JP6410382B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、センサレス型のモータ（センサレスモータ）の駆動電流を制御するモータ制御回路に関する。

例えば特許文献１は、モータ制御回路として、電気自動車用制御装置を開示し、電気自動車用制御装置は、バッテリからの直流電力でエアコン用コンプレッサモータの駆動電流を生成するインバータと、エアコン用コンプレッサモータの逆起電圧に基づきエアコン用コンプレッサモータのロータ位置を検出するロータ位置検出回路と、インバータを制御するゲート駆動回路と、を備えている。ここで、エアコン用コンプレッサモータは、センサレスモータであり、例えばホール素子、レゾルバ等の回転角センサを有していない。エアコン用コンプレッサモータ（センサレスモータ）が回転角センサを有しないので、ロータ位置検出回路は、逆起電圧に基づきロータ位置を検出又は推定する必要がある。

しかしながら、エアコン用コンプレッサモータが回転しないで静止している時に、逆起電圧は発生せず、従って、ロータ位置検出回路は、ロータ位置を検出することができない。また、エアコン用コンプレッサモータが起動する時に、言い換えれば、エアコン用コンプレッサモータの回転速度が低い時に、逆起電圧は小さく、従って、ロータ位置検出回路は、ロータ位置を検出し難い。ロータ位置検出回路がロータ位置を検出できるまでの間、電気自動車用制御装置の他制運転指令回路は、エアコン用コンプレッサモータの回転速度が徐々に増加するように、ゲート駆動回路を制御することができる。

ところで、他制運転指令回路がゲート駆動回路を介してインバータを制御する時に、エアコン用コンプレッサモータは、振動してしまう。エアコン用コンプレッサモータの振動を低減するために、電気自動車用制御装置は、電流制限回路を備え、電流制限回路は、回転速度に比例する電流制限値とエアコン用コンプレッサモータの駆動電流とを比較する比較器を有している。言い換えれば、電流制限回路の比較器は、可変の駆動電流が可変の電流制限値を超えているか否かを判定し、可変の駆動電流が可変の電流制限値を超えている時に、比較器は、インバータでの直流電力から駆動電流への生成を停止するためのＬｏｗ信号をゲート駆動回路に出力することができる。

他方、他制運転指令回路がゲート駆動回路を介してインバータを制御しない時に、言い換えれば、ロータ位置検出回路がロータ位置を検出できる時に、電流制限回路の比較器は、可変の駆動電流が可変の電流制限値よりも大きい固定の電流制限値を超えているか否かを判定し、可変の駆動電流が固定の電流制限値を超えている時に、比較器は、インバータでの直流電力から駆動電流への生成を停止するためのＬｏｗ信号をゲート駆動回路に出力することができる。

特開平０７−１１５７９１号公報

しかしながら、ロータ位置が検出される状態で特許文献１のエアコン用コンプレッサモータの回転速度が急激に又は瞬時に増加するように、ゲート駆動回路がインバータを指示する時に、本発明者らは、ロータ位置検出回路でのロータ位置の検出処理がロータ回転速度の急激な増加に追従できず、ロータ位置検出回路がロータ位置を見失ってしまうことを認識した。言い換えれば、本発明者らは、エアコン用コンプレッサモータの回転速度が急激に又は瞬時に増加しないでロータ位置検出回路がロータ位置を検出し続けるように、特許文献１のゲート駆動回路の制御を複雑化又は高度化する必要があることを認識した。

本発明の１つの目的は、ロータ位置の検出を継続可能なモータ制御回路を提供することである。本発明の他の目的は、以下に例示する態様及び最良の実施形態、並びに添付の図面を参照することによって、当業者に明らかになるであろう。

以下に、本発明の概要を容易に理解するために、本発明に従う態様を例示する。

第１の態様において、モータ制御装置は、
モータ電源からの直流電力でセンサレスモータの実際駆動電流を生成するインバータ回路と、
前記実際駆動電流を実際駆動信号として検出する電流検出回路と、
前記センサレスモータの逆起電圧に基づき前記センサレスモータのロータ位置を検出する位置検出回路と、
前記センサレスモータの目標回転速度に応じて前記インバータ回路を制御するモータ制御回路と、
前記センサレスモータの前記ロータ位置に基づく前記センサレスモータの実際回転速度が所定回転速度よりも高い高回転速度である時に低バイアス信号を生成するととともに、前記実際回転速度が前記所定回転速度よりも低い低回転速度である時に前記低バイアス信号よりも高いバイアスを有する高バイアス信号を生成する生成回路と、
前記生成回路によって生成されるバイアス信号と前記電流検出回路によって検出される前記実際駆動信号とを加算する加算回路と、
を備え、
前記位置検出回路が前記ロータ位置を検出できる時に、前記モータ制御回路は、常に、前記加算回路からの加算信号が固定の上限値を超えているか否かを判定し、
前記加算信号が前記固定の上限値を超えている時に、前記モータ制御回路は、前記インバータ回路での前記直流電力から前記実際駆動電流への生成を停止する。

第１の態様では、生成回路は、センサレスモータの実際回転速度に基づきバイアス信号を生成し、加算回路は、そのバイアス信号と実際駆動信号と加算し、その加算結果として加算信号をモータ制御回路に出力することができる。特に、実際回転速度が低回転速度である時に、実際駆動信号は、バイアス信号（高バイアス信号）と加算されるので、実際駆動信号の小さな増加だけで加算信号が固定の上限値を超え易くなり、インバータ回路での直流電力から実際駆動電流への生成は、停止され易い。言い換えれば、センサレスモータの実際回転速度が急激に増加しないように、実際駆動電流の急激な増加は、バイアス信号の存在によって抑制される。従って、位置検出回路は、ロータ位置を検出し続けることができる。

なお、実際回転速度が低回転速度である時に、センサレスモータの逆起電圧は、大きくなく、従って、モータ制御回路は、センサレスモータへの過電流の流入を防ぐために、生成回路及び加算回路と協働することができる。即ち、実際回転速度が低回転速度である時に、バイアス信号を、加算信号（バイアス信号と実際駆動信号との加算結果）が固定の上限値を適切に下回る程度まで大きく設定する（例えば、図４（Ａ），図４（Ｂ）を参照）ことが好ましく、これにより、センサレスモータへの過電流流入を防止できる。また、加算信号と固定の上限値との差が適切に保たれることが好ましく、これにより、センサレスモータへの過電流流入及びインバータ回路（駆動回路）の損傷を防ぐ機能（回路保護機能）をより一層適切に働かせることができる。

加えて、第１の態様では、実際回転速度が高回転速度である時に、高バイアス信号のバイアスは、低バイアス信号のバイアスに減少される。言い換えれば、本発明者らは、実際回転速度が高回転速度である時に、目標回転速度が急激に増加しても、ロータ位置が見失われ難いことを認識した。加算回路は、低バイアス信号と実際駆動信号と加算するので、インバータ回路での直流電力から実際駆動電流への生成は、高バイアス信号のバイアスの減少分だけ停止され難い。従って、実際回転速度が高回転速度である時に、モータ制御装置は、センサレスモータの出力の抑制を招き難い。

第１の態様に従属する第２の態様において、
前記生成回路は、トランジスタを含んでもよく、
前記実際回転速度が前記高回転速度である時に、前記生成回路が前記バイアス信号をゼロに設定するように、前記トランジスタは、ＯＦＦされてもよい。

第２の態様では、センサレスモータの実際回転速度が高回転速度である時に、実際回転速度に基づき生成されるバイアス信号は、生成回路でのトランジスタのＯＦＦを介して、ゼロに設定される。ここで、バイアス信号がゼロに設定されることは、トランジスタのＯＦＦによって、バイアス信号が実際にゼロになる状態だけでなく、バイアス信号がゼロに向かって小さくなる状態も含む。生成回路の出力をトランジスタで制御できるので、簡易な構成で生成回路を形成することができる。

第２の態様に従属する第３の態様において、
前記生成回路は、前記実際回転速度を回転電圧に変換する変換回路を更に含んでもよく、
前記変換回路は、前記回転電圧を前記トランジスタに印加してもよい。

第３の態様では、生成回路は、センサレスモータの実際回転速度を回転電圧に変換する変換回路を更に含んでいる。変換回路の出力がトランジスタに印加されるので、生成回路は、実際回転速度に基づきトランジスタをＯＮ／ＯＦＦ制御することができる。

第３の態様に従属する第４の態様において、
前記変換回路は、第１のコンデンサと第２のコンデンサと第１のダイオードと第２のダイオードとを含んでもよく、
前記第１のコンデンサの一端は、前記生成回路の電源電圧に接続されてもよく、
前記第１のコンデンサの他端は、前記実際回転速度として入力されるパルス電圧に接続されてもよく、
前記第２のコンデンサの一端は、前記第１のコンデンサの前記一端に接続されてもよく、
前記第１のダイオードのアノードは、前記パルス電圧に接続されてもよく、
前記第１のダイオードのカソードは、前記第１のコンデンサの前記他端に接続されてもよく、
前記第２のダイオードのカソードは、前記第１のコンデンサの前記他端に接続されてもよく、
前記第２のダイオードのアノードは、前記第２のコンデンサの他端に接続されてもよく、
前記第２のコンデンサの放電時定数は、前記第１のコンデンサの放電時定数よりも大きくてもよく、
前記第２のコンデンサの両端間電圧に基づき前記トランジスタがＯＮされる時に、前記生成回路は、前記バイアス信号として、前記電源電圧に基づく信号を出力されてもよい。

第４の態様では、変換回路は、第１及び第２のコンデンサ並びに第１及び第２のダイオードを含み、第１及び第２のコンデンサの一端は、生成回路の電源電圧に接続され、且つ第１及び第２のコンデンサの他端は、センサレスモータの実際回転速度に応じた例えば周波数を有するパルス電圧に接続されている。また、第１のダイオードのアノード及びカソードは、それぞれ、パルス電圧及び第１のコンデンサの他端に接続され、且つ第２のダイオードのカソード及びアノードは、それぞれ、第１及び第２のコンデンサの他端に接続されている。従って、実際回転速度に基づくパルス電圧の周波数が低い程、第１及び第２のコンデンサの両端間電圧は、大きくなる。

加えて、第４の態様では、第２のコンデンサの放電時定数は、第１のコンデンサの放電時定数よりも大きい。従って、電源電圧で充電された第２のコンデンサの電荷の放電速度は、電源電圧で充電された第１のコンデンサの電荷の放電速度よりも緩やかであり、第２のコンデンサの両端間電圧は、トランジスタをＯＮ／ＯＦＦ制御し易い。言い換えれば、第２のコンデンサの両端間電圧が実際回転速度に依存して変動する範囲内でトランジスタのＯＮ閾値電圧を設計し易い。

なお、パルス電圧の周波数（センサレスモータの実際回転速度）が低い時に、トランジスタがＯＮされて、生成回路は、バイアス信号として、生成回路の電源電圧に基づく信号を出力することができる。また、生成回路は、特許文献１の電流制限回路を形成する比較器を含む必要がない。

第３の態様に従属する第５の態様において、
前記変換回路は、第１のコンデンサと第２のコンデンサと第１のダイオードと第２のダイオードと他のトランジスタとを含んでもよく、
前記第１のコンデンサの一端は、前記実際回転速度として入力されるパルス電圧に接続されてもよく、
前記第１のコンデンサの他端は、前記生成回路の接地電圧に接続されてもよく、
前記第２のコンデンサの一端は、前記第１のコンデンサの前記一端に接続されてもよく、
前記第２のコンデンサの他端は、前記生成回路の前記接地電圧に接続されてもよく、
前記第１のダイオードのカソードは、前記パルス電圧に接続されてもよく、
前記第１のダイオードのアノードは、前記第１のコンデンサの前記一端に接続されてもよく、
前記第２のダイオードのアノードは、前記第１のコンデンサの前記一端に接続されてもよく、
前記第２のダイオードのカソードは、前記第２のコンデンサの前記一端に接続されてもよく、
前記第２のコンデンサの放電時定数は、前記第１のコンデンサの放電時定数よりも大きくてもよく、
前記第２のコンデンサの両端間電圧に基づき前記他のトランジスタがＯＮされ且つ前記トランジスタがＯＮされる時に、前記生成回路は、前記バイアス信号として、前記電源電圧に基づく信号を出力してもよい。

第５の態様では、変換回路は、第１及び第２のコンデンサ、第１及び第２のダイオード、並びに他のトランジスタを含み、実際回転速度に基づくパルス電圧の周波数が低い程、第１及び第２のコンデンサの両端間電圧は、大きくなる。また、第５の態様では、第２のコンデンサの両端間電圧は、他のトランジスタ及びトランジスタをＯＮ／ＯＦＦ制御し易い。加えて、パルス電圧の周波数（センサレスモータの実際回転速度）が低い時に、他のトランジスタ及びトランジスタの双方がＯＮされて、生成回路は、バイアス信号として、生成回路の電源電圧に基づく信号を出力することができる。なお、生成回路は、特許文献１の電流制限回路を形成する比較器を含む必要がない。

また、第５の態様において、好ましくは、バイアス信号の一部を他のトランジスタの入力に帰還させて、変換回路にヒステリシスを持たせ、パルス電圧の周期でバイアス信号がＯＮ／ＯＦＦされることを防ぐことができる。

第３の態様に従属する第６の態様において、
前記変換回路は、第１のコンデンサと第２のコンデンサと第１のダイオードと第２のダイオードと比較器とを含んでもよく、
前記第１のコンデンサの一端は、前記実際回転速度として入力されるパルス電圧に接続されてもよく、
前記第１のコンデンサの他端は、前記生成回路の接地電圧に接続されてもよく、
前記第２のコンデンサの一端は、前記第１のコンデンサの前記一端に接続されてもよく、
前記第２のコンデンサの他端は、前記生成回路の前記接地電圧に接続されてもよく、
前記第１のダイオードのカソードは、前記パルス電圧に接続されてもよく、
前記第１のダイオードのアノードは、前記第１のコンデンサの前記一端に接続されてもよく、
前記第２のダイオードのアノードは、前記第１のコンデンサの前記一端に接続されてもよく、
前記第２のダイオードのカソードは、前記第２のコンデンサの前記一端に接続されてもよく、
前記第２のコンデンサの放電時定数は、前記第１のコンデンサの放電時定数よりも大きくてもよく、
前記第２のコンデンサの両端間電圧に基づき前記比較器がＬｏｗ信号を出力し且つ前記トランジスタがＯＮされる時に、前記生成回路は、前記バイアス信号として、前記電源電圧に基づく信号を出力してもよい。

第６の態様では、変換回路は、第１及び第２のコンデンサ、第１及び第２のダイオード、並びに比較器を含み、実際回転速度に基づくパルス電圧の周波数が低い程、第１及び第２のコンデンサの両端間電圧は、大きくなる。また、第６の態様では、第２のコンデンサの両端間電圧は、比較器及びトランジスタをそれぞれＨｉｇｈ／Ｌｏｗ制御及びＯＮ／ＯＦＦ制御し易い。加えて、パルス電圧の周波数（センサレスモータの実際回転速度）が低い時に、比較器がＬｏｗ信号を出力し且つトランジスタがＯＮされて、生成回路は、バイアス信号として、生成回路の電源電圧に基づく信号を出力することができる。

第４乃至第６の態様の何れか１つの態様に従属する第７の態様において、
前記センサレスモータが回転しないで静止している時点から所定期間が経過する時点までの起動モードで前記モータ制御回路が前記センサレスモータの回転を開始する時に、前記起動モードが完了するまでの間、前記トランジスタがＯＮされず、前記生成回路が前記バイアス信号をゼロに設定するように、前記第２のコンデンサの容量は、設計されてもよい。

第７の態様では、センサレスモータの起動モードが完了するまでの間、生成回路は、バイアス信号をゼロに設定することができる。言い換えれば、起動モードでのセンサレスモータの実際回転速度がゼロから起動時の最終目標回転速度まで増加するまでの所定期間は、前記トランジスタがＯＮされないように、第２のコンデンサの容量を設計することができる。これにより、起動モードにおいて、センサレスモータの実際駆動電流の増加は、バイアス信号によって抑制されないので、モータ制御装置は、センサレスモータを適切に起動させることができる。

第１乃至第７の態様の何れか１つに従属する第８の態様において、
前記加算回路は、抵抗であってもよく、
前記抵抗及びコンデンサは、ローパスフィルタを構成してもよい。

第８の態様では、簡易な構成（ローパスフィルタの一部である抵抗）で加算回路を形成することができる。

第１乃至第８の態様の何れか１つに従属する第９の態様において、
前記実際回転速度が前記所定回転速度よりも高い定格回転速度以下の前記高回転速度である時に、前記生成回路が前記バイアス信号をゼロに設定するように、前記トランジスタは、ＯＦＦされてもよい。

第９の態様では、センサレスモータの実際回転速度が高回転速度（≦定格回転速度）である時に、生成回路は、バイアス信号をゼロに設定することができる。実際回転速度が定格回転速度を含む高回転速度である時に、センサレスモータの実際駆動電流は、バイアス信号によって抑制される必要がなく、このような状況でバイアス信号をゼロにすればモータ制御装置は、センサレスモータの能力を最大化することができる。

当業者は、例示した本発明に従う態様が、本発明の精神を逸脱することなく、さらに変更され得ることを容易に理解できるであろう。

本発明に従うモータ制御装置の概略構成例を示す。 図２（Ａ）及び図２（Ｂ）の各々は、図１の生成回路及び加算回路の構成例を示す。 図３（Ａ）及び図３（Ｂ）は、それぞれ、高回転速度状態及び低回転速度状態での図２（Ａ）のコンデンサの両端間電圧の変動例（時間依存性）を示す。 図４（Ａ）及び図４（Ｂ）の各々は、図１の生成回路、電流検出回路及び加算回路の出力例を示す。 図５（Ａ）及び図５（Ｂ）の各々は、図１の生成回路の他の構成例を示す。 図６（Ａ）及び図６（Ｂ）は、それぞれ、高回転速度状態及び低回転速度状態での図５（Ａ）のコンデンサの両端間電圧の変動例（時間依存性）を示す。

以下に説明する最良の実施形態は、本発明を容易に理解するために用いられている。従って、当業者は、本発明が、以下に説明される実施形態によって不当に限定されないことを留意すべきである。

図１は、本発明に従うモータ制御装置の概略構成例を示す。図１に示されるように、モータ制御装置は、例えばＮ型のトランジスタ１２，１３，１４，１５，１６，１７で構成される例えば３相のインバータ回路を制御するモータ制御回路４を備え、生成回路１及び加算回路３を更に備えている。生成回路１は、例えば３相のセンサレスモータ１８の実際回転速度に基づきバイアス信号Ｖ_Ｉｂを生成し、その実際回転速度は、位置検出回路５によって検出されるロータ位置に基づいている。また、加算回路３は、バイアス信号Ｖ_Ｉｂと実際駆動信号Ｖ_Ｉｄとを加算し、その実際駆動信号Ｖ_Ｉｄは、例えばシャント抵抗Ｒ７で構成される電流検出回路２によって検出され、実際駆動信号Ｖ_Ｉｄは、実際駆動電流を表している。

図１のモータ制御回路４は、常に、加算回路３からの加算信号Ｖ_Ｉｄｂが固定の上限値Ｖ_ＩＬ（図４（Ａ）参照）を超えているか否かを判定し、加算信号Ｖ_Ｉｄｂが固定の上限値Ｖ_ＩＬを超えている時に、モータ制御回路４は、インバータ回路の通電を停止することができる。なお、バイアス信号Ｖ_Ｉｂ、実際駆動信号Ｖ_Ｉｄ及び加算信号Ｖ_Ｉｄｂの形式は、典型的には電圧である。

図１のモータ制御装置は、例えば車両バッテリ（典型的には１２［Ｖ］）で構成されるモータ電源１１を備え、インバータ回路は、モータ電源１１からの直流電力でセンサレスモータ１８の実際駆動電流を生成する。位置検出回路５は、センサレスモータ１８の逆起電圧に基づきセンサレスモータ１８のロータ位置を検出する。ここで、ロータ位置は、例えばロータ回転角であり、位置検出回路５は、逆起電圧のゼロクロス、逆起電圧の位相、逆起電圧の積分等によってロータ回転角を検出し、検出結果をモータ制御回路４に出力することができる。

なお、センサレスモータ１８が回転しないで静止している時に、逆起電圧は発生せず、従って、位置検出回路５は、ロータ位置を検出することができない。また、センサレスモータ１８が起動する時に、言い換えれば、センサレスモータ１８の実際回転速度が非常に低い時に、逆起電圧は極めて小さく、従って、位置検出回路５は、ロータ位置を実質的に検出できない。位置検出回路５は、ロータ位置又はロータ回転角の検出の有無をモータ制御回路４に出力してもよい。

位置検出回路５がロータ位置を検出できない時に、モータ制御回路４は、起動モードでセンサレスモータ１８を回転させることができる。言い換えれば、モータ制御回路４は、ロータ位置と無関係にインバータ回路を制御し、センサレスモータ１８に実際駆動電流を生じさせることができる。センサレスモータ１８の実際回転速度がゼロから徐々に増加し、その後、位置検出回路５は、ロータ位置を検出することができる。

位置検出回路５がロータ位置を検出できる時に、モータ制御回路４は、通常モードでセンサレスモータ１８を回転させることができる。言い換えれば、モータ制御回路４は、ロータ位置を監視しながら、センサレスモータ１８の目標回転速度に応じてインバータ回路を制御することができる。目標回転速度（速度指令値）は、例えばＥＣＵ（Electronic Control Unit）６によって指示され、ＥＣＵ６は、例えば車両のエンジンの冷却水を循環させる電動ポンプ（図示せず）を制御するために、センサレスモータ１８の目標回転速度を決定することができる。

図１のモータ制御回路４は、ロータ位置から実際回転速度を演算又は生成してもよく、実際回転速度が目標回転速度に一致するように、モータ制御回路４は、インバータ回路を制御することができる。なお、実際回転速度と目標回転速度との差が大きい時に、モータ制御回路４は、実際回転速度を目標回転速度に徐々に一致させてもよいが、その制御は、複雑化又は高度化してしまう。言い換えれば、実際回転速度と目標回転速度との差が大きい状況であっても、モータ制御回路４は、実際回転速度を目標回転速度に瞬時に一致させることが好ましく、モータ制御回路４は、例えばＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等の簡易な回路で構成可能である。

但し、実際回転速度を目標回転速度に瞬時に一致させる時に、インバータ回路の出力は、急激に増加し、これにより、センサレスモータ１８に過電流が流れ、インバータ回路及び／又はセンサレスモータ１８が損傷してしまう可能性がある。言い換えれば、センサレスモータ１８の実際回転速度が低い時に、センサレスモータ１８の逆起電圧が大きくなく、モータ制御回路４は、過電流を防ぐために、生成回路１及び加算回路３と協働することができる。他方、センサレスモータ１８の実際回転速度が高い時に、センサレスモータ１８の逆起電圧が大きく、従って、インバータ回路の出力が急激に増加しても、センサレスモータ１８の実際回転速度及び実際駆動電流の増加は、抑制される。

モータ制御回路４は、典型的には、周波数ジェネレータを有し、言い換えれば、実際回転速度としてパルス電圧Ｖ_ＦＧを出力することができる。ここで、モータ制御回路４又は周波数ジェネレータは、ロータ回転角が所定回転量だけ変化する毎に例えばＨｉｇｈ信号又はＨｉｇｈパルスを生成し、実際回転速度に応じた周波数（ＦＧ周波数）を有するパルス電圧Ｖ_ＦＧを例えば出力端子（ＦＧ出力端子）から出力することができる。

図１の生成回路１は、実際回転速度として例えば出力端子（ＦＧ出力端子）からの例えばパルス電圧Ｖ_ＦＧを例えば入力端子（ＦＧ入力端子）で入力し、実際回転速度（ＦＧ周波数）が所定回転速度（所定周波数）よりも高い時に、低バイアス信号を生成することができる。他方、実際回転速度が所定回転速度よりも低い時に、生成回路１は、高バイアス信号を生成することができる。このように、生成回路１は、実際回転速度に基づきバイアス信号Ｖ_Ｉｂ（具体的には、バイアス電圧）を生成し、実際回転速度又はＦＧ周波数が高い時に、バイアス信号Ｖ_Ｉｂのバイアス（電圧値）は、小さく設定される。他方、実際回転速度又はＦＧ周波数が低い時に、バイアス信号Ｖ_Ｉｂのバイアスは、大きく設定される。バイアス信号Ｖ_Ｉｂのバイアスは、実際回転速度の増加又は減少に応じて、連続的に減少又は増加してもよく、代替的に、例えば２値（低バイアス又は高バイアス）であってもよい。

図１の電流検出回路２（シャント抵抗Ｒ７）は、センサレスモータ１８の実際駆動電流を実際駆動信号Ｖ_Ｉｄ（具体的には、実際駆動電圧）として検出し、加算回路３は、バイアス信号Ｖ_Ｉｂと実際駆動信号Ｖ_Ｉｄとを加算し、モータ制御回路４は、常に、加算回路３からの加算信号Ｖ_Ｉｄｂ（具体的には、加算電圧）が固定の上限値Ｖ_ＩＬを超えているか否かを判定している。特に、実際回転速度（ＦＧ周波数）が所定回転速度（所定周波数）よりも低い低回転速度（低周波数）である時に、実際駆動信号Ｖ_Ｉｄがバイアス信号Ｖ_Ｉｂ（高バイアス信号）の分だけ実質的に大きくなるように加算信号Ｖ_Ｉｄｂが生成されるので、インバータ回路での直流電力から実際駆動電流への生成は、停止され易い。言い換えれば、実際回転速度（ＦＧ周波数：低速度）と目標回転速度（速度指令値：高速度）との差が大きい状況であっても、センサレスモータ１８の実際回転速度が急激に増加しないように、実際駆動電流の急激な増加およびこれに伴う実際回転速度の急激な増加は、バイアス信号Ｖ_Ｉｂ（高バイアス信号）によって抑制される。従って、位置検出回路５は、ロータ位置を検出し続けることができる。

加えて、実際回転速度（ＦＧ周波数）が所定回転速度（所定周波数）よりも高い高回転速度（高周波数）である時に、高バイアス信号のバイアスは、低バイアス信号のバイアスに減少される。言い換えれば、本発明者らは、実際回転速度が高回転速度である時に、インバータ回路の出力が急激に増加する状況であっても、ロータ回転角速度の時間変化率（ロータ回転角加速度）が、実際回転速度が低回転速度である時のロータ回転角加速度よりも小さくなるので、ロータ位置（ロータ回転角）が見失われ難いことを認識した。加算回路３は、バイアス信号Ｖ_Ｉｂ（低バイアス信号）と実際駆動信号Ｖ_Ｉｄと加算するので、インバータ回路での直流電力から実際駆動電流への生成は、高バイアス信号のバイアスの減少分だけ停止され難い。従って、実際回転速度が高回転速度である時に、モータ制御装置は、センサレスモータの出力の抑制を招き難い。

なお、高バイアス信号Ｖ_Ｉｂは、高バイアス信号Ｖ_Ｉｂと実際駆動信号Ｖ_Ｉｄとの和（Ｖ_Ｉｂ+Ｖ_Ｉｄ）が固定の上限値Ｖ_ＩＬを僅かに下回るように設定されることが好ましく（例えば図４（Ａ），図４（Ｂ）参照）、これにより、センサレスモータ１８への過電流の流入を防ぐ機能（回路保護機能）をより一層適切に働かせることができる。また、固定の上限値Ｖ_ＩＬは、実際回転速度定格回転速度Ｎｍａｘでの実際駆動信号Ｖ_Ｉｄが固定の上限値Ｖ_ＩＬを僅かに下回るように設定されることが好ましく（例えば図４（Ａ），図４（Ｂ）参照）、これにより、センサレスモータ１８の能力を最大化することができる。図４（Ａ），図４（Ｂ）において、一点鎖線は、Ｖ_ＩｂとＶ_Ｉｄとの和（加算信号Ｖ_Ｉｄｂ）を表している。Ｖ_Ｉｂ＝０である時に、Ｖ_Ｉｂ＋Ｖ_Ｉｄ（一点鎖線）は、Ｖ_Ｉｄ（点線）と一致するが、一点鎖線と点線が区別できるように、図４（Ａ），図４（Ｂ）において、便宜上、完全に重ならない一点鎖線及び点線が図示されている。

図２（Ａ）及び図２（Ｂ）の各々は、図１の生成回路１及び加算回路３の構成例を示す。図２（Ａ）及び図２（Ｂ）に示されるように、生成回路１の最終段として、例えばＰ型のトランジスタＴを採用することができる。言い換えれば、モータ制御回路４からの実際回転速度（ＦＧ周波数）の増加又は減少に応じて、或いは、モータ制御回路４からの実際回転速度に基づくＨｉｇｈ信号又はＬｏｗ信号（具体的には、高／低回転速度電圧Ｖ_Ｈ／Ｌ）に応じて、生成回路１の出力（バイアス信号Ｖ_Ｉｂ）は、例えば２値（電源電圧Ｖｃｃ又は高インピーダンス状態（ＯＦＦ状態））を採用することができる。なお、電源電圧Ｖｃｃは、生成回路１の内部の電源回路（図示せず）によって生成されてもよく、モータ制御回路４、ＥＣＵ６等の外部装置が内蔵する電源回路（図示せず）によって生成されてもよい。

図２（Ａ）の生成回路１は、トランジスタＴだけでなく、実際回転速度を回転電圧に変換する変換回路を含んでいる。図２（Ａ）において、生成回路１の変換回路は、センサレスモータ１８の実際回転速度としてパルス電圧Ｖ_ＦＧを入力し、そのパルス電圧Ｖ_ＦＧの周波数（ＦＧ周波数）に基づく電圧値を有する回転電圧（電源電圧Ｖｃｃを規定する電源電圧Ｖｃｃラインの電源電位から抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続ノードの接続ノード電位までの電位差（抵抗Ｒ３の両端間電圧））に変換し、その回転電圧をトランジスタＴに印加又は出力することができる。なお、実際回転速度（ＦＧ周波数）が低い程、コンデンサＣ２の両端間電圧は大きく設定される一方、コンデンサＣ２の両端間電圧を電圧分割器（抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４）で分割することによって生成される例えば抵抗Ｒ３の両端間電圧（電源電圧Ｖｃｃラインの電源電位から接続ノードの接続ノード電位までの電位差）はトランジスタＴのＯＮ閾値電圧に合わせて更に小さく設定されている。

具体的には、実際回転速度を回転電圧に変換する変換回路は、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２とを含むことができる。図２（Ａ）において、第１のコンデンサＣ１の一端は、電源電圧Ｖｃｃ（例えばモータ制御回路４（電源回路）のＶＣＣ出力端子と接続される生成回路１のＶＣＣ入力端子）に接続され、第１のコンデンサＣ１の他端は、実際回転速度として入力されるパルス電圧Ｖ_ＦＧ（モータ制御回路４のＦＧ出力端子と接続される生成回路１のＦＧ入力端子）に接続されている。また、第２のコンデンサＣ２の一端は、第１のコンデンサＣ１の一端に接続されている。なお、第２のコンデンサＣ２の一端も、電源電圧Ｖｃｃに接続されているので、第１のコンデンサＣ１の一端及び第２のコンデンサＣ２の一端は、電源電圧Ｖｃｃラインに接続されている。

加えて、第２のコンデンサＣ２の放電時定数が第１のコンデンサＣ１の放電時定数よりも大きくなるように、変換回路は、第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２（並びに、第１及び第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２）を更に含むことができる。図２（Ａ）において、第１のダイオードＤ１のアノードは、パルス電圧Ｖ_ＦＧに接続され、第１のダイオードＤ１のカソードは、第１のコンデンサＣ１の他端に接続されている。また、第２のダイオードＤ２のカソードは、第１のコンデンサＣ１の他端に接続され、第２のダイオードＤ２のアノードは、第２のコンデンサＣ２の他端に接続されている。さらに、第１の抵抗Ｒ１は、第１のダイオードＤ１のアノード及び第１のコンデンサＣ１の一端に接続され、第２の抵抗Ｒ２は、第１のダイオードＤ１のアノード及びカソード（第１のコンデンサＣ１の他端）に接続されている。なお、第１の抵抗Ｒ１の一端及び第３の抵抗Ｒ３の一端も、電源電圧Ｖｃｃラインに接続されている。

次に、図２（Ｂ）の生成回路１は、トランジスタＴだけでなく、例えば２つの抵抗を含んでいる。図２（Ｂ）において、トランジスタＴの入力を無制限状態にしないために、１つの抵抗（バイアス抵抗）の一端は、電源電圧Ｖｃｃに接続され、その抵抗（バイアス抵抗）の他端は、もう１つの抵抗を介して、高／低回転速度電圧Ｖ_Ｈ／Ｌ（Ｈｉｇｈ信号を表す高電圧又はＬｏｗ信号を表す低電圧の何れか一方）に接続されている。言い換えれば、その抵抗（バイアス抵抗）の他端は、例えばモータ制御回路４（電源回路）のＨ／Ｌ出力端子と接続される生成回路１のＨ／Ｌ入力端子に接続されている。ここで、もう１つの抵抗は、高／低回転速度電圧Ｖ_Ｈ／Ｌの状態が高電圧値（Ｈｉｇｈ信号）から低電圧値（Ｌｏｗ信号）に遷移した時に、トランジスタＴ及び高／低回転速度信号出力回路（例えばモータ制御回路４）に過電流が流れないように採用されている。

図３（Ａ）及び図３（Ｂ）は、それぞれ、高回転速度状態及び低回転速度状態での図２（Ａ）の第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端間電圧の変動例（時間依存性）を示す。実際回転速度（ＦＧ周波数）が高い時に、図３（Ａ）の点線で示される第１のコンデンサＣ１の最小電圧（絶対電圧）は、図３（Ｂ）の点線で示される第１のコンデンサＣ１の最小電圧よりも高く、図３（Ａ）の実線で示される第２のコンデンサＣ２の最小電圧も、図３（Ｂ）の実線で示される第２のコンデンサＣ２の最小電圧よりも高い。なお、図３（Ａ）及び図３（Ｂ）の点線で示されるように、第１のコンデンサＣ１の最大電圧（絶対電圧）は、実際回転速度に依存しないで、ほぼ電源電圧Ｖｃｃである。

加えて、第２のコンデンサＣ２の電荷の放電速度は、第１のコンデンサＣ１の電荷の放電速度よりも緩やかであるので（図３（Ａ）及び図３（Ｂ）参照）、第２のコンデンサＣ２の両端間電圧（絶対電圧）は、回転電圧（抵抗Ｒ３の両端間電圧）を介してトランジスタＴをＯＮ／ＯＦＦ制御し易い。言い換えれば、第２のコンデンサＣ２の両端間電圧が変動する範囲（最大電圧と最小電圧との差）は、第１のコンデンサＣ１の両端間電圧が変動する範囲よりも小さいので、固定電圧Ｖ_ＴＨ（図３（Ａ）及び図３（Ｂ）参照）又はトランジスタＴのＯＮ閾値電圧を設計し易い。なお、第２のコンデンサＣ２の両端間電圧を電圧分割器（抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４）で分割することによって生成される例えば抵抗Ｒ３の両端間電圧（電源電圧Ｖｃｃを規定する電源電圧Ｖｃｃラインの電源電位から抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続ノードの接続ノード電位までの電位差(電源電圧Ｖｃｃ−抵抗Ｒ４の両端間電圧)）が、（電源電圧Ｖｃｃ−トランジスタＴのＯＮ閾値電圧）以上である時にトランジスタＴがＯＮされ、そうでない時にトランジスタＴがＯＦＦされる。

ところで、固定電圧Ｖ_ＴＨは、トランジスタＴのＯＮ閾値電圧に対応している。具体的には、トランジスタＴのＯＮ閾値電圧をＶ_ｔｈとする時に、Ｖ_ｔｈ＝Ｖ_ＴＨ×（Ｒ３／Ｒ３＋Ｒ４）の関係式が成立する。トランジスタＴのＯＮ閾値電圧（Ｖ_ｔｈ）は、トランジスタＴの種類に依存するので、第２のコンデンサＣ２の両端間電圧を分割しない状態で、変換回路は、トランジスタＴをＯＮ／ＯＦＦ制御することができる。言い換えれば、変換回路は、電圧分割器（抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４）を有しないで、変換回路は、第２のコンデンサＣ２の両端間に抵抗Ｒ３だけを配置してもよい。或いは、抵抗Ｒ４の抵抗値をゼロに設定し、分割率は、１００（＝Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４）×１００＝Ｒ３／（Ｒ３＋０）×１００＝１／１×１００）［％］であってもよい。第２のコンデンサＣ２の両端間に抵抗Ｒ３だけが配置される状態で、或いは、抵抗Ｒ４の抵抗値がゼロに設定される状態で、第２のコンデンサＣ２の両端間電圧が、（電源電圧Ｖｃｃ−トランジスタＴのＯＮ閾値電圧（＝Ｖ_ｔｈ＝Ｖ_ＴＨ×（Ｒ３／Ｒ３＋Ｒ４）＝Ｖ_ＴＨ×Ｒ３／（Ｒ３＋０）＝Ｖ_ＴＨ×１／１＝Ｖ_ＴＨ）以上である時にトランジスタＴがＯＮされ、そうでない時にトランジスタＴがＯＦＦされる。

第２のコンデンサＣ２の両端間に抵抗Ｒ３だけが配置される時に、或いは、抵抗Ｒ４の抵抗値がゼロに設定される時に、より一層簡易な構成で変換回路を形成することができる。

図４（Ａ）及び図４（Ｂ）の各々は、図１の生成回路１、電流検出回路２及び加算回路３の出力例を示す。図４（Ａ）の点線で示されるように、実際駆動信号Ｖ_Ｉｄは、実際回転速度の増加に応じて、増加し、実際駆動信号Ｖ_Ｉｄは、実際回転速度の例えば二乗に比例している。回転速度Ｎｃは、センサレスモータ１８の所定回転速度であり、本発明者らは、実際回転速度がＮｃ以下である時に、インバータ回路の出力の急増によって、ロータ位置が見失われる可能性及びセンサレスモータ１８に過電流が流れる可能性を認識した。例えばＮｃが７００［ｒｐｍ］であり、実際回転速度が１００［ｒｍｐ］であり、目標回転速度（速度指令値）が１００［ｒｍｐ］から５００［ｒｐｍ］への急増である状態で、モータ制御回路４が実際回転速度を１００［ｒｍｐ］から５００「ｒｍｐ」まで瞬時に増加させるようにインバータ回路を制御する時に、位置検出回路５は、ロータ位置を見失い、センサレスモータ１８の状態は、脱調になってしまう。同様に、Ｎｃが７００［ｒｐｍ］である時に、モータ制御回路４は、実際回転速度を１００［ｒｍｐ］から９００「ｒｍｐ」まで瞬時に増加させることができない。他方、Ｎｃが７００［ｒｐｍ］である時に、モータ制御回路４は、実際回転速度を１０００［ｒｍｐ］から１４００「ｒｍｐ」まで瞬時に増加させるようにインバータ回路の出力を急増させることができ、センサレスモータ１８の状態は、脱調にならない。このように、実際回転速度が回転速度Ｎｃよりも高い時に、実際回転速度を目標回転速度に短時間のうちに一致又は増加させても、脱調等の不具合はセンサレスモータ１８に引き起こされない。従って、図４（Ａ）の実線で示されるように、実際回転速度が回転速度Ｎｃよりも大きく、且つ定格回転速度Ｎｍａｘ以下である時に（回転速度Ｎｃ＜実際回転速度≦定格回転速度Ｎｍａｘ）、バイアス信号Ｖ_Ｉｂは、ゼロに設定されることが好ましい。

図４（Ａ）において、実際回転速度が回転速度Ｎｃを超える時に、トランジスタＴがＯＦＦされ、その後の実際回転速度の増加に応じて、バイアス信号Ｖ_Ｉｂは、ゼロに近づいている。従って、バイアス信号Ｖ_Ｉｂがゼロに設定されることは、トランジスタＴのＯＦＦによって、バイアス信号Ｖ_Ｉｂが実際にゼロになる状態だけでなく、バイアス信号Ｖ_Ｉｂがゼロに向かって小さくなる状態も含む。

なお、図４（Ａ）の回転速度Ｎｃが図３（Ａ）及び図３（Ｂ）の固定電圧Ｖ_ＴＨに対応するように、図２（Ａ）の抵抗Ｒ３の抵抗値、抵抗Ｒ４の抵抗値、及び／又はトランジスタＴのＯＮ閾値電圧を設計することが好ましい。もちろん、回転速度Ｎｃが固定電圧Ｖ_ＴＨに完全に対応しなくてもよく、実際回転速度が回転速度Ｎｃより少し高い回転数に到達した時に、バイアス信号Ｖ_Ｉｂは、ゼロに設定されてもよい。但し、実際回転速度が定格回転速度Ｎｍａｘに到達するまでの範囲で、バイアス信号Ｖ_Ｉｂがゼロに設定されることが好ましい。また、図４（Ａ）のバイアス信号Ｖ_Ｉｂは、図２（Ａ）の抵抗Ｒ５の抵抗値によって調整することができる。

図４（Ａ）の実線で示されるように、バイアス信号Ｖ_Ｉｂは、図２（Ａ）の生成回路１によって生成されることが好ましいが、バイアス信号Ｖ_Ｉｂは、図２（Ｂ）の生成回路１によって生成されてもよい。図２（Ａ）の生成回路１は、変換回路が実際回転速度（ＦＧ周波数）に基づきバイアス信号Ｖ_Ｉｂを決定しているが、図２（Ｂ）の生成回路１は、高／低回転速度電圧Ｖ_Ｈ／Ｌに基づきバイアス信号Ｖ_Ｉｂを決定してもよい。ここで、高／低回転速度電圧Ｖ_Ｈ／Ｌは、例えば図１のモータ制御回路４によって生成又は出力されてもよく、モータ制御回路４は、実際回転速度（ＦＧ周波数）が所定回転速度（好ましくは、回転速度Ｎｃ）よりも高いか否かを判断してもよい。実際回転速度が回転速度Ｎｃより高い時に、モータ制御回路４は、Ｈｉｇｈ信号（例えば電源電圧Ｖｃｃ）を表す高／低回転速度電圧Ｖ_Ｈ／Ｌを出力してもよい。他方、実際回転速度が回転速度Ｎｃ以下である時に、モータ制御回路４は、Ｌｏｗ信号（例えばゼロ）を表す高／低回転速度電圧Ｖ_Ｈ／Ｌを出力することができる。このように、図２（Ｂ）の生成回路１によって図４（Ａ）のバイアス信号Ｖ_Ｉｂを生成してもよい。

もちろん、バイアス信号Ｖ_Ｉｂは、図２（Ａ）及び図２（Ｂ）以外の生成回路１によって生成されてもよい。言い換えれば、生成回路１は、例えば図２（Ａ）及び図２（Ｂ）のトランジスタＴを採用しないで、生成回路１の出力は、例えば２値（電源電圧Ｖｃｃ又は高インピーダンス状態（ＯＦＦ状態））を採用しなくてもよい。具体的には、生成回路１は、例えば実際回転速度（ＦＧ周波数）の増加に応じて、減少していく領域を有するバイアス信号Ｖ_Ｉｂ（図４（Ｂ）参照）を生成してもよい。図４（Ｂ）において、実際回転速度（ＦＧ周波数）の増加に応じて、減少していく領域は、例えば回転速度ゼロから回転速度Ｎｃよりも高い回転速度（≦定格回転速度Ｎｍａｘ）までの範囲に相当するが、その領域は、回転速度ゼロから回転速度Ｎｃより少し高い回転速度までの範囲が好ましく、そこ（回転速度Ｎｃより少し高い回転速度）に到達した時に、バイアス信号Ｖ_Ｉｂは、ゼロに設定されてもよい。

ところで、位置検出回路５がロータ位置を検出できない時に、モータ制御回路４は、起動モードでセンサレスモータ１８を回転させることができる。具体的には、センサレスモータ１８が回転しないで静止している時点から所定期間が経過する時点まで、モータ制御回路４は、起動モードを実行することができる。また、モータ制御回路４は、起動モードを実行する時に、加算回路３からの加算信号Ｖ_Ｉｄｂが固定の上限値Ｖ_ＩＬを超えているか否かを判定している。従って、モータ制御回路４が起動モードでセンサレスモータ１８の回転を開始する時に、起動モードが完了するまでの間、生成回路１は、バイアス信号Ｖ_Ｉｂをゼロに設定することが好ましい。言い換えれば、図２（Ａ）の生成回路１を起動する時に、一定期間だけバイアス信号Ｖ_Ｉｂが出力されないことが好ましい。具体的には、生成回路１を起動する時に、トランジスタＴが一定期間だけＯＮされないように、第２のコンデンサＣ２の容量を大きく設計することができる。センサレスモータ１８の実際駆動電流の増加は、一定期間だけバイアス信号Ｖ_Ｉｂによって抑制されないので、モータ制御装置は、センサレスモータ１８を適切に起動させることができる。特に、第２のコンデンサＣ２の容量を調整するだけで、生成回路１は、例えばタイマー回路を内蔵しなくてもよい。これにより、簡易な構成で生成回路１を形成することができる。

図２（Ａ）において、加算回路３は、抵抗Ｒ６であり、抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ３でローパスフィルタを構成している。これにより、簡易な構成（ローパスフィルタの一部である抵抗Ｒ６）で加算回路３を形成することができる。なお、抵抗Ｒ６の抵抗値は、抵抗Ｒ７の抵抗値よりも十分に大きくすることができる。バイアス信号Ｖ_Ｉｂの大きさは、実際駆動信号Ｖ_Ｉｄの大きさ（実際駆動電流の大きさ）とは独立に、抵抗Ｒ５の抵抗値及び抵抗Ｒ６の抵抗値によって調整することができる。加算回路３からの加算信号Ｖ_Ｉｄｂは、実際駆動信号Ｖ_Ｉｄ（実際駆動電流×Ｒ７）とバイアス信号Ｖ_Ｉｂ（バイアス電流×Ｒ６）との和信号である。

図２（Ａ）において、抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ３で構成されるローパスフィルタ（加算機能を有するローパスフィルタ）は、モータ制御回路４の外部に配置されているが、モータ制御回路４は、コンデンサＣ３だけを内蔵してもよく、或いは、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ６を内蔵してもよい。

図５（Ａ）及び図５（Ｂ）の各々は、図１の生成回路１の他の構成例を示す。図２（Ａ）の生成回路１は、１つのトランジスタＴだけを含んでいるが、図５（Ａ）又は図５（Ｂ）の生成回路１は、トランジスタＴの前段に、他のトランジスタＴ'又は比較器ＣＯＭＰを含んでもよい。言い換えれば、生成回路１のトランジスタの数が１である時に、或いは、生成回路１の変換回路が他のトランジスタＴ'又は比較器ＣＯＭＰを有しない時に、より一層簡易な構成で、図２（Ａ）の生成回路１又は図２（Ａ）の変換回路を形成することができる。

図５（Ａ）において、生成回路１の変換回路は、センサレスモータ１８の実際回転速度としてパルス電圧Ｖ_ＦＧを入力し、そのパルス電圧Ｖ_ＦＧの周波数（ＦＧ周波数）に基づく電圧値を有する回転電圧（抵抗Ｒ３'の両端間電圧）に変換し、その回転電圧をトランジスタＴに印加又は出力することができる。なお、実際回転速度（ＦＧ周波数）が高い程、コンデンサＣ２の両端間電圧は小さく設定される。一方、実際回転速度が回転速度Ｎｃより低い時に他のトランジスタＴ'がＯＮされる様に、抵抗Ｒ３'とＲ４の分圧比が設定されている。

具体的には、実際回転速度を回転電圧に変換する変換回路は、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２と他のトランジスタＴ'（並びに、バイアス抵抗（抵抗Ｒ３）、電圧分割器（抵抗Ｒ３'及び抵抗Ｒ４）及び正帰還回路（ダイオードＤ０及び抵抗Ｒ０））とを含むことができる。図５（Ａ）において、第１のコンデンサＣ１の一端は、実際回転速度として入力されるパルス電圧Ｖ_ＦＧに接続され、第１のコンデンサＣ１の他端は、接地電圧（接地電圧ラインの低電源電位）に接続されている。また、第２のコンデンサＣ２の一端は、第１のコンデンサＣ１の一端に接続されている。なお、第２のコンデンサＣ２の他端も、接地電圧に接続されているので、第１のコンデンサＣ１の他端及び第２のコンデンサＣ２の他端は、接地電圧ラインに接続されている。

加えて、第２のコンデンサＣ２の放電時定数が第１のコンデンサＣ１の放電時定数よりも大きくなるように、変換回路は、第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２（並びに、第１の抵抗Ｒ１、第２の抵抗Ｒ２及び他の第２の抵抗Ｒ２'）を更に含むことができる。図５（Ａ）において、第１のダイオードＤ１のカソードは、パルス電圧Ｖ_ＦＧに接続され、第１のダイオードＤ１のアノードは、第１のコンデンサＣ１の一端に接続されている。また、第２のダイオードＤ２のアノードは、第１のコンデンサＣ１の一端に接続され、第２のダイオードＤ２のカソードは、第２のコンデンサＣ２の一端に接続されている。さらに、第１の抵抗Ｒ１は、パルス電圧Ｖ_ＦＧ及び電源電圧Ｖｃｃに接続され、第２の抵抗Ｒ２は、第１のダイオードＤ１のカソード及びアノード（第１のコンデンサＣ１の一端）に接続されている。なお、第１のダイオードＤ１は、他の第２の抵抗Ｒ２'と直列に接続されている。

次に、図５（Ｂ）において、生成回路１の変換回路は、センサレスモータ１８の実際回転速度としてパルス電圧Ｖ_ＦＧを入力し、そのパルス電圧Ｖ_ＦＧの周波数（ＦＧ周波数）に基づく電圧値を有する回転電圧（抵抗Ｒ３'の両端間電圧）に変換し、その回転電圧をトランジスタＴに印加又は出力することができる。なお、実際回転速度（ＦＧ周波数）が高い程、コンデンサＣ２の両端間電圧は小さく設定される。一方、実際回転速度が回転速度Ｎｃより低い時に比較器ＣＯＭＰがＬｏｗ信号（接地電圧）を出力する様に、抵抗Ｒ_ｒｅｆ１と抵抗Ｒ_ｒｅｆ２の分圧比が設定されている。

具体的には、実際回転速度を回転電圧に変換する変換回路は、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２と比較器ＣＯＭＰ（並びに、バイアス抵抗（抵抗Ｒ３）、基準電圧生成器（抵抗Ｒ_ｒｅｆ１及び抵抗Ｒ_ｒｅｆ２）、抵抗Ｒ３'及び正帰還回路（抵抗Ｒ０））とを含むことができる。図５（Ｂ）において、第１のコンデンサＣ１の一端は、実際回転速度として入力されるパルス電圧Ｖ_ＦＧに接続され、第１のコンデンサＣ１の他端は、接地電圧（接地電圧ラインの低電源電位）に接続されている。また、第２のコンデンサＣ２の一端は、第１のコンデンサＣ１の一端に接続されている。なお、第２のコンデンサＣ２の他端も、接地電圧に接続されているので、第１のコンデンサＣ１の他端及び第２のコンデンサＣ２の他端は、接地電圧ラインに接続されている。

加えて、第２のコンデンサＣ２の放電時定数が第１のコンデンサＣ１の放電時定数よりも大きくなるように、変換回路は、第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２（並びに、第１の抵抗Ｒ１、第２の抵抗Ｒ２及び他の第２の抵抗Ｒ２'）を更に含むことができる。図５（Ｂ）において、第１のダイオードＤ１のカソードは、パルス電圧Ｖ_ＦＧに接続され、第１のダイオードＤ１のアノードは、第１のコンデンサＣ１の一端に接続されている。また、第２のダイオードＤ２のアノードは、第１のコンデンサＣ１の一端に接続され、第２のダイオードＤ２のカソードは、第２のコンデンサＣ２の一端に接続されている。さらに、第１の抵抗Ｒ１は、パルス電圧Ｖ_ＦＧ及び電源電圧Ｖｃｃに接続され、第２の抵抗Ｒ２は、第１のダイオードＤ１のカソード及びアノード（第１のコンデンサＣ１の一端）に接続されている。なお、第１のダイオードＤ１は、他の第２の抵抗Ｒ２'と直列に接続されている。

図６（Ａ）及び図６（Ｂ）は、それぞれ、高回転速度状態及び低回転速度状態での図５（Ａ）の第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の両端間電圧の変動例（時間依存性）を示す。実際回転速度（ＦＧ周波数）が高い時に、図６（Ａ）の点線で示される第１のコンデンサＣ１の最大電圧（絶対電圧）は、図６（Ｂ）の点線で示される第１のコンデンサＣ１の最大電圧よりも低く、図６（Ａ）の実線で示される第２のコンデンサＣ２の最大電圧も、図６（Ｂ）の実線で示される第２のコンデンサＣ２の最大電圧よりも低い。なお、図６（Ａ）及び図６（Ｂ）の点線で示されるように、第１のコンデンサＣ１の最小電圧（絶対電圧）は、実際回転速度に依存しないで、ほぼ接地電圧である。

加えて、第２のコンデンサＣ２の電荷の放電速度は、第１のコンデンサＣ１の電荷の放電速度よりも緩やかであるので（図６（Ａ）及び図６（Ｂ）参照）、第２のコンデンサＣ２の両端間電圧（絶対電圧）は、抵抗Ｒ３'の両端間電圧に分圧されて他のトランジスタＴ'をＯＮ／ＯＦＦ制御し易い。他のトランジスタＴ'がＯＮされると抵抗Ｒ３の両端間に電圧が生じ、トランジスタＴがＯＮされる。

ところで、他のトランジスタＴ'のＯＮ閾値電圧によっては、第２のコンデンサＣ２の両端間電圧を分割しない状態で、ＯＮ／ＯＦＦ制御されてもよい。言い換えれば、変換回路は、電圧分割器（抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ３'）を有しないで、変換回路は、第２のコンデンサＣ２の両端間に抵抗Ｒ３'だけを配置してもよい。或いは、抵抗Ｒ４の抵抗値をゼロに設定し、分割率は、１００（＝Ｒ３'／（Ｒ３'＋Ｒ４）×１００＝Ｒ３'／（Ｒ３'＋０）×１００＝１／１×１００）［％］であってもよい。また、実際回転速度として入力されるパルス電圧Ｖ_ＦＧのリップル成分でバイアス信号のＯＮ／ＯＦＦが繰り返されても構わない場合は、変換回路は、正帰還回路（ダイオードＤ０及び抵抗Ｒ０））を有しないでもよい。

次に、図６（Ａ）及び図６（Ｂ）の実線で示される第２のコンデンサＣ２の両端間電圧は、図５（Ｂ）の比較器ＣＯＭＰに入力することができる。図５（Ｂ）において、基準電圧生成器（抵抗Ｒ_ｒｅｆ１及び抵抗Ｒ_ｒｅｆ２）によって生成される基準電圧も、比較器ＣＯＭＰに入力されている。実際回転速度が回転速度Ｎｃより低い時に比較器ＣＯＭＰがＬｏｗ信号を出力する様に、抵抗Ｒ_ｒｅｆ１と抵抗Ｒ_ｒｅｆ２の分圧比が設定されており、トランジスタＴがＯＮされる。

本発明は、上述の例示的な実施形態に限定されず、また、当業者は、上述の例示的な実施形態を特許請求の範囲に含まれる範囲まで、容易に変更することができるであろう。

１・・・生成回路、２・・・電流検出回路、３・・・加算回路、４・・・モータ制御回路、５・・・位置検出回路、６・・・ＥＣＵ、１１・・・モータ電源、１２，１３，１４，１５，１６，１７・・・トランジスタ（インバータ回路）、１８・・・センサレスモータ、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３・・・コンデンサ、ＣＯＭＰ・・・比較器、Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２・・・ダイオード、Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ２'，Ｒ３'，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ_ｒｅｆ１，Ｒ_ｒｅｆ２・・・抵抗，Ｒ６・・・抵抗（加算回路），Ｒ７・・・抵抗（電流検出回路）、Ｔ，Ｔ'・・・トランジスタ。

Claims (8)

1. モータ電源からの直流電力でセンサレスモータの実際駆動電流を生成するインバータ回路と、
   前記実際駆動電流を実際駆動信号として検出する電流検出回路と、
   前記センサレスモータの逆起電圧に基づき前記センサレスモータのロータ位置を検出する位置検出回路と、
   前記センサレスモータの目標回転速度に応じて前記インバータ回路を制御するモータ制御回路と、
   前記センサレスモータの前記ロータ位置に基づく前記センサレスモータの実際回転速度が所定回転速度よりも高い高回転速度である時に低バイアス信号を生成するととともに、前記実際回転速度が前記所定回転速度よりも低い低回転速度である時に前記低バイアス信号よりも高いバイアスを有する高バイアス信号を生成する生成回路と、
   前記生成回路によって生成されるバイアス信号と前記電流検出回路によって検出される前記実際駆動信号とを加算する加算回路と、
   を備え、
   前記位置検出回路が前記ロータ位置を検出できる時に、前記モータ制御回路は、常に、前記加算回路からの加算信号が固定の上限値を超えているか否かを判定し、
   前記加算信号が前記固定の上限値を超えている時に、前記モータ制御回路は、前記インバータ回路での前記直流電力から前記実際駆動電流への生成を停止し、
   前記生成回路は、トランジスタを含み、
   前記実際回転速度が前記高回転速度である時に、前記生成回路が前記バイアス信号をゼロに設定するように、前記トランジスタは、ＯＦＦされることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記生成回路は、前記実際回転速度を回転電圧に変換する変換回路を更に含み、
   前記変換回路は、前記回転電圧を前記トランジスタに印加することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記変換回路は、第１のコンデンサと第２のコンデンサと第１のダイオードと第２のダイオードとを含み、
   前記第１のコンデンサの一端は、前記生成回路の電源電圧に接続され、
   前記第１のコンデンサの他端は、前記実際回転速度として入力されるパルス電圧に接続され、
   前記第２のコンデンサの一端は、前記第１のコンデンサの前記一端に接続され、
   前記第１のダイオードのアノードは、前記パルス電圧に接続され、
   前記第１のダイオードのカソードは、前記第１のコンデンサの前記他端に接続され、
   前記第２のダイオードのカソードは、前記第１のコンデンサの前記他端に接続され、
   前記第２のダイオードのアノードは、前記第２のコンデンサの他端に接続され、
   前記第２のコンデンサの放電時定数は、前記第１のコンデンサの放電時定数よりも大きく、
   前記第２のコンデンサの両端間電圧に基づき前記トランジスタがＯＮされる時に、前記生成回路は、前記バイアス信号として、前記電源電圧に基づく信号を出力することを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記変換回路は、第１のコンデンサと第２のコンデンサと第１のダイオードと第２のダイオードと他のトランジスタとを含み、
   前記第１のコンデンサの一端は、前記実際回転速度として入力されるパルス電圧に接続され、
   前記第１のコンデンサの他端は、前記生成回路の接地電圧に接続され、
   前記第２のコンデンサの一端は、前記第１のコンデンサの前記一端に接続され、
   前記第２のコンデンサの他端は、前記生成回路の前記接地電圧に接続され、
   前記第１のダイオードのカソードは、前記パルス電圧に接続され、
   前記第１のダイオードのアノードは、前記第１のコンデンサの前記一端に接続され、
   前記第２のダイオードのアノードは、前記第１のコンデンサの前記一端に接続され、
   前記第２のダイオードのカソードは、前記第２のコンデンサの前記一端に接続され、
   前記第２のコンデンサの放電時定数は、前記第１のコンデンサの放電時定数よりも大きく、
   前記第２のコンデンサの両端間電圧に基づき前記他のトランジスタがＯＮされ且つ前記トランジスタがＯＮされる時に、前記生成回路は、前記バイアス信号として、前記電源電圧に基づく信号を出力することを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
5. 前記変換回路は、第１のコンデンサと第２のコンデンサと第１のダイオードと第２のダイオードと比較器とを含み、
   前記第１のコンデンサの一端は、前記実際回転速度として入力されるパルス電圧に接続され、
   前記第１のコンデンサの他端は、前記生成回路の接地電圧に接続され、
   前記第２のコンデンサの一端は、前記第１のコンデンサの前記一端に接続され、
   前記第２のコンデンサの他端は、前記生成回路の前記接地電圧に接続され、
   前記第１のダイオードのカソードは、前記パルス電圧に接続され、
   前記第１のダイオードのアノードは、前記第１のコンデンサの前記一端に接続され、
   前記第２のダイオードのアノードは、前記第１のコンデンサの前記一端に接続され、
   前記第２のダイオードのカソードは、前記第２のコンデンサの前記一端に接続され、
   前記第２のコンデンサの放電時定数は、前記第１のコンデンサの放電時定数よりも大きく、
   前記第２のコンデンサの両端間電圧に基づき前記比較器がＬｏｗ信号を出力し且つ前記トランジスタがＯＮされる時に、前記生成回路は、前記バイアス信号として、前記電源電圧に基づく信号を出力することを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
6. 前記センサレスモータが回転しないで静止している時点から所定期間が経過する時点までの起動モードで前記モータ制御回路が前記センサレスモータの回転を開始する時に、前記起動モードが完了するまでの間、前記トランジスタがＯＮされず、前記生成回路が前記バイアス信号をゼロに設定するように、前記第２のコンデンサの容量は、設計されていることを特徴とする請求項３乃至５の何れか１項に記載のモータ制御装置。
7. 前記加算回路は、抵抗であり、
   前記抵抗及びコンデンサは、ローパスフィルタを構成することを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載のモータ制御装置。
8. 前記実際回転速度が前記所定回転速度よりも高い定格回転速度以下の前記高回転速度である時に、前記生成回路が前記バイアス信号をゼロに設定するように、前記トランジスタは、ＯＦＦされることを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項に記載のモータ制御装置。

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