるとともに、これらを相互に切り換える運転モード切換手段を有する位置センサレスモータの制御装置において、
   前記運転モード切換手段により前記同期運転が選択されているときに、位置指令信号に同期させてモータのステータコイルの励磁を行い、前記位置センサレス運転が選択されているときに、前記ステータコイルに発生する逆起電力に基づいてロータの回転位置を検出し、このロータの検出回転位置に同期させて前記ステータコイルの励磁を行うステータコイル駆動手段と、
   前記運転モード切換手段により前記位置センサレス運転が選択されているときに、前記位置指令信号と前記ロータの検出回転位置とから目標位置と現在位置との偏差を求める偏差算出手段と、
   前記運転モード切換手段により前記位置センサレス運転が選択されているときに、前記偏差算出手段で求めた偏差に応じて前記ステータコイル駆動手段の駆動制御を行う制御手段と、
   前記運転モード切換手段により前記位置センサレス運転が選択された直後には、前記偏差算出手段で求めた偏差に所定のバイアスを加え、このバイアスを時間の経過とともに減少させるバイアス制御手段と、
   を備えることを特徴とする位置センサレスモータの制御装置。
4. 前記運転モード切換手段は、前記位置指令信号の周波数を計測する周波数計測手段を備え、前記位置指令信号の周波数が所定値を超えたときに同期運転から位置センサレス運転への切り換えを行い、前記偏差が零になったときに位置センサレス運転から同期運転への切り換えを行うことを特徴とする請求項３記載の位置センサレスモータの制御装置。
5. 同期運転と位置センサレス運転とを備えるとともに、これらを相互に切り換える運転モード切換手段を有する位置センサレスモータの制御方法において、
   前記同期運転のときには、位置指令信号に同期させてモータのステータコイルを励磁してロータを回転させ、
   前記位置センサレス運転のときには、前記ステータコイルに発生する逆起電力に基づいてロータの回転位置を検出し、このロータの検出回転位置を示すロータ回転位置信号に同期させて前記ステータコイルを励磁してロータを回転させるとともに、
   前記位置指令信号による回転目標位置と前記ロータの検出回転位置とから目標位置と現在位置との偏差を求め、この求めた偏差の積分値を前記偏差に加算し、前記ロータ回転位置信号に基づいてロータ回転速度を求め、前記偏差と前記偏差の積分値との加算値から、前記ロータ回転速度を減算した値に基づいて位置センサレス閉ループ駆動を行い、
   前記運転モード切換手段により、前記同期運転から前記位置センサレス運転に移行するときに、前記偏差の積分値には所定の初期値が設定されるようにしたことを特徴とする位置センサレスモータの制御方法。
6. 前記運転モード切換手段は、前記位置指令信号の周波数を計測する周波数計測手段を備え、
   前記運転モード切換手段による運転モードの切り換えは、同期運転による運転開始後、前記位置指令信号の周波数或は逆起電力のレベルが第１の所定値を超えたときに位置センサレス運転に切り換え、前記位置指令信号の周波数或は逆起電力のレベルが第２の所定値を下回り且つ前記偏差が零のときに位置センサレス運転から同期運転に切り換えることを特徴とする請求項５記載の位置センサレスモータの制御方法。
7. 同期運転と位置センサレス運転とを備えるとともに、これらを相互に切り換える運転モード切換手段を有する位置センサレスモータの制御装置において、
   前記運転モード切換手段により前記同期運転が選択されているときに、位置指令信号に同期させてモータのステータコイルの励磁を行い、前記位置センサレス運転が選択されているときに、前記ステータコイルに発生する逆起電力に基づいてロータの回転位置を検出し、このロータの検出回転位置を示すロータ回転位置信号に同期させて前記ステータコイルの励磁を行うステータコイル駆動手段と、
   前記運転モード切換手段により前記位置センサレス運転が選択されているときに、前記位置指令信号による回転目標位置と前記ロータの検出回転位置とから目標位置と現在位置との偏差を求める偏差算出手段と、
   前記偏差算出手段で求めた偏差の積分値を求める積分手段と、
   前記ロータ回転位置信号に基づいてロータ回転速度を求める回転速度検出手段と、
   前記偏差に前記偏差の積分値を加算し、前記偏差と前記偏差の積分値との加算値から、前記ロータ回転速度を減算した値に基づいて前記ステータコイル駆動手段の駆動制御を行う制御手段と、
   前記運転モード切換手段により、前記同期運転から前記位置センサレス運転に移行するときに、前記積分手段における前記偏差の積分値に所定の初期値を設定する初期値設定手段と、
   を備えることを特徴とする位置センサレスモータの制御装置。
8. 前記運転モード切換手段は、前記位置指令信号の周波数を計測する周波数計測手段を備え、前記位置指令信号の周波数或は逆起電力のレベルが第１の所定値を超えたときに同期運転から位置センサレス運転への切り換えを行い、前記位置指令信号の周波数或は逆起電力のレベルが第２の所定値を下回り且つ前記偏差が零のときに位置センサレス運転から同期運転への切り換えを行うことを特徴とする請求項７記載の位置センサレスモータの制御装置。
9. モータのステータコイルに発生する逆起電力が正から負又は負から正に変化する時点を検出し、この検出した各時点を基準に遅延時間を加えて前記ステータコイルの通電切換タイミングを決定し、この決定した通電切換タイミングに基づいて前記ステータコイルに通電してロータを回転させるようにしたモータの制御方法であって、
   前記遅延時間は、前記各検出時点間の時間を測定し、その測定時間のうち、前記逆起電力の正負の期間に対応する測定時間を使用するようにしたことを特徴とする位置センサレスモータの制御方法。
10. 前記遅延時間は、前記各検出時点間の時間を順次測定し、前記通電切換タイミングの決定時の直前よりも１つ前に測定された時間を使用するようにしたことを特徴とする請求項９記載の位置センサレスモータの制御方法。
11. モータのステータコイルに発生する逆起電力を所定電圧と比較して、ロータの回転位置を示すロータ位置信号を生成する位置検出手段と、
    この位置検出手段で生成されたロータ位置信号の変化時点を検出し、この検出された変化時点間の時間を測定する計時手段と、
    この計時手段で検出された変化時点を基準に遅延時間を加えて前記ステータコイルの通電切換タイミングを決定するとともに、前記遅延時間として前記計時手段での測定時間のうち、前記逆起電力の正負の期間に対応する測定時間を使用する通電切換タイミング決定手段と、
    この通電切換タイミング決定手段で決定された通電切換タイミングにより前記ステータコイルを通電する励磁手段と、
    を備えたことを特徴とする位置センサレスモータの制御装置。
12. 前記計時手段は、前記位置検出手段で生成されたロータ位置信号の立ち上がり及び立ち下がりのエッジを順次検出し、この検出されたエッジ間の時間を順次測定するようし、
    前記通電切換タイミング決定手段は、前記計時手段でのエッジの各検出時に、この各検出時を基準に遅延時間を加えて前記ステータコイルの通電切換タイミングを決定するとともに、前記遅延時間として前記通電切換タイミングの決定時の直前よりも、１つ前に前記計時手段で測定された時間を使用するようにしたことを特徴とする請求項１１記載の位置センサレスモータの制御装置。
13. モータのステータコイルに発生する逆起電力によりロータの位置を検出し、この検出位置に基づいて前記ステータコイルに通電して前記ロータを回転させるようにしたモータの制御方法であって、
    前記逆起電力が正から負又は負から正に変化する変化時点を検出し、この検出した変化時点間の時間を測定し、この測定時間のうち前記逆起電力の正負の期間に対応する２つの時間の平均から前記ロータの回転速度を求め、この求めた回転速度により閉ループ制御を行うようにしたことを特徴とする位置センサレスモータの制御方法。
14. モータのステータコイルに発生する逆起電力によりロータの位置を検出し、この検出位置に基づいて前記ステータコイルに通電して前記ロータを回転させるようにしたモータの制御方法であって、
    前記逆起電力が正から負又は負から正に変化する変化時点を検出し、この検出した変化時点間の時間を順次測定し、前記変化時点ごとに、前回と前々回の測定時間の平均から前記ロータの回転速度を求め、この求めた回転速度により閉ループ制御を行うようにしたことを特徴とする位置センサレスモータの制御方法。
15. モータのステータコイルに発生する逆起電力を所定電圧と比較して、ロータの回転位置を示すロータ位置信号を生成する位置検出手段と、
    この位置検出手段で生成されたロータ位置信号に基づいて前記ステータコイルを通電する励磁手段と、
    前記位置検出手段で生成されたロータ位置信号からその変化時点を順次検出し、この検出された変化時点間の時間を測定し、この測定時間のうち前記逆起電力の正負の期間に対応する２つの時間の平均から前記ロータの回転速度を求める回転速度検出手段と、
    この回転速度検出手段で求められた回転速度が目標値に一致するように、前記励磁手段を制御する制御手段と、
    を備えたことを特徴とするモータの制御装置。
16. モータのステータコイルに発生する逆起電力を所定電圧と比較して、ロータの回転位置を示すロータ位置信号を生成する位置検出手段と、
    この位置検出手段で生成されたロータ位置信号の変化時点を検出し、この検出された変化時点間の時間を測定する計時手段と、
    この計時手段で検出された変化時点を基準に遅延時間を加えて、前記ステータコイルの通電切換タイミングを決定するとともに、前記遅延時間として前記計時手段で測定した時間のうち前記逆起電力の正負の期間に対応する時間を使用する通電切換タイミング決定手段と、
    この通電切換タイミング決定手段で決定された通電切換タイミングにより前記ステータコイルに通電する励磁手段と
    前記計時手段で測定された時間のうち、前記逆起電力の正負の期間に対応する２つの時間の平均から前記ロータの回転速度を求める回転速度検出手段と、
    この回転速度検出手段で求められた回転速度が目標値に一致するように、前記励磁手段を制御する制御手段と、
    を備えたことを特徴とする位置センサレスモータの制御装置。

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