DE10242658A1

DE10242658A1 - Leistungsumwandlungsvorrichtung

Info

Publication number: DE10242658A1
Application number: DE10242658A
Authority: DE
Inventors: Hajime Yamamoto; Shigeru Tanaka; Hiroshi Uchino
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2001-09-14
Filing date: 2002-09-13
Publication date: 2003-07-03
Anticipated expiration: 2022-09-14
Also published as: DE10242658B4; CN100490297C; US6741482B2; KR100485969B1; US20030053324A1; CN1405964A; KR20030023572A

Abstract

Die Leistungsumwandlungsvorrichtung der Erfindung umfasst einen Leistungsdiodengleichrichter (REC), dessen Wechselstrom-Anschluss durch eine Wechselstrom-Drossel (Ls) mit einer Wechselstrom-Leistungsquelle verbunden ist; selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp (CNV), deren Wechselstrom-Anschlüsse mit dem Wechselstorm-Anschluss dieses Leistungsdiodengleichrichters durch eine Wiederherstellungsstrom-Unterdrückungsdrossel (La) verbunden sind; und einen Gleichstrom-Glättungskondensator (Cd), der zwischen einem gemeinsamen Gleichstrom-Anschluss dieses selbstgeführten Leistungswandlers vom Spannungstyp und dem Leistungsdiodengleichrichter verbunden ist, wobei eine Lastvorrichtung parallel dazu verbunden ist.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf eine wirtschaftliche jedoch hochwirksame Leistungsumwandlungsvorrichtung, die aus einer Kombination von Leistungsdiodengleichrichtern und selbstgeführten Leistungswandlern vom Spannungstyp und/oder einer Kombination von Leistungsdiodengleichrichtern und selbstgeführten Leistungswandlern mit Mehrstufen-Ausgang aufgebaut sind.

2. Beschreibung des Stands der Technik

Für Leistungserzeugungssysteme für elektrische Schienenfahrzeuge, im folgenden allgemein als Eisenbahnen bezeichnet, wird häufig ein System angenommen, bei dem eine Dreiphasen-Wechselstrom-Leistung in Gleichstrom-Leistung durch Leistungsdiodengleichrichter in einer Dreiphasenbrückenverbindung umgewandelt wird. Dieses System weist die Vorteile einer ausgezeichneten Fähigkeit auf, Überlast zu widerstehen, und die Wandlerkosten können niedrig gehalten werden. Es gab jedoch ein Problem, dass, wenn regeneratives Bremsen auf das Fahrzeug angewendet wurde, die dabei beteiligte Leistung nicht wieder auf der Wechselstrom- Leistungsquellenseite regeneriert werden konnte, was zu einer wiederholten Abwesenheit der Regeneration führte. Ein weiterer Nachteil war die Laststromabhängigkeit, die zu beträchtlichen Schwankungen der erzeugten Gleichspannung abhängig von der Last führte.
Fig. 1A und Fig. 1B veranschaulichen die Schaltungsanordnung eines vorbekannten PWM-Wandlers (Impulsbreitenmodulationssteuerungs-Wandler), den für eine Leistungsregenerierung geeignet ist. Bei einem PWM-Wandler CNV werden die Wechselstrom-Anschlüsse mit Anschlüssen R, S, T einer Dreiphasen-Wechselstrom-Leistungsquelle SUP durch eine Wechselstrom-Drossel Ls verbunden, und die Gleichstrom- Anschlüsse werden mit den Gleichstrom-Anschlüssen eines Gleichstrom-Glättungskondensators Cd und eines VVVF-Wandlers (variable voltage frequency converter) mit Dreiphasenausgabe INV verbunden. Der Wechselstrom-Anschluss des Wandlers INV ist mit einem Wechselstrom-Motor M verbunden. Der PWM-Wandler CNV umfasst sechs Arme, d. h. sechs gleichrichtende Hochgeschwindigkeitsdioden D1 bis D6, die in Form einer Dreiphasenbrücke verbunden sind, und selbstabschaltende Elemente S1 bis S6, die aus einem Schaltelement bestehen, für einen Regenerierungswechselrichter, der mit den Dioden antiparallel verbunden ist. Dioden D1 bis D3 und selbstabschaltende Elemente S1 bis S3 sind auf der positiven Seite und Dioden D4 bis D6 und selbstabschaltende Elemente S4 bis S6 sind auf der negativen Seite angeordnet. Der Wechselrichter INV weist ebenfalls die gleichen Schaltungsanordnung wie der Wandler CNV auf, somit wird dessen ausführliche Beschreibung hier weggelassen.
Der PWM-Wandler CNV ist mit einer Steuervorrichtung ausgestattet, die Komparatoren C1, C3, einen Spannungssteuerungskompensator Gv(S), einen Multiplizierer ML, Stromsteuerungskompensatoren Gi(S) und eine Impulsbreitenmodulationssteuerschaltung PWMC umfasst. Der Komparator C1 und der Spannungssteuerkompensator Gv(S) werden von allen Phase gemeinsam genutzt, wobei jedoch der Multiplizierer ML, der Komparator C3, die Stromsteuerkompensatoren Gi(S) und die Impulsbreitenmodulationssteuerschaltung PWMC für jede Phase bereitgestellt werden. Nur die interne Schaltungsanordnung der R-Phase wird hier ausführlich beschrieben, wobei jedoch die Anordnung der S- und T-Phasensteuerschaltungen die gleiche ist. Gate-Signale g1, g4 für die selbstabschaltenden Elemente S1, S4 der R-Phase werden von der R- Phasensteuerschaltung ausgegeben; Gate-Signale g2, g5 für die selbstabschaltenden Elemente S2, S5 der S-Phase werden von der S-Phasensteuerschaltung ausgegeben; und Gate-Signale g3, g6 für die selbstabschaltenden Elemente S3, S6 der T-Phase werden von der T-Phasensteuerschaltung ausgegeben.
Der PWM-Wandler CNV verwendet die Steuerschaltung, wie sie oben aufgebaut ist, um die Eingangsströme Ir, Is, It zu steuern, so dass die an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd angelegte Gleichspannung Vd mit dem Spannungsanweisungswert Vd* übereinstimmt. Ausführlicher gesagt wird die Abweichung zwischen dem Spannungsanweisungswert Vd* und dem Spannungserfassungswert Vd von dem Komparator C1 erhalten und von dem Spannungssteuerkompensator Gv(S) verstärkt und als Amplitudenanweisungswert Ism des Eingangsstroms genommen. Der Multiplizierer ML multipliziert den Amplitudenanweisungswert Ism des Eingangsstroms mit einer Einheitssinuswelle sin ωt, die mit der Spannung der R-Phase synchronisiert ist, und dieses Produkt wird als der Stromanweisungswert Ir* der R- Phase genommen. Der Komparator C3 vergleicht diesen R- Phasenstromanweisungswert Ir* mit dem R- Phasenstromerfassungswert Ir, und die Abweichung wird einer inversen Verstärkung durch den Stromsteuerkompensator Gi(S) unterzogen. Normalerweise wird eine proportionale Verstärkung benutzt, wobei der Verstärkungsfaktor Gi(S) = -Ki ist, wobei Ki die Proportionalitätskonstante (proportionale Konstante) ist.
Der Spannungsanweisungswert er* = -Ki × (Ir* - Ir), der die Ausgabe des Stromsteuerkompensators Gi(S) ist, wird in die PWM-Steuerschaltung PWMC eingegeben, um die Gate-Signale g1, g4 der selbstabschaltenden Elemente S1 und S4 der R-Phase des Wandlers CNV zu erzeugen. Die PWM-Wandlerschaltung PWMC vergleicht den Spannungsanweisungswert er* und das Trägersignal X (beispielsweise eine 1 kHz Dreieckwelle) und wenn er* > X ist, schaltet das Element S1 auf AN (S4 ist AUS), und wenn er* < X ist, schaltet das Element S4 auf AN (S1 ist AUS). Folglich wird als die R-Phasenspannung VR des Wandlers eine Spannung erzeugt, die dem Spannungsanweisungswert er* proportional ist.
Hinsichtlich des Eingangsstroms Ir der R-Phase weist, wenn Ir* > Ir gilt, der Spannungsanweisungswert er* einen negativen Wert auf, und Ir wird erhöht. Wenn andererseits Ir* < Ir gilt, dann weist der Spannungsanweisungswert er* einen positiven Wert auf, und Ir wird verringert. Auf diese Weise wird die Steuerung durchgeführt, so dass Ir* = Ir ist. Die Steuerung wird auf die gleiche Weise hinsichtlich der Ströme Is und It der S-Phase und der T-Phase durchgeführt.
Die an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd angelegte Spannung Vd wird wie folgt gesteuert. Insbesondere wird, wenn Vd* > Vd, der Amplitudenanweisungswert Ism des Eingangsstroms erhöht. Der Stromanweisungswert jeder Phase ist in Phase mit der Leistungsquellenspannung, so dass die mit dem Strom Ism proportionale Wirkleistung Ps von der Wechselstrom- Leistungsquelle SUP an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd geliefert wird. Folglich steigt die Spannung Vd an und wird derart gesteuert, dass Vd* = Vd wird. Wenn andererseits Vd* < Vd gilt, weist der Amplitudenanweisungswert Ism des Eingangsstroms einen negativen Wert auf, und die Leistung Ps wird an der Wechselstrom-Leistungsquellenseite regeneriert. Folglich wird die akkumulierte Energie des Gleichstrom- Glättungskondensators verringert, wobei die Spannung Vd abgesenkt und dadurch eine Steuerung erreicht wird, so dass Vd* = Vd ist.
Der VVVF-Wechselrichter (variable voltage variable frequency inverter) INV und der Wechselstrom-Motor M sind Lasten, deren Spannungsquelle der Gleichstrom- Glättungskondensator Cd ist; somit wirken sie während des Leistungslaufbetriebs (Motorbetrieb) in einer Richtung, um die akkumulierte Energie des Kondensators Cd zu verbrauchen und die Spannung Vd abzusenken. Während des Regenerierungsvorgangs wird diese regenerierte Energie ebenfalls an den Glättungskondensator Cd zurückgegeben, so dass sie in einer Richtung wirken, um die Spannung Vd anzuheben. Da, wie es oben beschrieben ist, die Steuerung von dem PWM-Wandler CNV derart durchgeführt wird, dass die Gleichspannung Vd konstant ist, wird eine übereinstimmende Wirkleistung automatisch von der Wechselstrom-Leistungsquelle während des Leistungslaufbetriebs geliefert, und während des regenerativen Vorgangs wird die mit der regenerierten Energie übereinstimmende Wirkleistung auf der Wechselstrom- Leistungsquellenseite regeneriert.
Somit kann mit dem herkömmlichen PWM-Wandler die Gleichspannung Vd stabilisiert und die Leistungsregenerierung erreicht werden, was ermöglicht, dass das Problem des Nichtvorhandenseins der Regenerierung in einem Gleichstrom- Leistungsregenerierungssystem einer elektrischen Eisenbahn gelöst werden kann.
Ein PWM-Wandler weist jedoch den Nachteil eines erheblichen Schaltverlusts der Schaltelemente auf, infolge dessen, dass das Schalten mit hoher Frequenz durchgeführt wird. Die Schaltungselemente müssen ebenfalls die Fähigkeit aufweisen, den Maximalwert des Eingangswechselstroms zu unterbrechen, der den Unterbrechungsstrom bildet. Es gab somit das Problem, dass sie derart ausgelegt werden mussten, um imstande zu sein, dem Unterbrechungsstrom sogar in dem Fall einer Überlast für eine kurze Zeit zu widerstehen (beispielsweise 300% des Nennstroms); der Leistungswandler musste daher groß dimensioniert sein, was zu einem unwirtschaftlichen System führte.
Somit waren, wie es oben beschrieben ist, obgleich selbstgeführte Wandler (genannt PWM-Wandler) mit Impulsbreitenmodulationssteuerung als Leistungswandler verfügbar waren, die für eine Leistungsregenerierung geeignet waren, waren sie den Nachteilen unterworfen, dass ihre Kosten höher als diejenigen von Diodengleichrichtern waren und dass sie keine sehr große Überlast tolerieren konnten. Sie wiesen ebenfalls die Probleme eines schlechten Umwandlungswirkungsgrads und dergleichen aufgrund der bei der PWM-Steuerung beteiligten großen Schaltverluste auf.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Dem gemäß besteht eine Aufgabe der Erfindung darin, eine neuartige Leistungsumwandlungsvorrichtung bereitzustellen, die wirtschaftlich ist und einen hoher Wandlerwirkungsgrad aufweist, die imstande ist, eine Leistungsregenerierung durchzuführen, und die eine ausgezeichnete Fähigkeit aufweist, einer Überlast zu widerstehen.

Die obige Aufgabe der Erfindung wird durch einen Aufbau gemäß der unabhängigen Ansprüche erreicht. Insbesondere umfasst eine erfindungsgemäße Leistungsumwandlungsvorrichtung:
einen Leistungsdiodengleichrichter, dessen Wechselstrom- Anschluss durch eine Wechselstrom-Drossel mit einer Wechselstrom-Leistungsquelle verbunden ist;
einen selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp, dessen Wechselstrom-Anschluss mit dem Wechselstrom-Anschluss dieses Leistungsdiodengleichrichters durch eine Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel verbunden ist; und
einen Gleichstrom-Glättungskondensator, der zwischen den gemeinsamen Gleichstrom-Anschlüssen dieses selbstgeführten Leistungswandlers vom Spannungstyp und des Leistungsdiodengleichrichters mit einer damit parallel verbundenen Lastvorrichtung verbunden ist.

Mit diesem Aufbau kann der Unterbrechungsstrom des selbstgeführten Leistungswandlers vom Spannungstyp auf einen niedrigen Pegel durch Ausüben einer Steuerung derart eingeschränkt werden, dass während des Leistungslaufbetriebs der meiste Strom in dem Leistungsdiodengleichrichter fließt.

Der Eingangsstrom wird durch Steuern des Phasenwinkels mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung mit einem festen Impulsmuster (Einzelimpuls, 3-Impuls, 5-Impuls, etc.) gesteuert, das mit der Leistungsquellenspannung synchronisiert ist, so dass der selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp immer in der Nähe des Eingangsleistungsfaktors = 1 betrieben wird. Folglich wird das Umschalten der selbstabschaltenden Elemente, die den selbstgeführten Leistungswandler bilden, in der Nähe des Nullpunkts des Eingangsstroms durchgeführt, wodurch es möglich gemacht wird, den Unterbrechungsstrom der Elemente klein zu halten.

Die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel führt die Funktion des Unterdrückens des Einfließens von übermäßigem Rückgewinnungsstrom in die Dioden des Leistungsdiodengleichrichters durch, wenn die selbstabschaltenden Elemente des selbstgeführten Leistungswandlers vom Spannungstyp angeschaltet sind.

Gewöhnlich weist diese Drossel einen Induktivitätswert von einigen zehn von µH auf, d. h. er kann etwa zwei Größenordnungen kleiner als die Wechselstrom-Drossel sein.

Andererseits fließt während des Regenerierungsvorgangs der meiste Strom in die selbstabschaltenden Elemente des selbstgeführten Leistungswandlers vom Spannungstyp. Mit der Vorrichtung der Erfindung kann eine wirtschaftliche Verwendung dadurch erreicht werden, dass beispielsweise eine Überlast von 300% während des Leistungslaufbetriebs erlaubt wird, und von 100% während des regenerativen Vorgangs. Diese Verwendung ist dadurch geeignet, dass bei einer elektrischen Eisenbahn bzw. Schienenfahrzeug, sogar wenn ein Zug eine regenerative Bremsung durchführt, andere Züge im allgemeinen einen Energielauf durchführen. Wenn mit 100% der regenerierten Leistung gearbeitet wird, fließt auch der meiste Strom in die selbstabschaltenden Elemente. Indem der Leistungsfaktor der Leistungsquelle so gesteuert wird, dass er sogar während des regenerativen Vorgangs praktisch gleich 1 ist, wird jedoch das Abschalten der selbstabschaltenden Elemente ausgestaltet, um in der Nähe des Stromnullpunkts durchgeführt zu werden. Schaltverluste werden dadurch stark verringert, was ermöglicht, den selbstabschaltenden Leistungswandler CNV der selbstabschaltenden Elemente mit einem kleinen Unterbrechungsstrom aufzubauen, und dadurch wird es möglich, eine wirtschaftliche Vorrichtung bereitzustellen.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Eine vollständigere Würdigung der Erfindung und vieler ihrer beabsichtigten Vorteile werden ohne weiteres ersichtlich, wenn diese mit Bezug auf die folgende ausführliche Beschreibung besser verstanden wird, wenn sie in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen betrachtet wird, in denen zeigt/zeigen:
Fig. 1 ein Anordnungsdiagramm eines vorbekannten PWM- Wandlers (impulsbreitenmodulationsgesteuerter Wandler), der imstande ist, eine Leistungsregenerierung durchzuführen;
Fig. 2 ein Anordnungsdiagramm, das eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 1 darstellt;
Fig. 3 ein Spannungs/Strom-Vektordiagramm der Wechselstrom-Seite, das als Erläuterung der Steuerwirkung der Leistungsumwandlungsvorrichtung der Erfindung von Fig. 2 gegeben wird;
Fig. 4 ein Steuerblockdiagramm, das als Erläuterung der Phasensteuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 2 gegeben wird;
Fig. 5 ein Zeitdiagramm, das als Erläuterung der Phasensteuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 2 gegeben wird;
Fig. 6 ein Betriebssignalverlaufsdiagramm der verschiedenen Teile, das als Erläuterung der Steuerwirkung während des Leistungslaufbetriebs der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 2 gegeben wird;
Fig. 7 ein Betriebssignalverlaufsdiagramm der verschiedenen Teile, das als Erläuterung der Steuerwirkung während des regenerativen Vorgangs der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 2 gegeben wird;
Fig. 8 ein Betriebssignalverlaufsdiagramm der verschiedenen Teile, das als Erläuterung der Steuerwirkung während der Schritte vom Leistungslaufbetrieb zum regenerativen Betrieb der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 2 gegeben wird;
Fig. 9 ein weiteres Zeitdiagramm, das als Erläuterung der Phasensteuerwirkung der Leistungsumwandlungsvorrichtung der Erfindung von Fig. 2 gegeben wird;
Fig. 10 ein Betriebssignalverlaufsdiagramm der verschiedenen Teile, das als Erläuterung einer weiteren Steuerwirkung während des Leistungslaufbetriebs der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 2 gegeben wird;
Fig. 11 ein noch weiteres Zeitdiagramm, das als Erläuterung der Phasensteuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 2 gegeben wird;
Fig. 12 ein Betriebssignalverlaufsdiagramm verschiedener Teile, das als Erläuterung noch einer weiteren Steuerwirkung während des Leistungslaufbetrieb der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 2 gegeben wird;
Fig. 13 ein Anordnungsdiagramm, das eine Ausführungsform einer weiteren erfindungsgemäßen Steuerschaltung darstellt;
Fig. 14A, Fig. 14B und Fig. 14C Spannungs/Strom- Vektordiagramme der Wechselstrom-Seite, die als Erläuterung der Wirkung einer erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung gegeben werden;
Fig. 15 ein Spannungs/Strom-Vektordiagramm der Wechselstrom-Seite, das als Erläuterung der Steuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung gegeben wird;
Fig. 16 eine Kennlinie, die als Erläuterung der Steuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung Erfindung gegeben wird;
Fig. 17 ein Spannungs/Strom-Vektordiagramm der Wechselstrom-Seite, das als Erläuterung einer weiteren Steuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung gegeben wird;
Fig. 18 eine Kennlinie, die als Erläuterung einer weiteren Steuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung gegeben wird;
Fig. 19 ein Betriebssignalverlaufsdiagramm, das als Erläuterung einer weiteren Steuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung gegeben wird;
Fig. 20 ein Hauptschaltungs-Anordnungsdiagramm, das eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung darstellt;
Fig. 21 ein Anordnungsdiagramm, das eine Ausführungsform einer Steuerschaltung der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 20 darstellt;
Fig. 22 ein Hauptschaltungs-Anordnungsdiagramm, das noch eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung darstellt;
Fig. 23 ein Anordnungsdiagramm, das eine Ausführungsform einer Steuerschaltung der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 22 darstellt;
Fig. 24 ein Hauptschaltungs-Anordnungsdiagramm, das noch eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung darstellt;
Fig. 25 ein Anordnungsdiagramm, das eine Ausführungsform einer Steuerschaltung der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 24 darstellt;
Fig. 26 ein Schaltplan, der eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung darstellt;
Fig. 27 ein Blockdiagramm, das eine Ausführungsform einer Steuerschaltung der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 26 darstellt;
Fig. 28 ein Spannungs/Strom-Vektordiagramm der Wechselstrom-Seite, das als Erläuterung der Steuerwirkung der Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Fig. 26 gegeben wird;
Fig. 29 ein Blockdiagramm, das als Erläuterung der Phasensteuerwirkung der Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Fig. 26 gegeben wird;
Fig. 30 ein Ablaufdiagramm, das als Erläuterung der Phasensteuerwirkung der Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Fig. 26 gegeben wird;
Fig. 31 ein Betriebssignalverlaufsdiagramm der verschiedenen Teile, das als Erläuterung der Steuerwirkung während des Leistungslaufbetriebs der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 26 gegeben wird;
Fig. 32 ein Betriebssignalverlaufsdiagramm der verschiedenen Teile, das als Erläuterung der Steuerwirkung während des regenerativen Betriebs der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 26 gegeben wird;
Fig. 33 ein Betriebssignalverlaufsdiagramm der verschiedenen Teile, das als Erläuterung der Steuerwirkung während der Schritte von dem Leistungsablaufbetriebs zu dem Regenerationsbetrieb der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 26 gegeben wird;
Fig. 34 ein weiteres Ablaufdiagramm, das als Erläuterung der Phasensteuerwirkung der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 26 gegeben wird;
Fig. 35 ein Betriebssignalverlaufssignal der verschiedenen Teile, das als Erläuterung einer weiteren Steuerwirkung während des Leistungslaufbetriebs der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 26 gegeben wird;
Fig. 36 ein noch weiteres Ablaufdiagramm, das als Erläuterung der Phasensteuerwirkung der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 26 gegeben wird;
Fig. 37A, Fig. 37B und Fig. 37C Spannungs/Strom- Vektordiagramme der Wechselstrom-Seite, die als Erläuterung der Wirkung einer erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung gegeben werden;
Fig. 38 ein Spannungs/Strom-Vektordiagramm der Wechselstrom-Seite, das als Erläuterung der Steuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung gegeben wird;
Fig. 39 eine Kennlinie, die als Erläuterung der Steuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung gegeben wird;
Fig. 40 ein Spannungs/Strom-Vektordiagramm der Wechselstrom-Seite, das als Erläuterung einer weiteren Steuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung gegeben wird;
Fig. 41 eine Kennlinie, die als Erläuterung einer weiteren Steuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung gegeben wird;
Fig. 42 ein Betriebssignalverlaufsdiagramm, das als Erläuterung einer weiteren Steuerwirkung der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung gegeben wird;
Fig. 43 ein Hauptschaltungs-Anordnungsdiagramm, das eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung darstellt;
Fig. 44 ein Anordnungsdiagramm, das eine Ausführungsform einer Steuerschaltung der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 43 darstellt;
Fig. 45 ein Hauptschaltungs-Anordnungsdiagramm, das noch eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung darstellt;
Fig. 46 ein Hauptschaltungs-Anordnungsdiagramm, das noch eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung darstellt; und
Fig. 47 ein Anordnungsdiagramm einer Ausführungsform einer Steuerschaltung der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 46.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Mit Bezug nun auf die Zeichnungen, in denen gleiche Bezugsziffern identische oder entsprechende Teile überall in den verschiedenen Ansichten kennzeichnen, und insbesondere auf Fig. 2, wird eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung darstellt. Schaltungselemente mit der gleichen oder einer ähnlichen Funktion wie in Fig. 1 haben die gleichen Bezugssymbole und ihre weitere ausführliche Beschreibung wird weggelassen. Bei der Hauptschaltung von Fig. 2 wird ein Leistungsdiodengleichrichter RE und eine Rückgewinnungsstrom- Unterdrückungsdrossel La zusätzlich zwischen der Wechselstrom-Drossel Ls und dem selbstgeführten Wandler vom Spannungstyp CNV in der Hauptschaltung von Fig. 1 bereitgestellt. Der Gleichrichter REC umfasst Dreiphasen- brückenverbundene Leistungsdioden PD1 bis PD6, wobei ihre Wechselstrom-Anschlüsse mit ankommenden Anschlüssen R, S, T der Dreiphasen-Wechselstrom-Leistungsquelle SUP durch die Wechselstrom-Drossel Ls und ihre Gleichstrom-Anschlüsse mit dem Gleichstrom-Anschluss des Wandlers CNV verbunden sind. Die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La ist zwischen dem Wechselstrom-Anschluss des Gleichrichters REC und dem Wechselstrom-Anschluss des selbstgeführten Wandlers vom Spannungstyp CNV verbunden. In diesem Fall wird die Lastvorrichtung LOAD von dem VVVF-Wechselrichter INV und dem Wechselstrom-Motor M gebildet.
Die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La dient dazu, den Eintritt von übermäßigem Rückgewinnungsstrom in die Dioden des Gleichrichters REC zu unterdrücken, wenn die selbstabschaltenden Elemente des Leistungswandlers CNV betrieben werden, indem sie angeschaltet werden, und ist normalerweise ausgestaltet, um einen Induktivitätswert von einigen zehn µH aufzuweisen, d. h. etwa zwei Größenordnungen kleiner als derjenige der Wechselstrom-Drossel Ls. Indem die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La eine sättigbare Drossel gemacht wird, kann die Zeit, die für die Kommutation von den Hochgeschwindigkeitsdioden D1 bis D6 zu den Leistungsdioden PD1 bis PD6 erforderlich ist, verkürzt werden, und der Verlust daher um dieses Ausmaß verringert werden.
Als Steuervorrichtungen werden Komparatoren C1, C3, ein Addierer C2, eine Spannungssteuerkompensationsschaltung Gv(S), eine Stromsteuerkompensationsschaltung Gi(S), ein vorwärtsgekoppelter Kompensator FF, eine Koordinatenumwandlungsschaltung A, eine Leistungsquellen- Synchronisations-Phasenerfassungsschaltung PLL und eine Phasensteuerschaltung PHC bereitgestellt. Die an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd angelegte Spannung Vd wird erfasst, und diese wird mit dem Spannungsanweisungswert Vd* durch den Komparator C1 verglichen. Deren Abweichung εv (= Vd* - Vd) wird einer Integral- oder Proportional- Verstärkung durch die Spannungssteuerkompensationsschaltung Gv(S) unterworfen, und deren Ausgangswert wird in den ersten Eingangsanschluss des Addierers C2 eingegeben. Außerdem wird der von der Last LOAD verbrauchte Gleichstrom Idc erfasst und an den zweiten Eingangsanschluss des Addierers C2 durch den vorwärtsgekoppelten Kompensator FF eingegeben. Die Ausgabe Iq* des Addierers C2 ist der Anweisungswert des von der Leistungsquelle SUP gelieferten Wirkstroms. Ein Koordinatenwandler A wandelt die erfassten Werte der Dreiphasen-Eingangsströme Ir, Is und It um, die an den Leistungskonverter von der Leistungsquelle SUP an die dq- Koordinatenachse (Gleichstrom-Beträge) geliefert werden. Der q-Achsenstrom Iq, der durch Koordinatenumwandlung erhalten wurde, drückt den erfassten Wirkstromwert und der d- Achsenstrom Id den erfassten Wirkstromwert aus.
Ein Phasenwinkelanweisungswert φ* wird durch Vergleichen des Wirkstromanweisungswerts Iq* mit dem Wirkstromerfassungswert Iq mit dem Komparator C3 und Verstärken des Abweichungswerts εi (= Iq* - Iq) mit der Stromsteuerkompensationsschaltung Gi(S) erhalten. Die Leistungsquellensynchronisations-Phasenerfassungsschaltung PLL erzeugt Phasensignale θr, θs, θt, die mit den Dreiphasen-Leistungsquellen- Wechselspannungen und deren Eingaben in die Phasensteuerschaltung PHC synchronisiert sind. Die Phasensteuerschaltung PHC erzeugt Gate-Signale g1 bis g6 der selbstabschaltenden Elemente S1 bis S6 des Leistungswandlers CNV mit dem Phasenwinkelanweisungswert φ* und den Phasensignalen θr, θs, θt für jede Phase. Bei dem selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV wird der Eingangsstrom durch Steuern des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung mit einem festen Impulsmuster (Einzelimpulse, 3-Impuls, 5-Impuls, etc.) gesteuert, die mit der Leistungsquellenspannung mittels der Gate-Signale g1 bis g6 synchronisiert sind.
Fig. 3 veranschaulicht ein Spannungs/Strom- Vektordiagramm, das zur Erläuterung der Steuerwirkung der Vorrichtung von Fig. 2 gegeben ist. In der Figur ist Vs die Leistungsquellenspannung, Vc die Ausgangs-Wechselspannung des selbstgeführten Leistungswandlers CNV, Is der Eingangsstrom und jωLs.Is der Betrag des von der Wechselstrom-Drossel Ls erzeugten Spannungsabfalls (wobei der Widerstand der Drossel Ls als sehr klein vernachlässigt wird). Die Vektorbeziehung Vs = Vc + jωLs.Is ist gültig. Obgleich Vs, und Vc und Is, etc. tatsächlich als Vektorgrößen dargestellt werden sollten, werden sie bei dieser Spezifikation zwecks Schreibweise als skalare Größen dargestellt.
Der Scheitelwert (Spitzenwert) der Leistungsquellenspannung Vs und der Grundscheitelwert der Ausgangs- Wechselspannung Vc des selbstgeführten Leistungswandlers CNV werden angepasst, um praktisch (im wesentlichen) zu koinzidieren. Die Gleichspannung Vd wird im allgemeinen durch Anforderung von der Lastseite bestimmt; wenn das Impulsmuster bestimmt wird, bestimmt dies den Grundscheitelwert der Ausgangs-Wechselspannung Vc. Dem gemäß werden die Scheitelwerte durch Anordnung eines Transformators auf der Leistungsquellenseite und neben der Sekundärspannung dieses als Vs angepasst.
Der Eingangsstrom Is kann durch Einstellen des Phasenwinkels φ der Ausgangs-Wechselspannung Vc mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs gesteuert werden. Wenn der Phasenwinkel φ = 0 ist, wird insbesondere die an die Wechselstrom-Drossel Ls angelegte Spannung jωLs.Is gleich Null, und der Eingangsstrom Is wird ebenfalls Null. Wenn der Phasenwinkel φ (Verzögerung) erhöht wird, steigt die Spannung jωLs.Is an, und der Eingangsstrom Is erhöht sich ebenfalls proportional zu diesem Wert. Der Eingangsstromvektor Is eilt der Spannung jωLs.Is um 90° nach und ist ein Vektor, der der Leistungsquellenspannung Vs um φ/2 nacheilt. Der von der Leistungsquellenseite gesehene Eingangsleistungsfaktor ist daher cos(φ/2).
Wenn andererseits die Ausgangs-Wechselspannung des Leistungswandlers CNV in Richtung des fortschreitenden Phasenwinkels φ, als Vc' in Fig. 3 gezeigt, erhöht wird, wird die Spannung jωLs.Is, die an die Wechselstrom-Drossel Ls angelegt wird, negativ, was zu einem Phasenwinkel von (π - φ/2) mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs führt, wobei der Eingangsstrom Is' ist. Das heißt, dass die Leistung Ps = Vs.Is negativ wird, was ermöglicht, dass die Leistung an der Leistungsquelle regeneriert wird. Wenn die Ausgangs- Wechselspannung Vc in der Richtung von Vc' entlang der gestrichelten Linie in der Figur verschoben wird, wobei die Leistungsquellenspannung Vs als Standard genommen wird, ändert sich der Eingangsstrom Vektor Is in der Richtung von Is' entlang der gestrichelten Linie.
In Fig. 2 wird der Wirkstrom Iq wie folgt gesteuert.
Wenn Iq* > Iq wird, steigt die Ausgabe φ* der Stromsteuerkompensationsschaltung Gi(S) an, was bewirkt, dass sich der Eingangsstrom Is verringert. Da der Eingangsleistungsfaktor praktisch 1 ist, erhöht sich der Wirkstrom Iq und schwingt bald bei Iq* = Iq ein. Andererseits verringert sich, wenn Iq* < Iq wird, die Ausgabe φ* der Stromsteuerkompensationsschaltung Gi(S) oder wird ein negativer Wert, was veranlasst, dass sich der Eingangsstrom Is verringert. Da der Eingangsleistungsfaktor = 1 ist, verringert sich der Wirkstrom Iq, bis er ebenfalls bei Iq* = Iq einschwingt.
Die Spannung Vd des Gleichstrom-Glättungskondensators Cd wird ebenfalls wie folgt gesteuert.
Wenn Vd* > Vd wird, erhöht sich die Ausgabe Iq* des Addierers C2 an der Ausgangsseite der Spannungssteuerkompensationsschaltung Gv(S) und wird wie oben auf Iq* = Iq gesteuert, so dass Wirkleistung von der Wechselstrom- Leistungsquelle SUP an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd geliefert wird. Folglich steigt die Gleichspannung Vd an und wird derart gesteuert, dass Vd* = Vd.
Andererseits verringert sich, wenn Vd* < Vd wird, die Ausgabe Iq* des Addierers C2 oder wird ein negativer Wert, was bewirkt, dass Wirkleistung Ps an der Seite der Wechselstrom-Leistungsquelle SUP von dem Gleichstrom- Glättungskondensator Cd regeneriert wird. Folglich wird die Steuerung ausgeübt, wodurch die Gleichspannung Vd verringert wird, bis Vd* = Vd.
Bei der Vorrichtung von Fig. 2 wird der von der Last genommene Gleichstrom Idc erfasst und ein Kompensationsbetrag IqFF = k1.Idc wird von dem vorwärtsgekoppelten Kompensator FF berechnet, so dass der mit diesem Betrag übereinstimmende Wirkstrom geliefert und dieser Kompensationsbetrag in den Addierer C2 eingegeben wird. Auf diese Weise wird, wenn es eine plötzliche Änderung in der Last gibt, ein Eingangsstrom (Wirkstrom) Iq, der mit diesem übereinstimmt, geliefert, was die Schwankung der angelegten Spannung Vd des Gleichstrom- Glättungskondensators Cd unterdrückt.

Zweite Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform wird bei der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 2 die Rückgewinnungsstrom- Unterdrückungsdrossel La von einer sättigbaren Drossel gebildet.
Die Arme des selbstgeführten Leistungswandlers CNV werden aus selbstabschaltenden Elementen S1 bis S6 und Hochgeschwindigkeitsdioden D1 bis D6, die antiparallel verbunden sind, gebildet, wodurch beispielsweise, wenn Strom in einem selbstabschaltenden Element eines oberen Arms fließt und dieses Element abgeschaltet wird, sich der Strom der Hochgeschwindigkeitsdiode in den unteren Arm verschiebt. Der Vorwärtsspannungsabfall der Hochgeschwindigkeitsdioden D1 bis D6 ist größer als derjenige der Leistungsdioden PD1 bis PD6, so dass sich dieser Strom allmählich zu den entsprechenden Leistungsdioden des Leistungsdiodengleichrichters REC verschiebt. Die Kommutationszeit ist dem Induktivitätswert der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La umgekehrt proportional. Indem die Drossel La zu einer sättigbaren Drossel gemacht wird, wird ihr Induktivitätswert aufgrund der Sättigung verringert, wenn der darin fließende Strom groß ist, was den Strom, der in den Hochgeschwindigkeitsdioden D1 bis D6 geflossen war, veranlasst, sich schneller in die Leistungsdioden PD1 bis PD6 zu verschieben, und somit zu ermöglichen, dass der Wandlerverlust verringert wird.

Dritte Ausführungsform

Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform einer Phasensteuerschaltung PHC in Fig. 2. In Fig. 4 geben AD1 bis AD3 Addierer (Subtrahierer) an, die für jede Phase getrennt bereitgestellt werden, und PTN1 bis PTN3 geben auf ähnliche Weise Impulsmustergeneratoren an, die für jede Phase getrennt bereitgestellt werden. Addierer AD1 bis AD3 subtrahieren den Phasenwinkelanweisungswert φ* von den Phasensignalen θr, θs und θt, um neue Phasensignale θcr, θcs, θct zu erzeugen. Diese neuen Phasensignale θcr, θcs, θct sind periodische Funktionen von 0 bis 2π und ändern sich synchron mit der Leistungsquellenfrequenz. Impulsmustergeneratoren PTN1 bis PTN3 erzeugen Gate-Signale g1 bis g6 für jede Phase der neuen Phasensignale θcr, θcs, θct, um ein festes Impulsmuster zu erzeugen.
Wenn die R-Phase als ein typisches Beispiel genommen wird, speichert der Impulsmustergenerator PTN1 die Impulsmuster der R-Phasenelemente S1 bis S4 mit Bezug auf das Phasensignal θcr als eine Tabellenfunktion; der Signal verlauf während des Einzelimpulsbetriebs ist in Fig. 5 gezeigt. In dieser Figur gibt Vr die R-Phasenleistungsquellenspannung und θr ein Phasensignal an, das mit der Leistungsquellenspannung Vr synchronisiert ist; dies ist eine periodische Funktion, die sich zwischen 0 und 2π ändert. Das neue Phasensignal θcr = θr - φ* ist eine periodische Funktion, die sich zwischen 0 und 2π ändert, und durch ein Signal angegeben wird, das dem Signal θr um φ* nacheilt. Insbesondere wird für die Eingabe θcr ein Gate-Steuersignal g1 (oder g4) wie folgt ausgegeben. Genauer gesagt:
in dem Bereich

0 ≤ θcr < π, gilt g1 = 1, g4 = 0 (S1 AN, S4 AUS)

in dem Bereich

π ≤ θcr < 2π, gilt g1 = 0, g4 = 1 (S1 AUS, S4 AN).
Die Seitenausgangs-Wechselspannung (R-Phase) Vcr des selbstgeführten Wandlers CNV ist

Vcr = +Vd/2, wenn S1 AN (S4 AUS) ist, und

Vcr = -Vd/2, wenn S1 AUS (S4 AN) ist.
Wenn die Gleichspannung Vd festgelegt ist, ist der Amplitudenwert der Ausgangs-Wechselspannung Vcr festgelegt. Die Phase der Grundwelle Vcr* der Ausgangs-Wechselspannung Vcr eilt der Leistungsquellenspannung Vs um einen Phasenwinkel φ nach. Die S-Phase und die T-Phase werden auf die gleiche Weise geliefert, wobei sie jedoch jeweils um 120° bzw. 240° von der R-Phase versetzt sind.
Fig. 6 zeigt die Betriebssignalverläufe verschiedener Teile der R-Phase in dem Fall, bei dem der selbstgeführte Leistungswandler CNV mit dem Impulsmuster von Fig. 5 betrieben wird. Für die Zweckmäßigkeit der Beschreibung wird der Eingangsstrom Ir als eine Sinuswelle gezeigt, und der Oberwellenanteil wird nicht gezeigt. Fig. 6 zeigt die Betriebssignalverläufe während des Leistungslaufbetriebs; die Phase der Grundwelle Vcr* der Ausgangs-Wechselspannung Vcr des Wandlers eilt der Leistungsquellenspannung Vcr um einen Phasenwinkel φ nach. Der Eingangsstrom Ir eilt ebenfalls der Leistungsquellenspannung Vr um einen Phasenwinkel (φ/2) nach. IS1 und IS4 stellen die Ströme der selbstabschaltenden Elemente S1, S4 der R-Phase dar; ID1, ID4 stellen die Ströme der Hochgeschwindigkeitsdioden D1, D4 dar; und IPD1, IPD4 stellen die Ströme der Leistungsdioden PD1 bzw. PD4 dar. Deren Betrieb an diesem Punkt wird nachstehend unter Verwendung von Fig. 1 beschrieben.
Strom fließt durch die Leistungsdiode PD4, bis sich der Eingangsstrom Ir von negativ in positiv ändert. Wenn sich aus diesem Zustand die Richtung des Stroms Ir ändert, ist das Element S4 in einem An-Zustand, so dass der Eingangsstrom Ir imstande ist, durch die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La und das Element S4 zu fließen. Wenn als nächstes das Element S4 durch die Wirkung der Rückgewinnungsstrom- Unterdrückungsdrossel La abgeschaltet wird, fließt der Strom Ir zu aller erst durch die Hochgeschwindigkeitsdioden D1. Der Vorwärtsspannungsabfall VFPD1 der Leistungsdiode PD1 ist niedriger als der Vorwärtsspannungsabfall VFD1 der Hochgeschwindigkeitsdiode D1, so dass auf Grund dieser Spannungsdifferenz der in der Rückgewinnungsstrom- Unterdrückungsdrossel La fließende Strom allmählich kleiner wird, so dass sich der Eingangsstrom Ir von der Hochgeschwindigkeitsdiode D1 zu der Leistungsdiode PD1 verschiebt. Die Kommutationszeit ist dem Induktivitätswert der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La umgekehrt proportional. Indem die Drossel La zu einer sättigbaren Drossel gemacht wird, wird ihr Induktivitätswert, verringert, wenn der darin fließende Strom groß ist, was veranlasst, dass der Strom, der in der Hochgeschwindigkeitsdiode D1 geflossen war, schneller in die Leistungsdiode PD1 verschoben wird, und somit wird ermöglicht, dass der Verlust verringert wird.
Dieser Strom fließt in der Leistungsdiode PD1, bis die Polarität des Eingangsstroms Ir erneut umgekehrt wird. Nachdem der Eingangsstrom Ir umgewandelt ist, wird der gleiche Vorgang, wie er oben beschrieben ist, zwischen dem Element S1 und der Hochgeschwindigkeitsdiode D4 und der Leistungsdiode PD4 durchgeführt.
Somit ist mit dieser Ausführungsform, da der Hauptteil des Eingangsstroms Ir während des Leistungslaufbetriebs in den Leistungsdioden PD1, PD4 fließt, der Verlust klein und eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit großer Fähigkeit, Überlast zu widerstehen, kann bereitgestellt werden.
Wenn der Scheitelwert des Eingangsstroms als Ism genommen wird, ist der maximale Strom Imax, der von den selbstabschaltenden Elementen S1 bis S6 des selbstgeführten Wandlers unterbrochen werden kann,

Imax = Ism × sin(φ/2)

wobei θ2 < 90°. Wenn beispielsweise φ = 20°, ist Imax = 0,174 × Ism. Das heißt, dass selbstabschaltende Elemente mit kleinem Unterbrechungsstrom verwendet werden können, was ermöglicht, eine Leistungsumwandlungsvorrichtung niedriger Kosten bereitzustellen.
Fig. 7 zeigt den Betriebssignalverlauf während des regenerativen Betriebs. IS1 und IS4 stellen die Ströme der selbstabschaltenden Elemente S1, S4 der R-Phase dar; ID1, ID4 stellen die Ströme der Hochgeschwindigkeitsdioden D1, D4 dar; und IPD1, IPD4 stellen jeweils die Ströme der Leistungsdioden PD1, PD4 dar. Die Phase der Grundwelle der Ausgangs-Wechselspannung Vcr des Wandlers eilt der Leistungsquellenspannung Vr um einen Phasenwinkel φ vor. Der Eingangsstrom Ir eilt ebenfalls dem invertierten Wert -Vr der Leistungsquellenspannung um einen Phasenwinkel (φ/2) vor.
Wenn der Eingangsstrom Ir negativ und das Element S1 AN ist (S4 ist AUS), fließt der Eingangsstrom Ir durch das Element La und die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La. Wenn das Element S1 AUS ist (S4 ist AN), fließt durch die Wirkung der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La der Strom Ir zu aller erst durch die Hochgeschwindigkeitsdiode D4. Der Vorwärtsspannungsabfall VFPD4 der Leistungsdiode PD4 ist niedriger als der Vorwärtsspannungsabfall VFD4 der Hochgeschwindigkeitsdiode D4, so dass infolge dieser Spannungsdifferenz der in der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La fließende Strom allmählich kleiner wird, so dass sich der Eingangsstrom Ir von der Hochgeschwindigkeitsdiode D4 zu der Leistungsdiode PD4 verschiebt. Wenn der Eingangsstrom Ir invertiert wird, fließt der Strom in dem Element S4, und auf die gleiche Weise, wie es oben beschrieben ist, wird das Element S4 abgeschaltet, wodurch zu aller erst veranlasst wird, dass der Strom sich in die Hochgeschwindigkeitsdiode D1 und dann in die Leistungsdiode PD1 verschiebt.
Während des regenerativen Betriebs beträgt, wenn der Scheitelwert des Eingangsstroms als Ism genommen wird, der maximale Strom Imax, der von den selbstabschaltenden Elementen S1 bis S6 unterbrochen werden kann,

Imax = Ism × sin(φ/2),

wobei θ2 < 90°. Wenn beispielsweise φ = 20° ist, ist Imax = 0,174 × Ism.
Somit fließt das Meiste des Eingangsstroms Ir während des regenerativen Betriebs in den selbstabschaltenden Elementen, wobei jedoch die Unterbrechungsströme der Elemente S1 bis S6 klein gemacht werden können, wodurch es möglich wird, eine Leistungsumwandlungsvorrichtung niedriger Kosten bereitzustellen.
Im Fall von elektrischen Schienenfahrzeugen oder Eisenbahnen wird die Leistungsversorgung an eine Mehrzahl von Fahrzeugen einer einzigen Unterstation (Transformatorstation) bereitgestellt, so dass typischerweise die Last während des Leistungslaufbetriebs groß und die regenerierte Leistung klein ist. Es ist beispielsweise in dem Fall des Leistungslaufbetriebs erforderlich, dass die Überlastwiderstandsfähigkeit 300% der Nennleistung ist, wobei jedoch gewöhnlich eine 100%ige Nennlast hinsichtlich der regenerierten Leistung zufriedenstellend ist. Die vorliegende Leistungsumwandlungsvorrichtung kann in derartigen Fällen angewendet werden, wobei eine große Überlastwiederstandsfähigkeit während des Leistungslaufbetriebs erforderlich ist.
Fig. 8 zeigt den Übergangsbetriebssignalverlauf, wenn von dem Leistungslaufbetrieb in den regenerativen Betrieb umgeschaltet wird; der Phasenwinkel φ der Ausgangs-Wechselspannung Vcr des Leistungswandlers mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vr ändert sich von der nacheilenden Phase auf Null. Wenn der Eingangsstrom Ir positiv ist, wird das selbstabschaltende Element S4 angeschaltet (S1 ist abgeschaltet), und der Eingangsstrom Ir, der in der Leistungsdiode PD1 geflossen ist, wird an dem Element S4 kommutiert. Während dieses Verfahrens wird der Rückgewinnungsstrom IPD1re, der in der Leistungsdiode PD1 fließt, durch die Wirkung der Rückgewinnungsstrom- Unterdrückungsdrossel La unterdrückt. Wenn diese Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La nicht vorhanden wäre, würde ein übermäßiger Rückgewinnungsstrom in der Leistungsdiode PD1 fließen; dies würde nicht nur den Verlust erhöhen, sondern ebenfalls die Diode PD1 oder das selbstabschaltende Element S4 zerstören. Wenn der Eingangsstrom Ir negativ ist, wird das selbstabschaltende Element S1 angeschaltet (S4 ist abgeschaltet), und der Eingangsstrom Ir, der in der Leistungsdiode PD4 geflossen war, wird an dem Element S1 auf die gleiche Weise kommutiert.
Die Häufigkeit des Schaltens kann minimiert und der Umwandlungswirkungsgrad durch den Betrieb des selbstgeführten Wandlers CNV mit einem Einzelimpuls weiter verbessert werden. Die Grundkomponente der Seitenausgangs-Wechselspannung Vc wird groß und der Spannungsausnutzungswirkungsgrad des selbstgeführten. Wandlers verbessert. Da der Betrieb ebenfalls mit einem Wandlerleistungsfaktor von praktisch 1 durchgeführt wird, wird das Schalten nur einmal in der Nähe des Nullpunkts des Eingangsstroms Is durchgeführt, so dass der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente sowohl im Fall des Leistungslaufbetriebs als auch des regenerativen Betriebs extrem klein ist. Eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit hohem Wirkungsgrad und niedrigen Kosten kann daher bereitgestellt werden. Ebenso kann ein Schalten, das sich einem "weichen Schalten" annähert, dadurch erreicht werden, dass die Unterbrechung der großen Ströme nicht stattfindet. Das EMI-Rauschen ist somit klein, und eine umweltfreundliche Leistungsumwandlungsvorrichtung kann bereitgestellt werden.

Vierte Ausführungsform

Fig. 9 zeigt den Betriebssignalverlauf, wenn eine 3- Impulsausgabe mit einem Impulsmustergenerator PTN1 erhalten wird; die R-Phase wird dargestellt. In der Figur ist Vr die R-Phasenleistungsquellenspannung und θr ist das mit der Leistungsquellenspannung Vr synchronisierte Phasensignal, was eine periodische Funktion ist, die sich zwischen 0 und 2π ändert. Das neue Phasensignal θcr = θr - φ* ist eine periodische Funktion, die sich zwischen 0 und 2π ändert und von einem Signal bereitgestellt wird, das dem Phasensignal θr um π* nacheilt. Das Impulsmuster der R-Phasenelemente S1, S4 mit Bezug zu dem Phasensignal θcr ist ebenfalls:
Im Bereich 0 ≤ θcr < θ1,
g1 = 0, g4 = 1 (S1 AUS, S4 AN)
Im Bereich θ1 ≤ θcr < θ2,
g1 = 0, g4 = 1 (S1 AN, S4 AUS)
Im Bereich θ2 ≤ θcr < π ,
g1 = 0, g4 = 1 (S1 AUS, S4 AN)
Im Bereich π ≤ θcr < θ3,
g1 = 1, g4 = 0 (S1 AN, S4 AUS)
Im Bereich θ3 ≤ θcr < θ4,
g1 = 0, g4 = 1 (S1 AUS, S4 AN)
Im Bereich θ4 ≤ θcr < 2π,
g1 = 1, g4 = 0 (S1 AN, S4 AUS)
Die Seitenausgangs-Wechselspannung (R-Phase:) Vcr des selbstgeführten Wandlers CNV ist dann:
wenn S1 AN ist (S4 ist AUS), Vcr = +Vd/2,
wenn S1 AUS ist (S4 ist AN), Vcr = -Vd/2.
Die Phase der Grundwelle Vcr der Ausgangsspannung Vcr eilt der Leistungsquellenspannung Vr um einen Phasenwinkel φ nach. Die S-Phase und die T-Phase werden auf die gleiche Weise geliefert.
In diesem Fall ebenso, wenn sowohl das Impulsmuster als auch die Gleichspannung Vd festgelegt ist, ist die Scheitelspannung der Grundwelle der Ausgangs-Wechselspannung des selbstgeführten Wandlers CNV festgelegt.
Fig. 10 zeigt die Betriebssignalverläufe verschiedener Teile in der R-Phase in dem Fall, in dem der selbstgeführte Leistungswandler mit dem Impulsmuster von Fig. 9 betrieben wird. Zweckmäßigerweise wird bei der Beschreibung der Eingangsstrom Ir als eine Sinuswelle gezeigt, und der Oberschwingungsanteil ist nicht gezeigt. Fig. 10 zeigt die Form der Betriebssignalverläufe während des Leistungslaufbetriebs; die Phase der Grundwelle Vcr der Ausgangs- Wechselspannung Vcr des Wandlers eilt der Leistungsquellenspannung Vs um einen Phasenwinkel φ nach. Der Eingangsstrom Is eilt der Leistungsquellenspannung Vs ebenfalls um einen Phasenwinkel (φ/2) nach. IS1 und IS4 stellen die Ströme der selbstabschaltenden Elemente S1, S4 der R-Phase dar; ID1, ID4 stellen die Ströme der Hochgeschwindigkeitsdioden D1, D4 dar; und IPD1, IPD4 stellen die Ströme der Leistungsdioden PD1 bzw. PD4 dar. Ihr Betrieb an diesem Punkt wird nachstehend beschrieben.
Strom fließt durch die Leistungsdiode PD4, bis sich der Eingangsstrom Ir von negativ in positiv ändert. Wenn sich aus diesem Zustand die Richtung des Stroms Ir ändert, ist das Element S4 in einem An-Zustand, so dass der Eingangsstrom Ir fähig ist, durch die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La und das Element S4 zu fließen. Als nächstes fließt, wenn das Element S4 durch die Wirkung der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La abgeschaltet wird, der Strom Ir zu aller erst durch die Hochgeschwindigkeitsdiode D1. Der Vorwärtsspannungsabfall VFPD1 der Leistungsdiode PD1 ist niedriger als der Vorwärtsspannungsabfall VFD1 der Hochgeschwindigkeitsdiode D1, so dass infolge dieser Spannungsdifferenz der in der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La fließende Strom allmählich kleiner wird, so dass der Eingangsstrom Ir sich von der Hochgeschwindigkeitsdiode D1 in die Leistungsdiode PD1 verschiebt. Die Kommutationszeit ist dem Induktivitätswert der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La umgekehrt proportional. Indern die Drossel La als eine sättigbare Drossel ausgeführt wird, wird ihr Induktivitätswert, wenn der darin fließende Strom groß ist, verringert, was verursacht, dass sich der Strom, der in der Hochgeschwindigkeitsdiode geflossen ist, schneller in die Leistungsdiode verschiebt und so ermöglicht, dass der Verlust verringert wird.
Als nächstes fließt, wenn das Element S4 erneut angeschaltet wird, der Eingangsstrom Ir durch die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La und das Element S4, was den Strom der Leistungsdiode PD1 und der Hochgeschwindigkeitsdiode D1 veranlasst, Null zu werden. Bei θ1 von Fig. 10 fließt außerdem, wenn das Element S4 abgeschaltet wird, wie es oben beschrieben ist, der Strom zu aller erst in der Hochgeschwindigkeitsdiode D1, dann verschiebt sich der Strom in die Leistungsdiode PD1, und dieser Strom fließt in der Leistungsdiode PD1, bis der Eingangsstrom Ir erneut invertiert wird. Nachdem der Eingangsstrom Ir invertiert ist, wird der gleiche Vorgang, wie er oben beschrieben ist, zwischen dem Element S1 und der Hochgeschwindigkeitsdiode D4 und der Leistungsdiode PD4 durchgeführt.
Als das Impulsmuster von Fig. 10 ist ein 3-Impulsmuster gezeigt. Wenn der Scheitelwert des Eingangsstroms als Ism genommen wird, ist der maximale Strom Imax, der von den selbstabschaltenden Elementen S1 bis S6 unterbrochen werden kann,

Imax = Ism × sin(φ/2 + θ1)

wobei θ2 < 90°. Wenn beispielsweise φ = 20°, und θ2 = 10° angenommen wird,

Imax = 0,342 × Ism.
Somit fließt mit der Leistungsumwandlungsvorrichtung der Erfindung der meiste Strom während des Leistungslaufs durch die Leistungsdioden PD1 bis PD6, deren An-Spannung klein ist; somit ist der in den Hochgeschwindigkeitsdioden D1 bis D6 fließende Strom sehr klein, was ermöglicht, eine Umwandlungsvorrichtung mit hohem Wirkungsgrad zu erhalten. Ferner kann der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente S1 bis S6 klein gemacht werden, wodurch es möglich wird, eine beträchtliche Verringerung der Gesamtkosten der Vorrichtung zu erreichen.
Fig. 11 zeigt den Betriebssignalverlauf im Fall eines 5- Impulsausgabebetriebs eines Impulsmustergenerators PT1, der die R-Phase darstellt. In dieser Figur ist Vr die R- Phasenleistungsquellenspannung und θr das mit der Leistungsquellenspannung Vr synchronisierte Phasensignal, wobei dies eine periodische Funktion ist, die sich zwischen 0 und 2π ändert. Das neue Phasensignal θcr = θr - φ* ist ebenfalls eine periodische Funktion, die sich zwischen 0 und 2π ändert, und von einem Signal geliefert wird, das den Signal θr um θ* nacheilt. Die Impulsmuster der R- Phasenelemente S1, S4 sind ebenfalls mit Bezug auf das Phasensignal θr wie folgt.
Im Bereich 0 ≤ θcr < θ1,
g1 = 1, g4 = 0 (S1 AN, S4 AUS)
Im Bereich θ1 ≤ θcr < θ2,
g1 = 0, g4 = 1 (S1 AUS, S4 AN)
Im Bereich θ3 ≤ θcr < θ3,
g1 = 1, g4 = 0 (S1 AN, S4 AUS)
Im Bereich θ3 ≤ θcr < θ4,
g1 = 0, g4 = 1 (S1 AUS, S4 AN)
Im Bereich θ4 ≤ θcr < π,
g1 = 1, g4 = 0 (S1 AN, S4 AUS)
Im Bereich π ≤ θcr < θ5, g1 = 0,
g4 = 1 (S1 AUS, S4 AN)
Im Bereich θ5 ≤ θcr < θ6,
g1 = 1, g4 = 0 (S1 AN, S4 AUS)
Im Bereich θ6 ≤ θcr < θ7,
g1 = 0, g4 = 1 (S1 AUS, S4 AN)
Im Bereich θ7 ≤ θcr < θ8,
g1 = 1, g4 = 9 (S1 AN, S4 AUS)
Im Bereich θ8 ≤ θcr < 2π,
g1 = 0, g4 = 1 (S1 AUS, S4 AN)
Die Seitenausgangs-Wechselspannung (R-Phase) Vcr des selbstgeführten Wandlers CNV ist dann:
wenn S1 AN ist (S4 ist AUS), Vcr = +Vd/2
wenn S1 AUS ist (S4 ist AN), Vcr = -Vd/2.
Wenn die Gleichspannung Vd festgelegt ist, ist der Amplitudenwert der Ausgangs-Wechselspannung Vr festgelegt. Die Phase der Grundwelle Vcr* von Vcr eilt der Leistungsquellenspannung Vr um einen Phasenwinkel φ nach. Die S-Phase und die T-Phase werden auf die gleiche Weise geliefert.
Fig. 12 zeigt die Betriebssignalverläufe verschiedener Teile mit Bezug auf die R-Phase in dem Fall, in dem der selbstgeführte Leistungswandler mit dem Impulsmuster von Fig. 11 betrieben wird. Zweckmäßigerweise wird bei der Beschreibung der Eingangsstrom Ir als eine Sinuswelle gezeigt, und der Oberwellenanteil (rippel portion) ist nicht gezeigt.
In Fig. 12 eilt die Phase der Grundwelle Vcr der Ausgangs-Wechselspannung des Wandlers der Leistungsquellenspannung Vs um einen Phasenwinkel φ nach. Folglich ist die Leistungsumwandlungsvorrichtung im Leistungslaufbetrieb, und der Eingangsstrom Is eilt der Leistungsquellenspannung Vs um einen Phasenwinkel (φ/2) nach. IS1 und IS4 stellen die Ströme der selbstabschaltenden Elemente S1, S4 der R-Phase dar; ID1, ID4 stellen die Ströme der Hochgeschwindigkeitsdioden D1, D4 dar; und IPD1, IPD4 stellen die Stromsignalverläufe der Leistungsdioden PD1, PD4 dar. Ihre Arbeitsweise wird hier nachstehend unter Verwendung der Vorrichtung von Fig. 1 beschrieben.
Strom fließt durch die Leistungsdiode PD4, his sich der Eingangsstrom Ir von negativ in positiv ändert. Wenn sich aus diesem Zustand die Richtung des Stroms Ir ändert, ist das Element S4 in einem An-Zustand, so dass der Eingangsstrom Ir imstande ist, durch die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La und das Element S4 zu fließen. Wenn als nächstes das Element S4 durch die Wirkung der Rückgewinnungsstrom- Unterdrückungsdrossel La abgeschaltet wird, fließt der Strom Ir zu aller erst durch die Hochgeschwindigkeitsdiode D1. Der Vorwärtsspannungsabfall VFPD1 der Leistungsdiode PD1 ist niedriger als der Vorwärtsspannungsabfall VFD1 der Hochgeschwindigkeitsdiode D1, so dass infolge dieser Spannungsdifferenz der in der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La fließende Strom allmählich kleiner wird, so dass sich der Eingangsstrom Ir von der Hochgeschwindigkeitsdiode D1 zu der Leistungsdiode PD1 verschiebt. Die Kommutationszeit ist dem Induktivitätswert der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La umgekehrt proportional. Indem die Drossel La als eine sättigbare Drossel ausgeführt wird, verringert sich ihr Induktivitätswert, wenn der darin fließende Strom groß ist, was den Strom, der in der Hochgeschwindigkeitsdiode geflossen war, veranlasst, sich schneller in die Leistungsdiode zu verschieben, um somit zu ermöglichen, dass der Verlust verringert wird.
Wenn als nächstes das Element S4 erneut angeschaltet wird, fließt der Eingangsstrom Ir durch die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La und das Element S4, was den Strom der Leistungsdiode PD1 und der Hochgeschwindigkeitsdiode D1 veranlasst, Null zu werden. Wenn außerdem das Element S4 abgeschaltet ist, wie es oben beschrieben ist, fließt zu aller erst der Strom in der Hochgeschwindigkeitsdiode D1, wobei sich der Strom dann in die Leistungsdiode PD1 verschiebt. Der obige Vorgang wird in Übereinstimmung mit dem in Fig. 4 gezeigten Impulsmuster auf die gleiche Weise wiederholt, wobei jedoch bei θ2 in Fig. 4, nachdem das Element S4 abgeschaltet ist (Element S1 ist angeschaltet) wiederholt, wie es oben beschrieben ist, der Strom zu aller erst in die Hochgeschwindigkeitsdiode D1 fließt und der Strom sich dann in die Leistungsdiode PD1 verschiebt; dieser Strom fließt in der Leistungsdiode PD1, bis der Eingangsstrom Ir erneut invertiert ist. Nachdem der Eingangsstrom Ir invertiert ist, wird derselbe Vorgang, wie er oben beschrieben ist, zwischen dem Element S1 und der Hochgeschwindigkeitsdiode D4 und der Leistungsdiode PD4 durchgeführt.
Als das Impulsmuster von Fig. 12 ist ein 5-Impulsmuster gezeigt. Wenn der Scheitelwert des Eingangsstroms als Ism angenommen wird, ist der maximale Strom Imax, der von den selbstabschaltenden Elementen S1 bis S6 unterbrochen werden kann,

Imax = Ism × sind(φ/2 + θ2)

wobei θ2 < 0° ist.
Wenn beispielsweise φ = 20°, und θ2 = 15° angenommen wird,

Imax = 0,42 × Ism.
Durch Erhöhen der Anzahl von Impulsen können die Oberwellen oder harmonischen Komponenten des Eingangsstrom Ir verringert und die Strompulsation reduziert werden, wobei es jedoch andererseits den Nachteil gibt, dass sich der Maximalwert Imax des Unterbrechungsstroms der selbstabschaltenden Elemente erhöht. Wie es später beschrieben wird, ist es wünschenswert, die Eingangsstromoberwellen zu verringern und einen Betrieb mit einer Anzahl von Impulsen durchzuführen, die so niedrig wie möglich ist, indem mehrere Leistungswandler, etc. benutzt werden.
Wenn der selbstgeführte Wandler CNV mit einem festgelegten Impulsmuster gesteuert wird, kann ein Schaltmuster bestimmt werden, so dass die harmonischen Komponenten des Eingangsstroms Is minimiert werden. Da jedoch, wie es oben beschrieben ist, der Betrieb mit einem Wandlerleistungsfaktor nahe 1 durchgeführt wird, wird das Schalten in der Nähe des Nullpunkts des Stroms Is durchgeführt, und der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente, die den selbstgeführten Wandler CNV bilden, kann klein gehalten werden. Auf diese Weise kann eine kostengünstige Leistungsumwandlungsvorrichtung bereitgestellt werden, die imstande ist, eine Leistungsregenerierung durchzuführen, und die einen hohen Leistungsfaktor und einen hohen Wirkungsgrad aufweist.

Fünfte Ausführungsform

Fig. 13 zeigt eine weitere Ausführungsform einer Steuervorrichtung der Leistungsumwandlungsvorrichtung der Erfindung. Bei dieser Ausführungsform wird der Spannungsanweisungswert Vd* in der Steuervorrichtung von Fig. 2 in Übereinstimmung mit dem Scheitelwert Vsm der Leistungsquellenspannung oder des Scheitelwerts Issm des Eingangsstroms von einer Berechnungsschaltung CAL geändert. In einem Steuermodus liefert die Berechnungsschaltung CAL einen Gleichspannungsanweisungswert Vd* proportional zu dem Leistungsquellenspannungsscheitelwert Vsm.
Fig. 14A, Fig. 14B und Fig. 14C zeigen Spannungs/Strom- Vektordiagramme der Wechselstrom-Leistungsquellenseite, wenn der Amplitudenwert der Leistungsquellenspannung Vs mit der Gleichspannung Vd schwankt, die gesteuert wird, um konstant zu sein. Bei Vs = Vc ist der Phasenwinkel φ = 0 und der Eingangsstrom Is Null. Wenn andererseits Vs < Vc, fließt ein voreilender Strom, wenn φ = 0. Wenn andererseits Vs > Vc, fließt ein nacheilender Strom, wenn φ = 0. Wenn die Leistungsquellenspannung Vs schwankt, kann der Scheitelwert der Grundwelle der Wandlerausgangsspannung Vc immer mit dem Scheitelwert der Leistungsquellenspannung Vs durch Einstellen der Gleichspannung Vd angepasst werden, um damit überein zu stimmen.
Auf diese Weise kann verhindert werden, dass ein unwirksamer Wirkstrom von der Leistungsquelle entnommen wird, wenn der Phasenwinkel φ = 0.

Sechste Ausführungsform

Bei der Steuervorrichtung von Fig. 13 sei angenommen, dass die Berechnungsschaltung CAL den Gleichspannungsanweisungswert Vd* liefert.

Vd* = k.√{Vsm² + (ωLs.Ism)²}

wobei Vsm der Leistungsquellenspannungs-Scheitelwert, ω die Leistungsquellenwinkelfrequenz, Ls der Induktivitätswert der Wechselstrom-Drossel Ls und Ism der Scheitelwert des Eingangsstroms Is ist.
Bei diesem Steuersystem wird der Gleichspannungsanweisungswert Vd* nicht nur um den Betrag der Leistungsquellenspannung Vs geändert, sondern Vd* wird ebenfalls auf eine Weise eingestellt, die sich auf den Eingangsstromscheitelwert Ism bezieht.
Fig. 15 zeigt ein Spannungs/Strom-Vektordiagramm der Wechselstrom-Seite an diesem Punkt; die Wandlerausgangsspannung wird in der Beziehung

Vc = √{Vs² + (ωLs.Is)²}

aufrechterhalten.
Als Ergebnis werden der Leistungsquellenspannungsvektor Vs und die angelegte Spannung (= lωLs.Is) der Wechselstrom-Drossel Ls immer in einer orthogonalen Beziehung beibehalten, wobei der Eingangsstrom Is mit der Leistungsquellenspannung Vs gleichphasig (oder gegenphasig) ist, und der Eingangsleistungsfaktor = 1 ist.
Fig. 16 zeigt die Beziehung des Gleichspannungsanweisungswerts Vd* mit Bezug auf den Eingangsscheitelwert Ism. Es ist ersichtlich, dass der Gleichspannungsanweisungswert Vd* mit einem Anstieg in dem Strom Ism erhöht wird.

Siebte Ausführungsform

Bei der Steuerschaltung von Fig. 13 sei angenommen, dass die Berechnungsschaltung CAL den Gleichspannungsanweisungswert Vd* liefert.

Vd* = k.√{Vsm² - (ωLs.Ism)²}

wobei Vsm der Leistungsquellenspannungs-Scheitelwert, ω die Leistungsquellenwinkelfrequenz, Ls der Induktivitätswert der Wechselstrom-Drossel und Ism der Scheitelwert des Eingangsstroms ist.
Bei diesem Steuersystem wird der Gleichspannungsanweisungswert Vd* nicht nur um den Betrag der Leistungsquellenspannung Vs geändert, sondern Vd* wird ebenfalls auf eine Weise eingestellt, die sich auf den Eingangsstromscheitelwert Ism bezieht.
Fig. 17 zeigt ein Spannungs/Strom-Vektordiagramm der Wechselstrom-Seite an diesem Punkt; die Wandlerausgangsspannung behält die Beziehung

Vc = √{Vs² - (ωLs.Is)²}

bei.
Folglich werden der Wandlerausgangsspannungsvektor Vc und die angelegte Spannung (= jωLs.Is) der Wechselstrom- Drossel Ls immer in einer orthogonalen Beziehung gehalten, wobei der Eingangsstrom Is mit der Wandlerausgangsspannung Vc gleichphasig (oder gegenphasig) ist, und der Wandlerleistungsfaktor = 1 ist.
Fig. 18 zeigt die Beziehung des Gleichspannungsanweisungswerts Vd* mit Bezug auf den Eingangsstromscheitelwert Ism; sie zeigt, dass der Gleichspannungsanweisungswert Vd* mit einem Anstieg in dem Strom Ism abnimmt.
Fig. 19 zeigt den Betriebssignalverlauf, wenn ein Betrieb mit dem Wandlerleistungsfaktor bei 1 in einem Einzelimpulsmodus durchgeführt wird. Dies ist für die R-Phase gezeigt; für die Zwecke der Beschreibung wird der Eingangsstrom Ir als eine Sinuswelle dargestellt und der Welligkeitsanteil weggelassen. In der Figur stellen IS1 und IS4 die Ströme der selbstabschaltenden Elemente S1, S4 der R- Phase dar; ID1, ID4 die Ströme der Hochgeschwindigkeitsdioden D1, D4; und IPD1, IPD4 stellen die Stromsignalverläufe der Leistungsdioden PD1 bzw. PD4 dar.
Fig. 19 zeigt den Signalverlauf während des Leistungslaufbetriebs; die Grundwelle der Ausgangs-Wechselspannung Vcr des Wandlers eilt der Leistungsquellenspannung Vs um einen Phasenwinkel φ nach. Der Eingangsstrom Ir ist mit der Ausgangs-Wechselspannung Vcr des Wandlers in Phase und eilt der Leistungsquellenspannung Vr mit einem Phasenwinkel φ nach.
Im Einzelimpulsmodus führt das selbstabschaltende Element S1 oder S4 einen An/Aus-Vorgang durch, wenn der Eingangsstrom Ir Null ist, so dass der Unterbrechungsstrom des Elements Null ist. Das gleiche findet in dem Fall des regenerativen Betriebs Anwendung. Das heißt, dass es durch Betreiben mit einem Wandlerleistungsfaktor = 1 möglich wird, einen Betrieb durchzuführen, wobei der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente, die den selbstgeführten Wandler bilden, Null gemacht wird, und es somit möglich wird, die Kosten des Wandlers stark zu verringern. Da außerdem ein Nullstromschalten, d. h. weiches Schalten, möglich wird, kann das Problem von EMI-Rauschen oder Induktionsfehlern, das Probleme mit dem gegenwärtig verwendeten harten Schalten verursacht werden, gelöst werden.

Achte Ausführungsform

Fig. 20 zeigt eine weitere Ausführungsform der Leistungsumwandlungsvorrichtung der Erfindung. Bei dieser Ausführungsform werden zwei Leistungsumwandlungsvorrichtung bereitgestellt, die jeweils aus einer Kombination des Leistungsdiodengleichrichters REC und des selbstgeführten Leistungswandlers vom Spannungstyp CNV aufgebaut sind, wobei die Anordnung derart ist, dass ein paralleler Mehrfachbetrieb auf der Wechselstrom-Seite der Leistungsumwandlungsvorrichtung durchgeführt wird und eine parallele Verbindung auf der Gleichstrom-Seite mittels Dreiphasen-Transformatoren TR ausgeführt wird, die zwei Sätze von Sekundärwicklungen aufweisen, die eine gemeinsame Phasendifferenz von 30° geben. Ob die Diodengleichrichter REC, die selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV, die Wechselstrom-Reaktoren Ls und der in Fig. 2 beschriebene Rückgewinnungsstrom- Unterdrückungsfaktor La zu der ersten oder zweiten Gruppe gehören, wird durch Hinzufügen von 1 bzw. 2 als ein Suffix dazu angegeben. Die zwischen den Wechselstrom-Leistungswellenanschlüssen R, S, T und den Wechselstrom-Drosseln LS1, LS2 angeordneten Transformatoren TR umfassen zwei Sätze von Sekundärwicklungen, wobei eine dieser Sekundärwicklungen eine Sternverbindung ist (Y-Verbindung), während die andere Sekundärwicklung eine Dreieck-Verbindung (Δ-Verbindung) ist, wobei eine Phasendifferenz von 30° in deren beiden Ausgangsspannungen bereitgestellt werden. Die eine Sekundärwicklung des Transformators TR beliefert die Leistungsumwandlungsvorrichtung der ersten Gruppe und deren andere Sekundärwicklung liefert die Leistungsumwandlungsvorrichtung der zweiten Gruppe. Beide Leistungswandler CNV1, CNV2 sind parallel an der Gleichstrom-Seite verbunden, wobei ihre Gleichstrom-Anschlüsse mit einem gemeinsamen Gleichstrom- Glättungskondensator CD und einer Lastvorrichtung LOAD verbunden sind. Die Lastvorrichtung LOAD stellt en bloc einen Wechselrichter INV und einen Wechselstrom-Motor M dar.
Fig. 21 zeigt eine Ausführungsform einer Steuervorrichtung zum Steuern der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 20; diese wird gemeinsam für die beiden Gruppen bis zu dem Punkt benutzt, wobei der Wirkstromanweisungswert Iq* erzeugt wird; nach diesem Punkt wird sie in zwei Gruppen aufgeteilt. Genau wie im Fall von Fig. 2 werden Strukturelemente jeder Gruppe durch das Hinzufügen von Suffix-Symbolen 1 und 2 für die Elemente der ersten Gruppe und der zweiten Gruppe unterschieden. Schließlich gibt die erste Steuervorrichtung Gate-Signale g11 bis g16 für die selbstabschaltenden Elemente des ersten Leistungswandlers CNV1 aus, während die zweite Steuervorrichtung Gate-Signale g21 bis g26 für die selbstabschaltender Elemente des zweiten Leistungswandlers CNV2 ausgibt.
Obgleich die Eingangsströme (Sekundärströme der Transformatoren TR) Ir1 und Ir2 von beispielsweise der R- Phase der beiden Sätze der Leistungsumwandlungsvorrichtung unabhängig gesteuert werden, werden sie gesteuert, da der Anweisungswert Iq* dieser beiden gleich sind, um praktisch die gleichen Werte aufzuweisen. Folglich löschen die Oberwellen der Primärströme der Transformatoren TR einander aus, so dass ein Betrieb mit wenig Welligkeit erreicht werden kann. Wenn ein paralleler Mehrfachbetrieb mit einer Kombination von drei oder mehr Sätzen von Leistungsumwandlungsvorrichtungen durchgeführt wird, kann die Primärstromwelligkeit der Transformatoren TR weiter verringert werden.
Mit der vorliegenden Vorrichtung kann eine erhöhte Kapazität der Umwandlungsvorrichtung und eine Verringerung der harmonischen Komponenten des Eingangsstroms Is, der von der Wechselstrom-Leistungsquelle geliefert wird, erreicht werden; auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung großer Kapazität bereitgestellt werden, die einen hohen Wirkungsgrad und niedrige Kosten aufweist, und die eine ausgezeichnete Fähigkeit aufweist, Überlast zu widerstehen, und die imstande ist, eine Leistungsregenerierung durchzuführen.

Neunte Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform werden bei der Leistungsumwandlungsvorrichtung der achten Ausführungsform selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn mit einem festen Impulsmuster betrieben, und der Wechselstrom- Eingangsstrom Is wird durch Einstellen des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung Vs gesteuert, wodurch die Spannung Vd des Gleichstrom-Glättungskondensators Cd gesteuert wird. Das mit der Wechselstrom- Leistungsquellenspannung Vs synchronisierte Schalten wird durch Betreiben der selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn mit einem festen Impulsmuster durchgeführt. Wenn die Gleichspannung Vd festgelegt ist, sind die Amplituden der Wechselstrom-Ausgangsspannungen Vd1 bis Vcn der selbstgeführten Leistungswandler CNV1 bis CNVn festgelegt. In diesem Zustand wird die an die Wechselstrom- Drosseln Ls1 bis Lsn angelegte Spannung durch Ändern des Phasenwinkels φ der Ausgangsspannungen Vc1 bis Vcn mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs geändert, wodurch es möglich gemacht wird, den Eingangsstrom Is einzustellen. Die von der Wechselstrom-Leistungsquelle gelieferte Wirkleistung Ps wird durch Vergrößern des Phasenwinkels φ der Ausgangsspannung Vc1 bis Vcn der Wandler mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs in der nacheilenden Richtung erhöht. Wenn sich andererseits der Phasenwinkel φ in einer voreilenden Richtung erhöht, wird die Wirkleistung Ps an die Wechselstrom-Leistungsquelle regeneriert.
Auch wenn die selbstgeführten Wandler CNV1 bis CNVn mit einem festen Impulsmuster gesteuert werden, wird das Schaltmuster bestimmt, um die harmonischen Komponenten des Eingangsstroms Is zu minimieren, da der Wandlerleistungsfaktor nahe 1 ist, wobei das Schalten in der Nähe des Nullpunkts des Stroms Is durchgeführt wird, so dass der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente, die die selbstabschaltenden Wandler CNV1 bis CNVn bilden, nur klein sein müssen. Auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit niedrigen Kosten bereitgestellt werden, die einen hohen Leistungsfaktor und einen hohen Wirkungsgrad mit geringem harmonischen Komponenteninhalt des Eingangsstroms Is aufweist und die eine Leistungsregenerierung durchführen kann.

Zehnte Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform werden bei der Leistungsumwandlungsvorrichtung der achten Ausführungsform die selbstgeführten Leistungswandler CNV1 bis CNVn vom Spannungstyp in einem Einzelimpulsmodus betrieben, der mit der Frequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle SUP synchronisiert ist, und der Wechselstrom-Eingangsstrom Is wird durch Einstellen des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung Vs gesteuert, wodurch die Spannung Vd des Gleichstrom-Glättungskondensators Cd gesteuert wird.
Durch Betreiben der selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn im Einzelimpulsmodus werden Schaltverluste verringert, und die Rate der Spannungsausnutzung der selbstgeführten Wandler kann verbessert werden. Da ferner die selbstgeführten Wandler in der Nähe des Nullpunkts des Eingangsstroms Is geschaltet werden, kann der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente klein gemacht werden. Auf diese Weise kann eine kostengünstige Leistungsumwandlungsvorrichtung bereitgestellt werden, die einen hohen Wirkungsgrad und eine hohe Kapazität mit ausgezeichneter Fähigkeit aufweist, Überlast zu widerstehen.

Elfte Ausführungsform

Fig. 22 zeigt noch eine weitere Ausführungform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung. Das charakteristische Merkmal dieser Ausführungsform besteht darin, dass die Gleichstrom- Seiten der ersten und zweiten selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1, CNV2 in Reihe geschaltet sind, um eine gemeinsame Lastvorrichtung LOAD zu liefern. Der Rest des Aufbaus ist der gleiche wie im Fall von Fig. 20.
Fig. 23 zeigt eine Ausführungsform der Steuervorrichtung der Vorrichtung von Fig. 22. Selbstgeführte Leistungswandler CNV1 und CNV2 führen einen Steuervorgang durch, so dass die Spannungen Vd1 und Vd2 der Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1 und Cd2 jeweils mit dem Anweisungswert Vd* koinzidieren.
Der Komparator C11 vergleicht den Spannungserfassungswert Vd1 mit dem Spannungsanweisungswert Vd* und unterwirft die Abweichung εv1 einer Integral- oder Proportional- Verstärkung mittels der Spannungssteuerkompensationsschaltung Gv1(S) und liefert eine Eingabe an einen Eingangsanschluss des Addierers C21. Auf ähnliche Weise vergleicht der Komparator C12 den Spannungserfassungswert Vd2 mit dem Spannungsanweisungswert Vd* und unterwirft ihre Abweichung εv2 der Integral- oder Proportional-Verstärkung mittels der Spannungssteuerkompensationsschaltung Gv2(S); dies wird dann in einen Eingangsanschluss des Addierers C22 eingegeben, während der Gleichstrom Idv, der von der Last LOAD verbraucht wird, erfasst wird, und in die anderen Eingangsanschlüsse der Addierer C21 und C22 durch einen gemeinsamen vorwärtsgekoppelten Kompensator FF eingegeben werden. Die Ausgabe des Addierers C21 liefert den Anweisungswert Iq1* des an die erste Leistungsumwandlungsvorrichtung (REC1 + CNV1) gelieferten Wirkstroms von der Leistungsquelle SUP. Die Ausgabe des Addierers C22 liefert den Anweisungswert Iq2* des an die zweite Leistungsumwandlung (REC2 + CNV2) von der Leistungsquelle SUP gelieferten Wirkstroms. Weitere Einzelheiten sind die gleichen wie im Fall von Fig. 21.
Der Eingangsstrom wird von den selbstgeführten Leistungswandlern vom Spannungstyp CNV1, CNV2 gesteuert, die die Phasenwinkel φ1, φ2 mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung mit einem festen Impulsmuster (Einzelimpuls, 3- Impuls oder 5-Impuls, etc.) steuern, das mit der Leistungsquellenspannung synchronisiert sind.
Obgleich die Eingangsströme (Sekundärströme des Transformators TR) Ir1 und Ir2 (R-Phase) der beiden Sätze der Leistungsumwandlungsvorrichtung unabhängig gesteuert werden, sind im stationären Zustand die Gleichspannung Vd1 und Vd2 praktisch die gleichen, und die Wirkstromanweisungswerte Iq1*, Iq2* dieser beiden sind praktisch gleich, so dass die Eingangsströme Is1, Is2 auf praktisch die gleichen Werte gesteuert werden. Folglich eliminieren die Oberwellen der Primärströme der Transformatoren einander, so dass der Betrieb mit wenig Stromoberwellen erreicht werden kann. Wenn der parallele Mehrfachbetrieb mit einer Kombination von drei oder mehr Sätzen von Leistungsumwandlungsvorrichtungen durchgeführt wird, kann die Primärstromwelligkeit der Transformatoren TR weiter verringert werden.
Mit der vorliegenden Vorrichtung kann ein Anstieg der Kapazität der Leistungsumwandlungsvorrichtung, ein Anstieg der Spannung der Gleichstrom-Ausgangsspannungen Vd und eine Verringerung in den harmonischen Komponenten des von der Wechselstrom-Leistungsquelle gelieferten Eingangsstroms Is erreicht werden, was ermöglicht, eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit großer Kapazität und hohem Wirkungsgrad und niedrigen Kosten bereitzustellen, die imstande ist, eine Leistungsregenerierung durchzuführen und eine ausgezeichnete Fähigkeit aufweist, Überlast zu widerstehen.

Zwölfte Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform werden in der Leistungsumwandlungsvorrichtung der elften Ausführungsform n selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn mit einem festen Impulsmuster betrieben, und der Wechselstrom-Eingangsstrom Is wird durch Einstellen des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung Vs gesteuert, wodurch die an die Gleichstrom- Glättungskondensatoren Cd1 bis Cdn angelegten Spannungen Vd1 bis Vdn gesteuert werden.
Das mit der Wechselstrom-Leistungsquellenspannung Vs synchronisierte Schalten wird durch Betreiben der selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn mit einem festen Impulsmuster durchgeführt. Wenn die Gleichspannung Vd festgelegt ist, sind die Amplituden der Wechselstrom-Ausgangsspannungen Vd1 bis Vcn der selbstgeführten Leistungswandler CNV1 bis CNVn festgelegt. In diesem Zustand wird die an die Wechselstrom-Drossel Ls1 bis Lsn angelegte Spannung durch Ändern des Phasenwinkels φ der Ausgangsspannungen Vc1 bis Vcn mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs geändert, wodurch es möglich gemacht wird, den Eingangsstrom der selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn einzustellen. Wenn die selbstgeführten Leistungswandler CNV1 bis CNVn mit einem festen Impulsmuster gesteuert werden, kann das Schaltmuster bestimmt werden, um die harmonischen Komponenten des Eingangsstroms Is klein zu machen, da jedoch der Betrieb mit dem Wandlerleistungsfaktor nahe 1 durchgeführt wird, wird das Schalten in der Nähe des Nullpunkts des Stroms Is durchgeführt, so dass der Unterbrechungsstrom der die selbstgeführten Wandler CNV1 und CNV2 bildenden selbstabschaltenden Elemente klein gemacht werden kann.
Die von der Wechselstrom-Leistungsquelle gelieferte Wirkleistung Ps wird durch Erhöhen des Phasenwinkels φ der Ausgangsspannungen Vc1 bis Vcn der Wandler mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs in der nacheilenden Richtung erhöht. Wenn andererseits der Phasenwinkel φ in der voreilenden Richtung erhöht wird, wird die Wirkleistung Ps an der Wechselstrom-Leistungsquelle regeneriert. Die selbstgeführten Wandler CNV1 bis CNVn werden gesteuert, um die Spannungen Vd1 bis Vdn der Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1 bis Cdn praktisch festzulegen. Folglich wird ihre Gesamtspannung Vd0 = Vd1 + Vd2 + . . . + Vdn gesteuert, um festgelegt zu sein. Auf diese Weise kann die Gleichstrom- Ausgangsspannung erhöht und eine preiswerte Umwandlungsvorrichtung bereitgestellt werden, die einen hohen Leistungsfaktor und einen hohen Wirkungsgrad mit geringen harmonischen Komponenteninhalt des Eingangsstroms Is aufweist und die imstande ist, eine Leistungsregenerierung durchzuführen.

Dreizehnte Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform werden in der Leistungsumwandlungsvorrichtung der elften Ausführungsform n selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn in einem mit der Frequenz der Wechselstrom- Leistungsquelle SUP synchronisierten Einzelimpulsmodus betrieben, und die Eingangsströme der selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn werden durch Einstellen des Phasenwinkels φ in Bezug auf die Wechselstrom- Leistungsquellenspannung Vs gesteuert, wodurch die an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1 bis Cdn angelegten Spannungen Vd1 bis Vdn gesteuert werden.
Da die selbstgeführten Leistungswandler CNV1 bis CNV2 vom Spannungstyp in einem Einzelimpulsmodus betrieben werden, wird der Schaltverlust verringert und der Spannungsausnutzungsfaktor der selbstgeführten Wandler kann verbessert werden. Da außerdem das Schalten der selbstgeführten Wandler in der Nähe des Nullpunkts des Eingangsstroms Is durchgeführt wird, kann der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente klein gemacht werden. Auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung bereitgestellt werden, die kostengünstig ist, einen hohen Wirkungsgrad und eine hohe Kapazität sowie eine ausgezeichnete Fähigkeit aufweist, Überlast zu widerstehen.

vierzehnte Ausführungsform

Fig. 24 veranschaulicht noch eine weitere Ausführungsform der Erfindung. Das charakteristische Merkmal dieser Ausführungsform besteht darin, dass bei der Vorrichtung von Fig. 20 ein Serienmehrfachvorgang angeordnet ist, der durchzuführen ist, indem anstatt eines Einzeltransformators TR, der aus zwei Sätzen von Sekundärwicklungen besteht, zwei Sätze von Dreiphasen-Transformatoren TR1, TR2 verwendet werden, wobei ihre Primärwicklungen in Reihe geschaltet sind, ihre Ausgangsspannungen eine gemeinsame Phasendifferenz von 30° aufweisen; außerdem kann auf die in Fig. 20 gezeigten Wechselstrom-Drosseln Ls1, Ls2 verzichtet werden, indem von der Leckinduktivität der beiden Transformatoren Gebrauch gemacht wird. Natürlich ist dies im Prinzip das gleiche, als ob die Wechselstrom-Drosseln Ls1, Ls2 extern auf die gleiche Weise wie bei dem Fall von Fig. 20 bereitgestellt werden würden.
Fig. 25 zeigt eine Ausführungsform der Steuervorrichtung der Vorrichtung von Fig. 24. In diesem Fall ist dies von dem Addierer C1 bis zu der Stromsteuerkompensationsschaltung Gi(S) gleich wie in dem Fall von Fig. 2; die Verzweigung in zwei Gruppen findet an den Phasensteuerschaltungen PHC1 und PHC2 statt. Die Phasensteuerschaltungen PHC1 und PHC2 erzeugen Gate-Signale g11 bis g16 und g21 bis g26 für die beiden Leistungswandler CNV1, CNV2 mit dem gemeinsamen Phasenwinkelanweisungswert φ*, wie bereits beschrieben wurde.
Die Eingangsströme Ir, Is und It der selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1, CNV2 werden durch Steuern des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung mit einem festen Impulsmuster (Einzelimpuls, 3-Impuls, 5-Impuls, etc.) gesteuert, das mit der Leistungsquellenspannung synchronisiert ist. Da bei dieser Vorrichtung die beiden Transformatoren TR1, TR2 mit ihren Primärseiten in Reihe geschaltet sind, sind die Eingangsströme der beiden Leistungsumwandlungsvorrichtungen (REC1 + CNV1 und REC2 + CNV2) die gleichen, was zu einem Strom mit wenigen Oberwellen führt.
Obgleich ein Beispiel, in dem zwei Leistungsumwandlungsvorrichtungen benutzt wurden, oben beschrieben wurde, würde es natürlich möglich sein, einen Mehrfachverbindungsvorgang in Reihe mit drei oder mehr Leistungsumwandlungsvorrichtungen durchzuführen.
Mit der vorliegenden Vorrichtung kann ein Anstieg in der Kapazität der Umwandlungsvorrichtung und eine Verringerung in dem Betrag der harmonischen Komponenten des von der Wechselstrom-Leistungsquelle gelieferten Eingangsstroms Is erreicht werden. Insbesondere gibt es bei einem Mehrfachvorgang in Reihe den Vorteil, dass harmonische Komponenten des an jeden Wandler fließenden Wechselstrom-Seiteneingangsstroms verringert werden können, und die Anzahl von Steuerimpulsen der selbstgeführten Leistungswandler CNV1 bis CNVn verringert werden können. Ferner kann durch Verwenden der Leckinduktivitätskomponente der Dreiphasen-Transformatoren auf die Wechselstrom-Drosseln verzichtet werden, die herkömmlicherweise verwendet wurden. Auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung bereitgestellt werden, die einen hohen Wirkungsgrad, niedrigere Kosten und eine große Kapazität aufweist, die für eine Leistungsregenerierung geeignet ist und eine ausgezeichnete Fähigkeit aufweist, Überlast zu widerstehen.

Fünfzehnte Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform werden bei der Leistungsumwandlungsvorrichtung der vierzehnten Ausführungsform n selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn mit einem festen Impulsmuster betrieben, und der Wechselstrom-Eingangsstrom Is wird durch Einstellen des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung Vs gesteuert, wodurch die an den Gleichstrom- Glättungskondensator angelegte Spannung Vd gesteuert wird.
Da die selbstgeführten Leitungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNV2 mit einem festen Impulsmuster betrieben werden, wird das Schalten synchron mit der Wechselstrom-Leistungsquellenspannung Vs durchgeführt. Wenn die Gleichspannung Vd festgelegt ist, ist der Amplitudenwert der Ausgangs-Wechselspannung Vc1 bis Vcn der selbstgeführten Wandler CNV1 bis CNVn festgelegt. In diesem Zustand wird die an die Leckinduktivitätskomponente angelegte Spannung der Transformatoren durch Ändern des Phasenwinkels φ der Ausgangsspannungen Vc1 bis Vcn mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs geändert, so dass der Eingangsstrom Is dadurch eingestellt werden kann. Wenn die selbstgeführten Wandler CNV1 bis CNVn mit einem festen Impulsmuster gesteuert werden, kann ein Schaltmuster bestimmt werden, um die harmonischen Komponenten des Eingangsstroms Is klein zu machen, wobei jedoch durch Durchführen des Vorgangs in der Nähe eines Wandlerleistungsfaktors von 1 das Schalten in der Nähe des Nullpunkts des Stroms Is durchgeführt wird, was es ermöglicht, den Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente, klein zu machen, die die selbstgeführten Wandler CNV1 bis CNVn bilden.
Die von der Wechselstrom-Leistungsquelle gelieferte Wirkleistung Ps wird durch Erhöhen des Phasenwinkels φ der Ausgangsspannungen Vc1 bis Vcn der Wandler mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs in der nacheilenden Richtung erhöht. Andererseits wird, wenn der Phasenwinkel φ in der voreilenden Richtung erhöht wird, die Wirkleistung Ps an der Wechselstrom-Leistungsquelle regeneriert.
Der Eingangsstrom Is der selbstgeführten Wandler CNV1 bis CNVn wird gesteuert, um die an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd angelegte Spannung Vd praktisch festzulegen. Auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung bereitgestellt werden, die einen hohen Leistungsfaktor und einen hohen Wirkungsgrad und niedrige Kosten aufweist, und in der eine Leistungsregenerierung möglich ist, und wobei die harmonischen Komponenten des Eingangsstroms klein gemacht werden können.

Sechzehnte Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform werden in der Leistungsumwandlungsvorrichtung der vierzehnten Ausführungsform n selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn in einem Einzelimpulsmodus betrieben, der mit der Frequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle SUP synchronisiert ist, und ihre Wechselstrom-Eingangsströme Is werden durch Einstellen des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung Vs gesteuert, wodurch die an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd angelegte Spannung Vd gesteuert wird.
Bei dieser Ausführungsform werden die selbstgeführten Wandler CNV1 bis CNVn mit einem festen Impulsmuster auf die gleiche Weise wie bei dem Fall der fünfzehnten Ausführungsform betrieben, wobei jedoch die Anzahl von Impulsen zu einem Einzelimpuls gemacht wird. Wenn die Gleichspannung Vd vorgegeben ist, sind natürlich die Amplitudenwerte der Wechselstrom-Seitenausgangsspannungen Vc1 bis Vcn der selbstgeführten Wandler CNV1 bis CNVn vorgegeben. Der Eingangsstrom Is wird durch Einstellen des Phasenwinkels der Gesamtspannung der Wechselstrom-Seitenausgangsspannungen Vc1 bis Vcn der selbstgeführten Wandler CNV1 bis CNVn mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs gesteuert, wobei es jedoch notwendig ist, um Is = 0 zu machen, wenn φ = 0 ist, dass der Scheitelwert der Leistungsquellenspannung Vs und der Grundschwellenwert der Gesamtspannung der Wandlerausgangsspannungen Vc1 bis Vcn gleich gemacht werden sollten. Da die Gleichspannung Vd durch Nachfrage, etc. auf der Lastseite bestimmt wird, wird die Spannung auf der Sekundärseite der Dreiphasen-Transformatoren TR1 bis TRn im Wert angepasst, damit sie der Grundkomponenten der Ausgangsspannungen auf der Wechselstrom-Seite Vc1 bis Vcn der selbstgeführten Wandler CNV1 bis CNVn gleich ist.
Durch Betreiben der selbstgeführten Wandler CNV1 bis CNVn mit einem Einzelimpuls kann die Häufigkeit des Schaltens minimiert und der Wandlerwirkungsgrad sogar weiter erhöht werden. Ferner wird die Grundkomponente der Ausgangsspannungen auf der Wechselstrom-Seite Vc1 bis Vcn groß und die Spannungsausnutzungsrate der selbstgeführten Wandler CNV1 bis CNVn verbessert. Da ferner der Betrieb mit einem Wandlerleistungsfaktor von praktisch 1 durchgeführt wird, wird das Schalten nur einmal durchgeführt, in der Nähe des Nullpunkts des Eingangsstroms Is; somit wird, ob während des Leistungslaufbetriebs oder während des regenerativen Betriebs, der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente sehr klein. Folglich kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit niedrigen Kosten und hohem Wirkungsgrad bereitgestellt werden. Dies ist somit dadurch angenähert ein weiches Schalten, da kein großer Strom unterbrochen wird; somit ist EMI-Rauschen klein und eine umweltfreundliche Leistungsumwandlungsvorrichtung kann bereitgestellt werden.

Siebzehnte Ausführungsform

Bei der Leistungsumwandlungsvorrichtung der achten bis sechzehnten Ausführungsformen umfasst die vorliegende Ausführungsform eine sättigbare Drossel, wobei die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrosseln La1 bis Lan gesättigt sind.
Bei den selbstgeführten Leistungswandlern CNV1 bis CNVn ist jeder Arm durch ein selbstabschaltendes Element und eine antiparallel verbundene Hochgeschwindigkeitsdiode aufgebaut; wenn beispielsweise Strom in dem selbstabschaltenden Element des oberen Arms fließt und dieses Element abgeschaltet ist, verschiebt sich der Strom zu der Hochgeschwindigkeitsdiode des unteren Arms. Da der Vorwärtsspannungsabfall der Hochgeschwindigkeitsdiode größer als derjenige der Leistungsdiode ist, verschiebt sich dieser Strom allmählich zu der Leistungsdiode, die den Leistungsdiodengleichrichtern REC1 bis RECn entspricht. Diese Kommutationszeit ist dem Induktivitätswert der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrosseln La1 bis Lan umgekehrt proportional. Indem La1 bis La zu sättigbare Drosseln gemacht werden, wird deren Induktivitätswert klein, wenn der darin fließende Strom groß ist, mit dem Ergebnis, dass sich der Strom, der in den Hochgeschwindigkeitsdioden D1 bis D6 geflossen war, schneller zu den Leistungsdioden PD1 bis PD6 verschiebt, was Verluste verringert.

Achtzehnte Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform wird die Steuerung der Leistungsumwandlungsvorrichtung der achten bis siebzehnten Ausführungsformen, wenn die Spannung Vs der Wechselstrom- Leistungsquelle der n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn schwankt, die Steuerung durch Ändern des Anweisungswerts der an den Gleichstrom-Glättungskondensator C angelegte Spannung Vd geändert, wobei die Änderung dieser Leistungsquellenspannung Vs angepasst ist.
Wenn die n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn mit einem Einzelimpuls oder einem vorgegebenen Impulsmuster betrieben werden, wird der Amplitudenwert der Ausgangsspannung der Wechselstrom-Seite Vc dieser Leistungswandler CNV1 bis CNVn festgelegt; wenn die Leistungsquellenspannung Vs hoch wird, nehmen die Wandler CNV1 bis CNVn einen Betriebszustand mit nacheilendem Leistungsfaktor an, und wenn die Leistungsquellenspannung Vs niedrig wird, nehmen die Wandler CNV1 bis CNVn einen Betriebszustand mit voreilendem Leistungsfaktor an. Mit dem Abfall in dem Leistungsfaktor wird ebenfalls die Phasendifferenz zwischen der Ausgangsspannung der Wechselstrom- Seite Vc der selbstgeführten Leistungswandler CNV1 bis CNVn und dem Eingangsstrom Is groß, was verursacht, dass der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente, die die selbstgeführten Leistungswandler bilden, groß wird. Die Steuerung wird somit derart durchgeführt, dass der |Vs| immer gleich |Vs| ist, indem die Spannung Vd eingestellt wird, die an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd angelegt wird, um mit dem Amplitudenwert der Leistungsquellenspannung Vs überein zu stimmen. Auf diese Weise ist es möglich, extreme Abfälle des Leistungsquellenfaktors oder Wandlerleistungsfaktors zu verhindern, und somit den Anstieg des Unterbrechungsstroms der selbstabschaltenden Elemente zu verhindern.

Neunzehnte Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform wird in der Leistungsumwandlungsvorrichtung der achten bis achtzehnten Ausführungsform die Steuerung der Spannung Vd, die an den Gleichstrom- Glättungskondensator Cd von den n selbstgeführten Leistungswandlern vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn angelegt wird, derart durchgeführt, dass:

Vd = k √{Vs² + (ω.Ls.Is)²}

wobei ω die Kreisfrequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle SUP, Vs die Leistungsquellenspannung, Is der Eingangsstrom, Ls der Induktivitätswert der Wechselstrom-Drossel und k die Proportionalitätskonstante ist.
Durch ungefähres Einstellen der Spannung Vs, die an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd durch die n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn angelegt wird, so dass:

Vd = k √{Vs² + (ω.Ls.Is)²}

kann die Phase des Eingangsstroms Is derart eingestellt werden, um mit der Phase der Leistungsquellenspannung Vs überein zu stimmen, so dass der Betrieb mit einem Leistungsquellenleistungsfaktor = 1 erreicht werden kann. Der Vorteil findet ebenfalls auf den regenerativen Betrieb Anwendung. Auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit ausgezeichneter Fähigkeit, Überlast zu widerstehen, und mit niedrigen Kosten und hohem Leistungsfaktor bereitgestellt werden.

Zwanzigste Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform wird bei der Leistungsumwandlungsvorrichtung der achten bis achtzehnten Ausführungsform die Steuerung der Spannung Vd, die an den Gleichstrom- Glättungskondensator Cd durch die selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn angelegte Spannung Vd derart durchgeführt, dass:

Vd = k √{Vs² - (ω.Ls.Is)²}

wobei ω die Kreisfrequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle SUP, Vs die Leistungsquellenspannung, Is der Eingangsstrom, Ls der Induktivitätswert der Wechselstrom-Drossel und k die Proportionalitätskonstante ist.
Durch ungefähres Einstellen der Spannung Vd, die an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd durch die n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp CNV1 bis CNVn angelegt werden, so dass:

Vd = k √{Vs² - (ω.Ls.Is)²}

kann der Phasenwinkels φ des Eingangsstroms Is mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs ausgeführt werden, um praktisch mit dem Phasenwinkel φ der Ausgangsspannung der Wechselstrom-Seite Vc der selbstgeführten Leistungswandler CNV1 bis CNVn überein zu stimmen. Das heißt, dass durch Anpassen der Phasen des Eingangsstroms Is und der Wandlerausgangsspannung Vc der Betrieb mit einem Wandlerleistungsfaktor = 1 erreicht werden kann. Folglich kann der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente, die die selbstgeführten Wandler CNV bilden, klein gemacht und die Wandlerkapazität verringert werden. Dieser Nutzen findet ebenfalls auf die gleiche Weise wie bei dem Fall des regenerativen Betriebs Anwendung. Auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit hohem Wirkungsgrad und niedrigen Kosten mit einer ausgezeichneten Fähigkeit, Überlast zu widerstehen, bereitgestellt werden.
Als nächstes wird eine Ausführungsform der Leistungsumwandlungsvorrichtung mit selbstgeführten Leistungswandlern Mehrstufen-Ausgang beschrieben.

Einundzwanzigste Ausführungsform

Fig. 26 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausführungsform der Hauptschaltungsanordnung einer erfindungsgemäßen Leistungsumwandlungsvorrichtung darstellt. Die in Fig. 26 gezeigte Leistungsumwandlungsvorrichtung umfasst einen Leistungsdiodengleichrichter REC, dessen Wechselstrom- Anschluss mit ankommenden Anschlüssen R, S, T der Dreiphasen- Wechselstrom-Leistungsquelle SUP durch die Wechselstrom- Drossel Ls verbunden ist, einen selbstgeführten Leistungswandlers mit Dreistufen-Ausgang MLC, dessen Wechselstrom- Anschluss mit dem Gleichrichter REC durch die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La verbunden ist, und dessen Gleichstrom-Anschluss mit dem Gleichstrom-Anschluss des Gleichrichters REC verbunden ist, und eine Glättungskondensatorschaltung, die zwei in Reihe geschaltete Gleichstrom- Glättungskondensatoren Cd1 und Cd2 umfasst, wobei beide Anschlüsse mit dem Gleichstrom-Anschluss des selbstgeführten Leistungswandlers MLC verbunden sind; wobei die Ladevorrichtung LOAD mit der Glättungskondensatorschaltung unter Verwendung dieses als eine Spannungsquelle verbunden ist. Die Lastvorrichtung LOAD umfasst beispielsweise einen VVVF- Wechselrichter und einen Wechselstrom-Elektromotor.
Der Leistungsdiodengleichrichter REC umfasst sechs Leistungsdioden PD1 bis PD6 in einer Dreiphasen-Brückenverbindung; die Leistungsdioden PD1 bis PD3 bilden positive Arme und die Leistungsdioden PD4 bis PD6 bilden negative Arme. Der Dreistufen-Ausgang des selbstgeführten Leistungswandlers MLC ist ein Wandler vom Klemmtyp mit neutralem Punkt (NPC-Wandler), wobei jede Phase dessen den gleichen Aufbau aufweist. Wenn die R-Phase beschrieben wird, umfassen die positiven und negativen Arme jeweils zwei reihengeschaltete Hochgeschwindigkeitsdioden Du1, Du2 und Du3, Du4 und selbstabschaltende Elemente Su1, Su2 und Su3, Su4, die mit diesen Hochgeschwindigkeitsdioden antiparallel verbunden sind. Zwei reihengeschaltete Hochgeschwindigkeitsklemmdioden Du5, Du6 sind zwischen dem Verbindungspunkt der Hochgeschwindigkeitsdioden Du1 und Du2 und dem Verbindungspunkt der Hochgeschwindigkeitsdioden Du3 und Du4 geschaltet, wobei deren Reihenverbindungspunkt mit dem Reihenverbindungspunkt der Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1, Cd2, d. h. dem neutralen Gleichstrom-Punkt, verbunden sind. Bei der folgenden Beschreibung sei angenommen, dass die Spannungen der Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1, Cd2 jeweils Vd1, Vd2 sind, und dass Vd1 = Vd2 = Vd/2, d. h. dass Vd1 + Vd2 = Vd ist.
Bei einem NPC-Wandler werden vier selbstgeführte Elemente Su1 bis Su4 für jede Phase kombiniert in Gruppen von zwei ausgelöst. Das heißt, dass, wenn die selbstanschaltenden Elemente Su1, Su2 angeschaltet werden, eine Spannung Vr = Vd/2 an dem Ausgangsanschluss der R-Phase erzeugt, wird; wenn selbstabschaltende Elemente Su2, Su3 eingeschaltet werden, wird die Spannung an dem neutralen Gleichstrom-Punkt geklemmt, was Vcr = 0 erzeugt. Ebenso wird, wenn selbstabschaltende Elemente Su3, Su4 angeschaltet werden, die Spannung Vcr = -Vd/2 ausgegeben. Somit kann eine Dreistufen- Spannungsausgang: +Vd/2, 0, -Vd/2 erhalten werden.
Selbstabschaltende Elemente Su1 und Su3 führen gegenseitig invertierte AN/AUS-Vorgänge durch: Wenn das Element Su1 AN ist, ist das Element Su3 AUS, und wenn das Element Su3 AN ist, ist das Element Su1 AUS. Ebenso führen selbstabschaltende Elemente Su2 und Su4 gegenseitig invertierte AN/AUS-Vorgänge durch: Wenn das Element Su2 AN ist, ist das Element Su4 AUS, und wenn das Element SU4 AN ist, ist das Element Su2 AUS. Außerdem kann ein Modus betrachtet werden, bei dem selbstabschaltende Elemente Su1 und Su4 AN und Elemente Su2 und Su3 AUS sind; in diesem Fall würde jedoch die Gleichstrom-Gesamtspannung Vd auf die Elemente Su2 oder Su3 angewendet werden, was zu einem Durchbruch dieses Elements führen würde; dieser Modus ist somit verboten.
Klemmdioden Du5, Du6 klemmen die Ausgangsspannung Vcr auf dem neutralen Gleichstrom-Potential "0" klemmen, wenn die Elemente Su2 und Su3 AN sind. Wenn der Eingangsstrom Ir in der Richtung der Pfeile in der Figur fließt, d. h. von der Leistungsquellenseite zu der Leistungsumwandlungsvorrichtungsseite, fließt der Strom Ir entlang des Pfads R → Ls → La → Su3 → Du6 → neutraler Punkt 0 in der Figur. Wenn der Eingangsstrom Ir in der entgegengesetzten Richtung der Pfeile fließt, fließt der Strom Ir entlang des Pfads neutraler Punkt 0 → Du5 → Su2 → La → Ls → R.
Ein charakteristisches Merkmal bei dieser Ausführungsform besteht darin, dass der Leistungsdiodengleichrichter REC mit dem NPC-Wandler MLC parallel geschaltet ist. Das heißt, dass die Wechselstrom-Anschlüsse des NPC-Wandlers MLC und des Leistungsdiodengleichrichters REC durch die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La verbunden sind.
Die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La umfasst die Funktion des Unterdrückens des Einfließens von übermäßigem Rückgewinnungsstrom in die Dioden des Leistungsdiodengleichrichters, wenn die selbstabschaltenden Elemente des selbstgeführten Leistungswandlers mit Dreistufen-Ausgang einen AN-Vorgang durchführen. Normalerweise ist dieser ausgestaltet, um einen Induktivitätswert von mehreren zehn µH aufzuweisen, somit kann er etwa zwei Größenordnungen kleiner als die Wechselstrom-Drossel Ls sein. Indem die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La als eine sättigbare Drossel ausgeführt wird, kann ferner die Zeit, die zur Kommutation von den Hochgeschwindigkeitsdioden Du1 bis Du6 zu den Leistungsdioden PD1 bis PD6 erforderlich ist, verkürzt werden, und somit können Verluste um einen entsprechenden Betrag verringert werden.
Wenn beispielsweise der R-Phasenstrom Ir in der Richtung der Pfeile fließt, wenn die selbstabschaltenden Elemente Su3, Su4 AUS sind (Su1 und Su2 sind AN), fließt der Strom Ir durch die Leistungsdiode PD1. Wenn in diesem Zustand das Element Su1 abgeschaltet und Su3 angeschaltet wird, verschiebt sich der Eingangsstrom Ir zu Ls → La → Su3 → Du6, da jedoch die akkumulierten Träger in der Leistungsdiode PD1 bleiben, kann die Diode PD1 nicht sofort abgeschaltet werden, so dass die Spannung Vd1 des Gleichstrom-Glättungskondensators Cd1 durch den Pfad Cd1(+) → PD1 → La → Su3 → Du6 → Cd1(-) kurzgeschlossen wird. Der dann fließende Strom ist der Rückgewinnungsstrom. Wenn die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La nicht vorhanden ist, kann ein übermäßiger Kurzschlussstrom fließen, der die Teilelemente (selbstabschaltende Elemente und Dioden) zerstört.
Wenn als nächstes das Element Su3 erneut abgeschaltet wird und das Element Su1 angeschaltet wird, fließt zuerst ein Eingangsstrom Ir durch die Hochgeschwindigkeitsdioden Du2, Du1 auf dem Pfad: Ls → La → Du2 → Du1 → (+). Da der Vorwärtsspannungsabfall VFD der Hochgeschwindigkeitsdioden Du1, Du2 größer als der Vorwärtsspannungsabfall VFPD der Leistungsdiode PD1 ist, verschiebt sich dieser Strom allmählich zu der Leistungsdiode PD1. Die Zeit, die für die Kommutation von den Hochgeschwindigkeitsdioden Du1, Du2 zu der Leistungsdiode PD1 erforderlich ist, hängt von der Differenzspannung (VFD-VFPD) des Vorwärtsspannungsabfalls, auf den oben Bezug genommen wird, und dem Induktivitätswert der Rückgewinnungs-Unterdrückungsdrossel La ab. Durch Betreiben des selbstgeführten Leistungswandlers mit Dreistufen-Ausgang (NPC-Wandler) mit einem festen Impulsmuster (Einzelimpuls, 3-Impuls, 5-Impuls, etc.) kann die Zeit, für die der Strom in der Leistungsdiode fließt, verlängert werden, und die Zeit, für die der Strom in den Hochgeschwindigkeitsdioden fließt, verkürzt werden. Als Ergebnis kann angeordnet werden, dass der Strom in einer Schaltung mit einem kleineren Vorwärtsspannungsabfall fließt, wodurch der Wirkungsgrad der Umwandlungsvorrichtung erhöht wird. Das gleiche findet auf die anderen Modi Anwendung.
Fig. 27 zeigt eine Steuervorrichtung, die die selbstabschaltende Elemente des NPC-Wandlers MLC (Multi- Level-Converter) steuert, der der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 26 zugeordnet ist. Diese Steuervorrichtung umfasst Komparatoren C1, C3, einen Addierer C2 und eine spannungsgesteuerte Kompensationsschaltung Gv(S), eine Stromkompensationsschaltung Gi(s), einen vorwärtsgekoppelten Kompensator FF, eine Koordinatenumwandlungsschaltung A, eine Leistungsquellensynchronisations-Phasenerfassungsschaltung PLL und eine Phasensteuerschaltung PHC. Die Spannung Vd (= Vd1 + Vd2), die der an die Gleichstrom- Glättungskondensatoren Cd1, Cd2 angelegten Summe von Spannungen Vd1 und Vd2 entspricht, wird mit dem Spannungsanweisungswert Vd* mit dem Komparator C1 verglichen. Dessen Abweichung εv (= Vd* - Vd) wird einer Integral- oder Proportional-Verstärkung durch die Spannungssteuerkompensationsschaltung Gv(S) unterworfen, und deren Ausgangswert wird in den ersten Eingangsanschluss des Addierers C2 als eine nicht-kompensierte Gleichstromanweisung eingegeben. Außerdem wird der von der Last LOAD verbrauchte Gleichstrom Idc erfasst und in den zweiten Eingangsanschluss des Addierers C2 durch den vorwärtsgekoppelten Kompensator FF eingegeben. Die Ausgabe Iq* des Addierers C2 ist der Anweisungswert des von der Leistungsquelle SUP gelieferten Wirkstroms. Der Koordinatenwandler A wandelt die erfassten Werte der Dreiphasen-Eingangsströme Ir, Is und It um, die an den Leistungswandler von der Leistungsquelle SUP an die dq- Koordinatenachse (Gleichstrom-Beträge) geliefert wird. Der q- Achsenstrom Iq, der durch Koordinatenumwandlung erhalten wird, drückt den erfassten Wirkstromwert aus, und der d- Achsenstrom Id drückt den erfassten Wirkstromwert aus.
Der Phasenwinkelanweisungswert φ* wird durch Vergleichen des Wirkstromanweisungswerts Iq* und des Wirkstromerfassungswerts Iq mit dem Komparator C3 und Verstärken des Abweichungswerts εi (= Iq* - Iq) mittels der Stromsteuerkompensationsschaltung Gi(S) erhalten. Die Leistungsquellensynchronisations-Phasenerfassungsschaltung PLL erzeugt Phasensignale θr, θs und θt, die mit den Dreiphasen- Wechselstrom-Leistungsquellenspannungen Vr, Vs und Vt synchronisiert sind und gibt diese in die Phasensteuerschaltung PHC ein. Die Phasensteuerschaltung PHC erzeugt Gate-Signale gu1 bis gu4 für die U-Phasen selbstabschaltender Elemente Su1 bis Su4 des NPC-Wandlers MLC und erzeugt zusätzlich Gate-Signale gv1 bis gv4 für die S-Phasen selbstabschaltender Elemente Sv1 bis Sv4 und Gate-Signale gw1 bis gw4 für die T-Phasen selbstabschaltender Elemente Sw1 bis Sw4 unter Verwendung des Phasenwinkelanweisungswerts φ* und der Phasensignale θr, θs, θt für jede Phase. Im NPC-Wandler MLC werden die Eingangsströme Ir, Is und It durch Steuern des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung mit einem festen Impulsmuster (Einzelimpuls, 3-Impuls, 5- Impuls, etc.), das mit der Leistungsquellenspannung synchronisiert ist, mittels Gate-Signalen Gu1 bis Gu4, Gv1 bis Gv4 und Gw1 bis Gw4 gesteuert.
Fig. 28 veranschaulicht ein Spannungs/Strom-Vektordiagramm, das in Erläuterung der Steuerwirkung einer erfindungsgemäßen Vorrichtung gegeben wird. In der Figur ist Vs die Leistungsquellenspannung, Vc die Ausgangs-Wechselspannung des NPC-Wandlers, Is der Eingangsstrom und jω.Ls.Is ist der Betrag des von der Wechselstrom-Drossel Lc erzeugten Spannungsabfalls (wobei der Widerstand der Drossel Lc als sehr klein vernachlässigt wird). Die Vektorbeziehung Vs = Vc + jω.Ls.Is ist gültig.
Der Scheitelwert der Leistungsquellenspannung Vs und der Grundschwellenwert der Ausgangs-Wechselspannung Vc des NPC- Wandlers MLC werden angepasst, um praktisch zu koinzidieren. Die Gleichspannung Vd wird im allgemeinen durch Nachfrage von der Lastseite bestimmt; wenn das Impulsmuster bestimmt ist, bestimmt dies den Grundschwellenwert der Ausgangs-Wechselspannung Vc. Dem gemäß werden die Schwellenwerte durch Anordnen eines Transformators auf der Leistungsquellenseite und neben der Sekundärspannung von diesem als Vs angepasst.
Der Eingangsstrom Is kann durch Einstellen des Phasenwinkels φ der Ausgangs-Wechselspannung Vc des NPC-Wandlers mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs gesteuert werden. Wenn insbesondere der Phasenwinkel φ = 0 ist, wird die Spannung jω.Ls.Is, die an die Wechselstrom-Drossel Ls angelegt wird, Null, und der Eingangsstrom Is wird ebenfalls Null. Wenn der Phasenwinkel φ (Nacheilung) erhöht wird, erhöht sich die Spannung jω.Ls.Is und der Eingangsstrom Is erhöht sich ebenfalls im Verhältnis zu diesem Wert. Der Eingangsstromvektor Is eilt der Spannung jω.Ls.Is um 90° nach und ist ein Vektor, der der Leistungsquellenspannung Vs um φ/2 nacheilt. Der von der Leistungsquellenseite gesehene Eingangsleistungsfaktor ist somit cos (φ/2).
Wenn andererseits die Ausgangs-Wechselspannung des NPC- Wandlers in der Richtung des fortschreitenden Phasenwinkels, wie Vc' in Fig. 28, φ erhöht wird, wird die Spannung jω.Ls.Is, die an die Wechselstrom-Drossel Ls angelegt wird, negativ, was zu einem Phasenwinkel von (π - φ/2) mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs führt, wobei der Eingangsstrom Is' ist. Das heißt, dass die Leistung Ps = Vs.Is negativ wird, was ermöglicht, dass die Leistung an der Leistungsquelle regeneriert wird. Wenn die Ausgangs- Wechselspannung Vc in der Richtung von Vc' entlang der gestrichelten Linie in der Figur verschoben wird, wobei die Leistungsquellenspannung Vs als Standard genommen wird, ändert sich der Eingangsstromvektor Is in der Richtung von Is' entlang der gestrichelten Linie.
In Fig. 27 wird der Wirkstrom Iq wie folgt gesteuert.
Wenn Iq* > Iq, steigt die Ausgabe φ* der Stromsteuerkompensationsschaltung Gi(S) an, was verursacht, dass der Eingangsstrom Is ansteigt. Da der Eingangsleistungsfaktor = 1 ist, steigt der Wirkstrom Iq an und schwingt sich bald bei Iq* = Iq ein. Wenn andererseits Iq* < Iq ist, verringert sich die Ausgabe φ* der Stromsteuerkompensationsschaltung Gi(S) oder wird ein negativer Wert, was verursacht, dass der Eingangsstrom Is abnimmt. Da der Eingangsleistungsfaktor = 1 ist, verringert sich der Wirkstrom Iq, bis er ebenfalls bei Iq* = Iq einschwingt.
Ferner wird die Spannung Vd = Vd1 + Vd2 der Gleichstrom- Glättungskondensatoren Cd1, Cd2 wie folgt gesteuert.
Wenn Vd* > Vd ist, steigt die Ausgabe Iq* des Addierers C2 auf der Ausgangsseite der Spannungssteuerkompensationsschaltung Gv(S) an und wird, wie es oben beschrieben ist, auf Iq* = Iq gesteuert, so dass Wirkleistung Ps von der Wechselstrom-Leistungsquelle SUP an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1, Cd2 geliefert wird. Folglich steigt die Gleichspannung Vd an und wird derart gesteuert, dass Vd* = Vd ist.
Wenn andererseits Vd* < Vd ist, verringert sich die Ausgabe Iq* des Addierers C2 oder wird ein negativer Wert, was bewirkt, dass Wirkleistung Ps an der Seite der Wechselstrom-Leistungsquelle SUP von den Gleichstrom- Glättungskondensatoren Cd1, Cd2 regeneriert wird. Folglich wird eine Steuerung ausgeübt, wodurch die Gleichspannung Vd verringert wird, bis Vd* = Vd ist.
Bei den Vorrichtungen von Fig. 26 und Fig. 27 wird der von der Last LOAD aufgenommene Gleichstrom Idc erfasst und ein Kompensationsbetrag IqFF = K1.Idc wird durch den vorwärtsgekoppelter Kompensator FF derart berechnet, dass ein diesem Betrag übereinstimmender Wirkstrom geliefert und in den Addierer C2 eingegeben wird. Auf diese Weise wird, wenn es eine plötzliche Änderung in der Last gibt, ein Eingangsstrom (Wirkstrom) Iq, der diesem angepasst ist, geliefert, wodurch die Fluktuation der angelegten Spannung Vd der Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1, Cd2 unterdrückt wird.

Zweiundzwanzigste Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform wird in der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 26 die Rückgewinnungsstrom- Unterdrückungsdrossel La von einer sättigbaren. Drossel gebildet.
Der R-Phasenarm des NPC-Wandlers MLC wird von selbstabschaltenden Elementen Su4 bis Su4, Hochgeschwindigkeitsdioden Du1 bis Du4, die antiparallel damit verbunden sind, und Klemmdioden Du5 bis Du6 gebildet. Wenn beispielsweise ein Strom in den selbstabschaltenden Elementen Su2, Su3 in der Mitte der beiden Arme fließt, wenn der Eingangsstrom Ir als in der Richtung der Pfeile fließend angenommen wird, fließt Strom entlang des Pfads Ls → La → Su3 → Du6. Wenn in diesem Zustand das Element Su3 abgeschaltet wird (Element Su1 ist eingeschaltet), verschiebt sich auf Grund der Wirkung der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La zu aller erst der Strom in die Hochgeschwindigkeitsdioden Du2, Du1. Da als nächstes der Vorwärtsspannungsabfall VFD der Hochgeschwindigkeitsdiode größer als der Vorwärtsspannungsabfall. VFPD der Leistungsdiode PD1 ist, verschiebt sich dieser Strom allmählich in die Leistungsdiode PD1. Die Kommutationszeit ist dem Induktivitätswert der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel L1 umgekehrt proportional. Indem die Drossel La als eine sättigbare Drossel ausgeführt wird, wird ihr Induktivitätswert, wenn der darin fließende Strom groß ist, verringert, was bewirkt, dass der Strom, der in der Hochgeschwindigkeitsdiode geflossen war, sich schneller in die Leistungsdioden PD1 bis PD6 verschiebt, um so zu ermöglichen, dass der Wandlerverlust verringert wird.

Dreiundzwanzigste Ausführungsform

Fig. 29 zeigt eine Ausführungsform einer Phasensteuerschaltung PHC in Fig. 27. In Fig. 29 geben AD1 bis AD3 Addierer an, die getrennt für jede Phase bereitgestellt werden, und PTN1 bis PTN3, die ebenfalls Impulsmustergeneratoren angeben, die getrennt für jede Phase bereitgestellt werden. Addierer AD1 bis AD3 subtrahieren den Phasenwinkelanweisungswert φ* von den Phasensignalen θr, θs, θt, um neue Phasensignale θcr, θcs, θct zu erzeugen. Diese neuen Phasensignale θr, θs, θt sind periodische Funktionen von 0 bis 2π und ändern sich synchron mit der Leistungsquellenfrequenz. Impulsmustergeneratoren PTN1 bis PTN3 erzeugen Gate-Signale gu1 bis gu4, gv1 bis gv4 und gw1 bis gw4 für jede Phase der neuen Phasensignale θcr, θcs, θct, um ein neues Impulsmuster zu erzeugen.
Wenn die R-Phase als ein typisches Beispiel genommen wird, speichert der Impulsmustergenerator PTN1 der Impulsmustergeneratoren PTN1 bis PTN3 die Impulsmuster der R- Phasenelements Su1 bis Su4 mit Bezug auf das Phasensignal θcr als eine Tabellenfunktion; der Signalverlauf während des Einzelimpulsbetriebs ist in Fig. 30 gezeigt. In Fig. 30 gibt Vr die R-Phasenleistungsquellenspannung und θr ein Phasensignal an, das mit der Leistungsquellenspannung Vr synchronisiert ist. Dies ist eine periodische Funktion, die sich zwischen 0 und 2π ändert. Das Phasensignal θr = θcr - φ* ist eine periodische Funktion, die sich zwischen 0 und 2π ändert und durch ein Signal angegeben wird, das dem Signal θr um einen Phasenwinkel φ* nacheilt. Insbesondere wird für die Eingabe θcr die Gate-Signale gu1 bis gu4 wie folgt ausgegeben.
Im Bereich
0 ≤ θcr < θ1,
gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, g4 = 0 (Su2, Su3: AN, Su1, Su4: AUS), Vcr = 0.
Im Bereich
θ1 ≤ θcr < θ2,
gu1 = 1, gu2 = 1, gu3 = 0, g4 = 0 (Su1, Su2: AN, Su3, Su4: AUS), Vcr = +Vd/2.
Im Bereich
θ2 ≤ θcr < θ3,
gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, g4 = 0 (Su2, Su3: AN, Su1, Su4: AUS), Vcr = 0.
Im Bereich
θ4 ≤ θcr < θ4,
gu1 = 0, gu2 = 0, gu3 = 1, g4 = 1 (Su1, Su2: AUS, Su3, Su4: AN), Vcr = -Vd/2.
Im Bereich
θ4 ≤ θcr < 2π,
gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, g4 = 0 (Su2, Su3: AN, Su1, Su4: AUS), Vcr = 0.
Auf diese Weise wird eine Dreistufen-Ausgangsspannung erhalten. Wenn das Muster vorgegeben und wenn die Gleichspannung Vd vorgegeben ist, ist der Amplitudenwert der Ausgangs-Wechselspannung Vcr vorgegeben. Die Phase der Grundwelle Vcr* der Ausgangs-Wechselspannung Vcr eilt der Leistungsquellenspannung Vr um einen Phasenwinkel φ nach. Obgleich das obige das R-Phasensignal darstellt, werden die S-Phase und die T-Phase auf die gleiche Weise geliefert.
Fig. 31 zeigt die Betriebssignalverläufe verschiedener Teile der R-Phase in dem Fall, in dem der NPC-Wandler MLC mit dem Impulsmuster von Fig. 30 betrieben wird. Zweckmäßigerweise wird bei der Beschreibung der Eingangsstrom Ir als eine Sinuswelle gezeigt und der Oberwellenanteil nicht gezeigt.
Fig. 31 zeigt die Betriebssignalverläufe während des Leistungslaufbetriebs; die Phase der Grundwelle der Ausgangs- Wechselspannung Vcr des Wandlers eilt der Leistungsquellenspannung Vcr um einen Phasenwinkel φ nach. Der Eingangsstrom Ir eilt ebenfalls der Leistungsquellenspannung Vr um einen Phasenwinkel (φ/2) nach. Isu1 bis Isu4 stellen die Ströme der selbstabschaltenden Elemente Su1 bis Su4 für die R-Phase dar; IDu1 bis IDu4 stellen die Ströme der Hochgeschwindigkeitsdioden Du1 bis Du4 dar; und IPD1, IPD4 stellen die Ströme der Leistungsdioden PD1 bzw. PD4 dar. Ihr Betrieb an diesem Punkt wird hier nachstehend mittels Fig. 26 beschrieben.
Strom fließt durch die Leistungsdiode PD4, bis sich der Eingangsstrom IR von negativ in positiv ändert. Wenn sich aus diesem Zustand die Richtung des Stroms Ir in positiv ändert, sind die Elemente Su3 und Su4 in einem An-Zustand, so dass der Eingangsstrom Ir fähig wird, durch die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La und die Elemente Su3 und Su4 zu fließen. Wenn als nächstes das Element Su4 abgeschaltet und das Element Su2 angeschaltet wird, fließt der Eingangsstrom Ir entlang des Pfads Ls → La → Su3 → Du6 → 0. Wenn außerdem das Element Su3 abschaltet und das Element Su1 mit einem Phasenwinkel θ1 angeschaltet wird, fließt auf Grund der Wirkung der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel L1 der Strom Ir zu aller erst durch die Hochgeschwindigkeitsdioden Du2, Du1. Der Vorwärtsspannungsabfall VFPD der Leistungsdiode PD1 ist niedriger als der Vorwärtsspannungsabfall VD der Hochgeschwindigkeitsdioden Du1, Du2, so dass auf Grund dieser Spannungsdifferenz der in der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La fließende Strom allmählich kleiner wird, so dass sich der Eingangsstrom Ir von den Hochgeschwindigkeitsdioden Du2, Du1 in die Leistungsdiode PD1 verschiebt. Die Kommutationszeit ist dem Induktivitätswert der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La umgekehrt proportional. Indem die Drossel La als eine sättigbare Drossel ausgeführt wird, wird ihr Induktivitätswert, wenn der darin fließende Strom groß ist, verringert, was bewirkt, dass sich der in den Hochgeschwindigkeitsdioden Du2, Du1 fließende Strom schneller in die Leistungsdiode PD1 verschiebt, um so zu ermöglichen, dass der Verlust verringert wird. Dieser Strom fließt in der Leistungsdiode PD1, bis die Polarität des Eingangsstroms Ir erneut invertiert ist. Nachdem der Eingangsstrom Ir invertiert ist, wird der gleiche Vorgang, wie er oben beschrieben ist, zwischen den Elementen Su1, Su2 und den Hochgeschwindigkeitsdioden Du3, Du4, Du5 und der Leistungsdiode PD4 durchgeführt.
Somit ist bei dieser Ausführungsform, da der Hauptteil des Eingangsstroms Ir während des Leistungslaufbetriebs in den Leistungsdioden PD1, PD4 fließt, der Verlust klein und eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit großer Fähigkeit, Überlast zu widerstehen, kann bereitgestellt werden.
Wenn der Scheitelwert des Eingangsstroms Ism ist, ist der maximale Strom Imax, der durch die selbstabschaltenden Elementen Su1 bis Su4 des NPC-Wandlers MLC unterbrochen werden kann,

Imax = Ism × sin(φ/2 + δ)
Wenn beispielsweise φ = 20° und δ = θ1 = 10°,
Imax = 0,342 × Ism.
Die Bedeutung besteht darin, dass selbstabschaltende Elemente kleiner Kapazität hinsichtlich des Unterbrechungsstroms benutzt werden können, was ermöglicht, eine kostengünstige Leistungsumwandlungsvorrichtung bereitzustellen.
Fig. 32 zeigt den Betriebssignalverlauf während des regenerativen Betriebs. Isu1 bis Isu4 stellen die Ströme des selbstabschaltenden Elements Su1 bis Su4 der R-Phase dar; IDu1 bis IDu6 stellen die Ströme der Hochgeschwindigkeitsdioden DU1 bis Du6 dar; und IPD1, IPD4 stellen die Stromsignalverläufe der Leistungsdioden PD1 bzw. PD4 dar. Die Grundwelle der Ausgangs-Wechselspannung Vcr des Wandlers eilt der Leistungsquellenspannung Vr um einen Phasenwinkel φ vor. Ferner eilt der Eingangsstrom Ir dem invertierten Wert -Vr der Leistungsquellenspannung um einen Phasenwinkel (φ/2) vor.
Wenn der Eingangsstrom Ir negativ ist und die Elemente Su1, Su2 AN sind (Elemente Su3, Su4 sind AUS), fließt der Eingangsstrom Ir durch Elemente Su1, Su2 und der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La. Als nächstes, wenn das Element Su1 abgeschaltet und das Element Su3 angeschaltet wird, fließt der Strom Ir entlang des Pfads Du5 → Su2 → La → Ls. Wenn außerdem das Element Su2 abgeschaltet und das Element Su4 durch die Wirkung der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La angeschaltet wird, fließt der Strom Ir zu aller erst durch die Hochgeschwindigkeitsdioden Du4 und Du3. Der Vorwärtsspannungsabfall VFPD der Leistungsdiode PD4 ist niedriger als der Vorwärtsspannungsabfall VFD der Hochgeschwindigkeitsdioden Du4, Du3, so dass auf Grund dieser Spannungsdifferenz der in der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La fließende Strom allmählich kleiner wird, so dass sich der Eingangsstrom Ir von den Hochgeschwindigkeitsdioden Du4, Du3 zu der Leistungsdiode PD4 verschiebt. Während des regenerativen Betriebs ist der in den. Leistungsdioden fließende Strom sehr klein.
Wenn der Eingangsstrom Ir in positiv umgekehrt wird, fließt der Strom in den Elementen Su3 und Su4, und das Element Su4 wird auf die gleiche Weise, wie es oben beschrieben ist, abgeschaltet, fließt der Strom Ir daher durch den Pfad Ls → La → Su3 → Du5 → 0 und außerdem, wenn das Element Su3 abgeschaltet ist, verschiebt sich zu aller erst der Strom in die Hochgeschwindigkeitsdioden Du2, Du1 und der Strom verschiebt sich schließlich in die Leistungsdiode PD1. Das gleiche findet mit Bezug auf die S-Phase und die T- Phase Anwendung.
Wenn während des regenerativen Betriebs der Scheitelwert des Eingangsstroms Ism ist, ist der maximale Strom Imax, der von den selbstabschaltenden Elementen Su1 bis Su4 unterbrochen werden kann,

Imax = Ism × sin(φ/2 + δ)
Wenn beispielsweise φ 20° und δ = 10°, Imax = 0,32 × Ism.
Somit fließt das Meiste des Eingangsstroms Ir während des regenerativen Betriebs in den selbstabschaltenden Elementen Su1 bis Su4, wobei jedoch die Unterbrechungsströme der Elemente Su1 bis Su4 klein gemacht werden können, was ermöglicht, eine kostengünstige Leistungsumwandlungsvorrichtung bereitzustellen.
Im Fall von elektrischen Eisenbahnen wird die Leistungsversorgung an eine Mehrzahl von Fahrzeugen von einem einzigen Umspannwert bewirkt, so dass typischerweise die Last während des Leistungslaufbetriebs groß und die regenerierte Leistung klein ist. Beispielsweise ist es erforderlich, dass die Überlastwiderstandsfähigkeit im Fall des Leistungslaufbetriebs 300% der Nennleistung ist, wobei jedoch gewöhnlich eine 100% Nennleistung in Bezug auf die regenerierte Leistung zufriedenstellend ist. Die vorliegende Leistungsumwandlungsvorrichtung kann in derartigen Fällen angewendet werden, wobei eine große Überlastwiderstandsfähigkeit während des Leistungslaufbetriebs erforderlich ist.
Fig. 33 zeigt den Übergangsbetriebssignalverlauf, wenn von einem Leistungslaufbetrieb in den regenerativen Betrieb umgeschaltet wird; der Phasenwinkel φ der Ausgangs-Wechselspannung Vcr des Leistungswandlers mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vr ändert sich von der nacheilenden Phase auf Null. In diesem Zustand eilt die Grundwelle der Ausgangs-Wechselspannung Vcr des NPC-Wandlers dem Strom Ir um einen Phasenwinkel von (φ/2) vor.
Wenn der Eingangsstrom Ir positiv ist, wenn das selbstabschaltende Element Su1 abgeschaltet und das Element Su3 angeschaltet ist, fließt der in die Leistungsdiode PD1 eintretende Eingangsstrom Ir entlang des Pfads Ls → La → Su3 → Du6 → 0. An diesem Punkt haben sich die akkumulierten Träger nicht von der Leistungsdiode PD1 dissipiert, so dass die Diode PD1 in einem leitenden Zustand ist, so dass die Spannung Vd1 des Gleichstrom-Glättungskondensators Cd1 durch den Pfad Cd1(+) → Pd1 → La → Su3 → DU6 → Cd1(-) kurzgeschlossen wird. Der Strom IPD1re, der dann in der entgegengesetzten Richtung in der Diode PD1 fließt, ist der Rückgewinnungsstrom. Die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La unterdrückt den in der Leistungsdiode PD1 fließenden Rückgewinnungsstrom IPD1re. Wenn diese Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La nicht vorhanden ist, kann ein übermäßiger Rückgewinnungsstrom in der Leistungsdiode PD1 fließen; dies erhöht nicht nur den Verlust sondern kann ebenfalls die Dioden und/oder die selbstabschaltenden Elemente zerstören. Das gleiche trifft zu, wenn der Eingangsstrom Ir negativ ist, das selbstabschaltende Elemente Su4 abgeschaltet und das Element Su2 angeschaltet ist, was bewirkt, dass der Eingangsstrom Ir, der in der Leistungsdiode PD4 geflossen war, an die Elemente Su2, Du5 zu kommutieren ist.
Durch Betreiben des NPC-Wandlers MLC mit einem Einzelimpuls kann die Häufigkeit des Umschaltens minimiert und der Wandlerwirkungsgrad noch weiter erhöht werden. Ferner wird die Grundkomponente der Ausgangsspannung der Wechselstrom- Seite Vc groß, und die Spannungsausnutzungsrate des NPC- Wandlers MLC wird weiter verbessert. Da ferner der Betrieb mit einem Wandlerleistungsfaktor von praktisch 1 durchgeführt wird, wird das Schalten nur einmal in der Nähe des Nullpunkts des Eingangsstroms Is durchgeführt; somit wird, egal ob während des Leistungslaufbetriebs oder während des regenerativen Betriebs, der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente sehr klein. Als Ergebnis kann eine kostengünstige Leistungsumwandlungsvorrichtung mit hohem Wirkungsgrad bereitgestellt werden. Dies kommt somit dem weichen Schalten näher, da kein großer Strom unterbrochen wird; somit ist das EMI-Rauschen klein und eine umweltfreundliche Leistungsumwandlungsvorrichtung kann bereitgestellt werden.

Vierundzwanzigste Ausführungsform

Fig. 34 zeigt den Betriebssignalverlauf, wenn eine 3- Impulsausgabe mittels eines Impulsmustergenerators PTN1 mit einem NPC-Wandler erhalten wird: die R-Phase ist dargestellt. In der Figur ist Vr die R-Phasenleistungsquellenspannung und θr ist das mit der Leistungsquellenspannung Vcr synchronisierte Signal, das eine periodische Funktion ist, die sich zwischen 0 und 2π ändert. Das neue Phasensignal θcr = θr - φ* ist eine periodische Funktion, die sich zwischen 0 und 27r ändert und durch ein Signal bereitgestellt wird, das dem Phasensignal θr um φ* nacheilt. Das Impulsmuster der R- Phasenelemente Su1 bis Su4 ist ferner mit Bezug auf das Phasensignal θr:
Im Bereich
0 ≤ θcr < θ1,
gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, g4 = 0 (Su2, Su3: AN, Su1, Su4: AUS), Vcr = 0.
Im Bereich
θ1 ≤ θcr < θ2,
gu1 = 1, gu2 = 1, gu3 = 0, g4 = 0 (Su1, Su2: AN, Su3, Su4: AUS), Vcr = +Vd/2.
Im Bereich
θ2 ≤ θcr < θ3,
gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, g4 = 0 (Su2, Su5: AN, Su1, Su4: AUS), Vcr = 0.
Im Bereich
θ3 ≤ θcr < θ4,
gu1 = 1, gu2 = 1, gu3 = 0, g4 = 0 (Su1, Su2: AN, Su3, Su4: AUS), Vcr = +Vd/2.
Im Bereich
θ4 ≤ θcr < θ5,
gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 2, g4 = 0 (Su2, Su3: AN, Su2, Su4: AUS), Vcr = 0.
Im Bereich
θ5 ≤ θcr < θ6,
gu1 = 1, gu2 = 1, gu3 = 0, g4 = 0 (Su1, Su2: AN, Su3, Su4: AUS), Vcr = +Vd/2.
Im Bereich
θ6 ≤ θcr < θ7,
gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 2, g4 = 0 (Su2, Su3: AN, Su1, Su4: AUS), Vcr = -0.
Im Bereich
θ7 ≤ θcr < θ8,
gu1 = 0, gu2 = 0, gu3 = 1, g4 = 1 (Su3, Su4: AN, Su1, Su2: AUS), Vcr = -Vd/2.
Im Bereich
θ8 ≤ θcr < θ9,
gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 2, g4 = 0 (Su2, Su3: AN, Su1, Su4: AUS), Vcr = 0.
Im Bereich
q9 ≤ θcr < θ10,
gu1 = 0, gu2 = 0, gu3 = 1, g4 = 1 (Su3, Su4: AN, Su1, Su2: AUS), Vcr = -d/2.
Im Bereich
θ10 ≤ θcr < θ11,
gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, g4 = 0 (Su2, Su3: AN, Su1, Su4: AUS), Vcr = 0.
Im Bereich
θ11 ≤ θcr < θ12,
gu1 = 0, gu2 = 0, gu3 = 1, g4 = 1 (Su3, Su4: AN, Su1, Su2: AUS), Vcr = -Vd/2.
Im Bereich
θ12 ≤ θcr < 2π,
gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, g4 = 0 (Su2, Su3: AN, Su1, Su4: AUS), Vcr = 0.
Auf diese Weise wird eine Dreistufen-Ausgangsspannung erhalten.
Die Phase der Grundwelle Vcr* der Ausgangsspannung Vcr eilt der Leistungsquellenspannung Vcr um einen Phasenwinkel φ nach. Die S-Phase und die T-Phase werden auf die gleiche Weise geliefert. In diesem Fall ist, wenn das Impulsmuster vorgegeben und die Gleichspannung Vd vorgegeben ist, der Schwellenwert der Grundwelle der Ausgangs-Wechselspannung des NPC-Wandlers MLC ebenfalls vorgegeben.
Fig. 35 zeigt die Betriebssignalverläufe verschiedener Teile in der R-Phase in dem Fall, in dem der NPC-Wandler MLC mit dem Impulsmuster von Fig. 34 betrieben wird. Zweckmäßigerweise wird in der Beschreibung der Eingangsstrom Ir als eine Sinuswelle gezeigt, und der Oberwellenanteil wird nicht gezeigt. Fig. 35 zeigt die Betriebssignalverläufe während des Leistungslaufbetriebs; die Phase der Grundwelle der Ausgangs-Wechselspannung Vcr des Wandlers eilt der Leistungsquellenspannung Vs um einen Phasenwinkel φ nach. Der Eingangsstrom Is eilt der Leistungsquellenspannung Vs ebenfalls um einen Phasenwinkel (φ/2) nach. Isu1 bis Isu4 stellen die Ströme der selbstabschaltenden Elemente Su1 bis Su4 der R-Phase dar; IDu1 bis IDu4 stellen die Ströme der Hochgeschwindigkeitsdioden Du1 bis Du6 dar; und IPD1, IPD4 stellen die Ströme der Leistungsdioden PD1 bzw. PD4 dar. Ihr Betrieb an diesem Punkt wird hier nachstehend beschrieben.
Strom fließt durch die Leistungsdiode PD4, bis der Strom Ir sich von negativ in positiv ändert. Wenn sich aus diesem Zustand die Richtung des Stroms Ir in positiv ändert, sind die Elemente Su3 und Su4 in einem An-Zustand, so dass die Ströme Isu3, Isu4 fließen. Wenn als nächstes das Element Su4 ausgeschaltet und das Element Su2 angeschaltet wird, fließt der Eingangsstrom Ir entlang des Pfads Ls → La → Su3 → Du6. Wenn außerdem das Element Su3 abgeschaltet und das Element Su1 angeschaltet ist, fließt aufgrund der Wirkung der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La der Strom Ir zu aller erst durch die Hochgeschwindigkeitsdioden Du2, Du1. Der Vorwärtsspannungsabfall VFPD der Leistungsdioden PD1 ist niedriger als der Vorwärtsspannungsabfall VFD der Hochgeschwindigkeitsdioden Du1, Du2, so dass aufgrund dieser Spannungsdifferenz (Potentialdifferenz) der in der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La fließende Strom allmählich kleiner wird, so dass der Eingangsstrom Ir sich von den Hochgeschwindigkeitsdioden Du2, Du1 in die Leistungsdiode PD1 verschiebt. Die Kommutationszeit ist dem Induktivitätswert der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La umgekehrt proportional. Indem die Drossel La als eine sättigbare Drossel ausgeführt wird, wird ihr Induktivitätswert, wenn der darin fließende Strom groß ist, verringert, was bewirkt, dass sich der Strom, der in den Hochgeschwindigkeitsdioden geflossen war, schneller in die Leistungsdiode verschiebt und somit ermöglicht, dass der Verlust verringert wird.
Wenn das Element Su1 erneut abgeschaltet und das Element Su3 angeschaltet wird, fließt der Eingangsstrom Ir durch den Pfad Ls → La → Su3 → Du4, und der Strom der Leistungsdiode PD1 und der Hochgeschwindigkeitsdioden Du2, Du1 wird Null. Ferner fließt bei der Phase θ3 von Fig. 34, wenn das Element Su3 abgeschaltet ist, auf die gleiche Weise wie es oben beschrieben ist, zu aller erst der Strom in den Hochgeschwindigkeitsdioden Du2, Du1, wobei sich der Strom dann in die Leistungsdiode PD1 verschiebt, und dieser Strom fließt in der Leistungsdiode PD1, bis der Eingangsstrom Ir erneut invertiert ist.
Nachdem der Eingangsstrom Ir invertiert ist, wird der gleiche Vorgang, wie er oben beschrieben ist, zwischen den Elementen Su1, Su2 und den Hochgeschwindigkeitsdioden Du3, Du4 und der Leistungsdiode PD4 durchgeführt.
Fig. 34 zeigt den Fall, bei dem ein 3-Impulsmuster angenommen ist. Wenn der Schwellenwert des Eingangsstroms Ism ist, ist der maximale Strom Imax, der von den selbstabschaltenden Elementen Su1 bis Su4 unterbrochen werden kann,

Imax = Ism × sin(φ/2 + δ)
Im Fall des Musters von Fig. 34 ist δ = θ3. Wenn beispielsweise π = 20° und θ3 = 20° genommen wird,

Imax = 0,5 × Ism.
Durch Erhöhen der Anzahl von Impulsen können die harmonischen Komponenten des Eingangsstroms Ir verringert und die Strompulsation reduziert werden, wobei es jedoch andererseits einen Nachteil gibt, dass der Maximalwert Imax des Unterbrechungsstroms der selbstabschaltenden Elemente ansteigt. Wie es später beschrieben wird, ist es wünschenswert, die Eingangsstromoberwellen zu verringern und einen Betrieb mit einer Anzahl von Impulsen durchzuführen, die so niedrig wie möglich ist, indem mehrere Leistungswandler, etc. benutzt werden.
Wenn der NPC-Wandler MCL mit einem vorgegebenen Impulsmuster gesteuert wird, kann ein Schaltmuster bestimmt werden, so dass die harmonischen Komponenten des Eingangsstroms Is minimiert werden, wobei jedoch, da, wie es oben beschrieben ist, der Betrieb mit einem Wandlerleistungsfaktor nahe 1 durchgeführt wird, wird das Schalten in der Nähe des Nullpunkts des Stroms Is durchgeführt, und der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente, die den NPC-Wandler MLC bilden, kann klein gehalten werden.
Somit fließt mit der Leistungsumwandlungsvorrichtung der Erfindung das Meiste des Stroms während des Leistungslaufbetriebs durch die Leistungsdioden PD1, PD4, deren An- Spannung klein ist; somit ist der in den Hochgeschwindigkeitsdioden Du1 bis Du6 fließende Strom sehr gering, was ermöglicht, eine Umwandlungsvorrichtung mit hohem Wirkungsgrad zu erreichen. Ferner kann der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente Su1 bis Su4 klein gemacht werden, was ermöglicht, eine erhebliche Verringerung der Gesamtkosten der Vorrichtung zu erreichen.

Fünfundzwanzigste Ausführungsform

Fig. 36 zeigt eine weitere Ausführungsform einer Steuervorrichtung der Leistungsumwandlungsvorrichtung der Erfindung. Bei dieser Ausführungsform wird der Spannungsanweisungswert Vd* in der Steuervorrichtung von Fig. 27 in Übereinstimmung mit dem Scheitelwert Vsm der Leistungsquellenspannung oder dem Scheitelwert Ism des Eingangsstroms durch eine Berechnungsschaltung CAL geändert. Bei einer Ausführungsform liefert die Berechnungsschaltung CAL einen Gleichspannungsanweisungswert Vd*, der proportional zu dem Leistungsquellenspannungschwellenwert Vsm ist.
Die Steuervorrichtung von Fig. 36 umfasst eine Berechnungsschaltung CAL, Komparatoren C1, C3, einen Addierer C2, eine Spannungssteuerkompensationsschaltung Gv(S), eine Stromsteuerkompensationsschaltung Gi(S), einen vorwärtsgekoppelten Kondensator FF, eine Koordinatenumwandlungsschaltung A, eine Leistungsquellensynchronisations-Phasenerfassungsschaltung PLL und eine Phasensteuerschaltung PHC.
Fig. 37A, Fig. 37B und Fig. 37C zeigen Spannungs/Strom- Vektordiagramme der Wechselstrom-Leistungsquellenseite, wenn der Amplitudenwert der Leistungsquellenspannung Vs mit der Gleichspannung schwankt, die gesteuert wird, um konstant zu sein. Bei Vs = Vc ist der Phasenwinkel φ = 0 und der Eingangsstrom Is ist Null. Wenn im Gegensatz dazu Vs < Vc ist, fließt ein voreilender Strom, wenn φ = 0. Andererseits, wenn Vs > Vc, fließt ein nacheilender Strom, wenn φ = 0. Wenn die Leistungsquellenspannung Vs schwankt, kann der Schwellenwert der Grundwelle der Wandlerausgangsspannung Vc immer mit dem Schwellenwert der Leistungsquellenspannung Vs durch Einstellen der Gleichspannung Vd angepasst werden, um mit diesem übereinzustimmen. Auf diese Weise kann verhindert werden, dass ein unwirksamer Wirkstrom von der Leistungsquelle abgezogen wird, wenn der Phasenwinkel φ = 0 ist.

Sechsundzwanzigste Ausführungsform

Bei der Steuervorrichtung von Fig. 36 sei angenommen, dass die Berechnungsschaltung CAL den Gleichspannungsanweisungswert Vd* liefert:

Vd* = k √{Vsm² + (ωLs.Ism)²}

wobei Vsm der Leistungsquellenspannungschwellenwert, ω die Leistungsquellenkreisfrequenz, Ls der Induktivitätswert der Wechselstrom-Drossel Ls und Ism der Schwellenwert, des Eingangsstroms Is ist.
Bei diesem Steuersystem wird nicht nur der Gleichspannungsanweisungswert Vd* um den Betrag der Leistungsquellenspannung Vs geändert, sondern Vd* wird ebenfalls auf eine Weise eingestellt, die sich auf den Eingangsstromschwellenwert Ism bezieht.
Fig. 38 zeigt ein Spannungs/Strom-Vektordiagramm der Wechselstrom-Seite an diesem Punkt; die Wandlerausgangsspannung wird in der Beziehung

Vc = √{Vs² + (ωLs.Is)²}

beibehalten.
Folglich wird der Leistungsquellenspannungsvektor Vs und die angelegte Spannung (= jωLs.Is) der Wechselstrom-Drossel Ls immer in einer orthogonalen Beziehung gehalten, wobei der Eingangsstrom Is mit der Leistungsquellenspannung Vs gleichphasig (oder gegenphasig) ist, und der Eingangsleistungsfaktor = 1 ist.
Fig. 39 zeigt die Beziehung des Gleichspannungsanweisungswerts Vd* mit Bezug auf den Eingangsstromschwellenwert Ism; es ist ersichtlich, dass der Gleichspannungsanweisungswert Vd* mit einem Anstieg in dem Strom Is ansteigt.

Siebenundzwanzigste Ausführungsform

Bei der Steuerschaltung von Fig. 36 sei angenommen, dass die Berechnungsschaltung CAL den Gleichspannungsanweisungswert Vd* liefert:

Vd* = k √{Vsm² - (ωLs.Ism)²}

wobei Vsm der Leistungsquellenspannungsschwellenwert, ω die Leistungsquellenkreisfrequenz, Ls der Induktivitätswert der Wechselstrom-Drossel und Ism der Schwellenwert des Eingangsstroms ist.
Bei diesem Steuersystem wird nicht nur der Gleichspannungsanweisungswert Vd* um den Betrag der Leistungsquellenspannung Vs geändert, sondern Vd* wird ebenfalls auf eine Weise eingestellt, die sich auf den Eingangsstromschwellenwert Ism bezieht.
Fig. 40 zeigt ein Spannungs/Strom-Vektordiagramm der Wechselstrom-Seite an diesem Punkt; die Wandlerausgangsspannung hält die Beziehung

Vc = √{Vs² - (ωLs.Is)²}

bei.
Als Ergebnis wird der Wandlerausgangsspannungsvektor Vc und die angelegte Spannung (= jωLs.Is) der Wechselstrom- Drossel Ls immer in einer orthogonalen Beziehung gehalten, wobei der Eingangsstrom Is mit der Wandlerausgangsspannung Vc gleichphasig (oder gegenphasig) ist, und der Wandlerleistungsfaktor = 1 ist.
Fig. 41 zeigt die Beziehung des Gleichspannungsanweisungswerts Vd* mit Bezug auf den Eingangsspannungsschwellenwert Ism; sie zeigt, dass der Gleichspannungsanweisungswert Vd* mit einem Anstieg in dem Strom Ism abnimmt.
Fig. 42 zeigt den Betriebssignalverlauf, wenn der Betrieb mit dem Wandlerleistungsfaktor bei 1 in einem Einzelimpulsmodus durchgeführt wird. Dies wird für die R- Phase gezeigt; für die Zweckmäßigkeit bei der Beschreibung wird der Eingangsstrom Ir als eine Sinuswelle dargestellt und der Welligkeitsanteil weggelassen. In der Figur stellen Isu1 bis Isu4 die Ströme der selbstabschaltenden Elemente Su1, Su4 der R-Phase dar; IDu1 bis IDu6 stellen die Ströme der Hochgeschwindigkeitsdioden Du1 bis Du6 dar; und IPD1, IPD4 stellen die Stromsignalverläufe der Leistungsdioden PD1 bzw. PD4 dar.
Fig. 42 zeigt den Signalverlauf während des Leistungslaufbetriebs; die Grundwelle der Ausgangs-Wechselspannung Vcr des Wandlers eilt der Leistungsquellenspannung Vs um einen Phasenwinkel φ nach. Der Eingangsstrom Ir ist mit der Ausgangs-Wechselspannung Vcr des Wandlers in Phase und eilt der Leistungsquellenspannung Vr mit einem Phasenwinkel nach.
Wenn der Schwellenwert des Eingangsstroms Ir gleich Ism ist, ist der maximale Strom Imax, der durch die selbstabschaltenden Elemente Su1 bis Su4 unterbrochen werden kann, wenn φ = 0°,

Imax = Ism × sin(δ).
Mit einem Einzelimpulsmuster ist δ = θ1. Wenn beispielsweise δ1 = 10° ist,

Imax = 0,1736 × Ism.
Das gleiche findet in dem Fall des regenerativen Betriebs Anwendung. Das heißt, durch Betreiben mit einem Wandlerleistungsfaktor = 1 kann der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente, die den NPC-Wandler bilden, sehr klein gemacht werden, und es wird somit möglich, die Kosten des Wandlers stark zu verringern.

Achtundzwanzigste Ausführungsform

Fig. 43 zeigt eine weitere Ausführungsform der Leistungsumwandlungsvorrichtung der Erfindung. Bei dieser Ausführungsform werden zwei Leistungsumwandlungsvorrichtungen, die jeweils aus einer Kombination des Leistungsdiodengleichrichters REC und des selbstgeführten Leistungswandlers mit Mehrstufen-Ausgang MLC aufgebaut sind, bereitgestellt, wobei die Anordnung derart ist, dass ein paralleler Mehrfachbetrieb auf der Wechselstrom-Seite der Leistungsumwandlungsvorrichtung durchgeführt wird, und eine parallele Verbindung auf der Gleichstrom-Seite ausgeführt wird, mittels eines Dreiphasen-Transformators TR mit zwei Sätzen von Sekundärwicklungen, die Spannungen mit einer gegenseitigen Phasendifferenz von 30° liefern. Ob die Diodengleichrichter REC, die selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen- Ausgang MLC, Wechselstrom-Drosseln Ls und Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrosseln La, die in Fig. 26 beschrieben sind, zu der ersten oder zweiten Gruppe gehören, wird durch Hinzufügen von 1 bzw. 2 als ein Suffix angegeben. Die zwischen den Wechselstrom-Leistungsquellenanschlüssen R, S, T und den Wechselstrom-Drosseln Ls1, Ls2 angeordnete Transformatoren TR umfassen zwei Sätze von Sekundärwicklungen, wobei einer dieser Sätze von Sekundärwicklungen eine Dreieckschaltung (Δ-Schaltung) aufweist, während der andere Satz eine Sternschaltung (Y-Schaltung) ist, wobei eine Phasendifferenz von 30° in den Ausgangsspannungen dieser beiden bereitgestellt wird. Die eine Sekundärwicklung des Transformators TR beliefert die Leistungsumwandlungsvorrichtung der ersten Gruppe, und die andere Sekundärwicklung derselben beliefert die Leistungsumwandlungsvorrichtung der zweiten Gruppe. Beide Leistungswandler MLC1, MLC2 sind parallel an der Gleichstrom-Seite geschaltet, wobei ihre Gleichstrom-Anschlüsse mit gemeinsamen Gleichstrom- Glättungskondensatoren Cd1, Cd2 und der Ladevorrichtung LOAD verbunden sind. Die Ladevorrichtung LOAD stellt den Wechselrichter INV und den Wechselstrom-Motor M dar.
Fig. 44 zeigt eine Ausführungsform einer Steuervorrichtung zum Steuern der Leistungsumwandlungsvorrichtung von Fig. 44; diese wird gemeinsam für die beiden Gruppen bis zu dem Punkt verwendet, bei dem der Endstromanweisungswert Iq* erzeugt wird; nach diesem Punkt wird er in zwei Gruppen aufgeteilt. Genau wie in dem Fall von Fig. 27 werden Strukturelemente jeder Gruppe durch Hinzufügung von Suffix- Symbolen 1 oder 2 für die Elemente der ersten Gruppe und der zweiten Gruppe unterschieden. Schließlich gibt die Steuervorrichtung der ersten Gruppe Gate-Signale gu11 bis gu14, gv11 bis gv14 und gw11 bis gw14 für die selbstabschaltenden Elemente des ersten Leistungswandlers MLC1 aus, während die Steuervorrichtung der zweiten Gruppe Gate-Signale gu21 bis gu24, gv21 bis gv24 und gw21 bis gw24 für die selbstabschaltenden Elemente des zweiten Leistungswandlers MLC2 ausgibt.
Spannungen Vd1 und Vd2 der Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1, Cd2 werden erfasst, und deren Gesamtspannung Vd (= Vd1 + Vd2) wird in den Komparator C1 eingegeben. Der Komparator C1 vergleicht den Spannungsanweisungswert Vd* und den Spannungserfassungswert Vd, und die Abweichung εv wird einer Integral- oder Proportional-Verstärkung durch die Spannungssteuerkompensationsschaltung Gv(S) unterworfen, und der Ausgangswert dieser wird in den ersten Eingangsanschluss des Addierers C2 eingegeben. Außerdem wird der Gleichstrom Idc, der von der Last LOAD verbraucht wird, erfasst und in den zweiten Eingangsanschluss des Addierers C2 durch den vorwärtsgekoppelten Kompensator FF eingegeben. Die Ausgabe Iq* des Addierers C2 ist der gemeinsame Anweisungswert des von der Leistungsquelle SUP gelieferten Stroms. Die nachfolgende Signalverarbeitung für jede Gruppe ist, wie sie mit Bezug auf Fig. 27 beschrieben ist.
Obgleich die Eingangsströme (Sekundärströme der Transformatoren TR) Ir1 und Ir2 von beispielsweise der R- Phase der beiden Sätze von Leistungsumwandlungsvorrichtungen unabhängig gesteuert werden, da die Anweisungswerte Iq* dieser beiden die gleichen sind, werden sie praktisch auf die gleichen Werte gesteuert. Folglich löschen sich die Oberwellen der Primärströme der Transformatoren TR gegenseitig aus, so dass ein Betrieb mit geringer Welligkeit erreicht werden kann. Wenn ein paralleler Mehrfachbetrieb mit einer Kombination von drei oder mehr Sätzen von Leistungsumwandlungsvorrichtungen durchgeführt wird, kann die Welligkeit des Primärstroms der Transformatoren TR weiter verringert werden.
Mit der vorliegenden Vorrichtung kann eine erhöhte Kapazität der Umwandlungsvorrichtung und eine Verringerung der harmonischen Komponenten des von der Wechselstrom-Leistungsquelle gelieferten Eingangsstroms Is erreicht werden; auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit großer Kapazität bereitgestellt werden, die einen hohen Wirkungsgrad und niedrige Kosten aufweist, und die eine ausgezeichnete Fähigkeit aufweist, Überlast zu widerstehen, und die für eine Leistungsregenerierung geeignet ist.
Als Wandler mit Mehrstufen-Ausgang wurde das obige Beispiel eines Leistungswandlers mit Dreistufen-Ausgang (NPC- Wandler) beschrieben; eine Kombination eines Leistungswandlers mit einer Vierstufen-Ausgang oder mehr und Leistungswandler und Leistungsdioden könnten natürlich auf die gleiche Weise implementiert werden, wie es oben beschrieben ist.
Fig. 45 veranschaulicht eine Ausführungsform einer Leistungsumwandlungsvorrichtung, die eine Kombination eines selbstgeführten Leistungswandlers und mit Vierstufen-Ausgang und eines Leistungsdiodengleichrichters bildet. Eine Einzelphase (R-Phase) ist dargestellt. In dieser Figur ist R ein R-Phaseneingangsanschluss der Wechselstrom-Leistungsquelle, Ls eine Wechselstrom-Drossel, La eine Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel, REC (R-Phase) ist ein Leistungsdiodengleichrichter mit Leistungsdioden PD1 und PD4, und MLC (R-Phase) ist ein selbstgeführter Wandler mit Vierstufen- Ausgang. Dieser selbstgeführte Wandler mit Vierstufen-Ausgang MLC (R-Phase) umfasst selbstabschaltende Elemente Su1 bis Su6, mit diesen antiparallel verbundene Hochgeschwindigkeitsdioden Du1 bis Du6, Hochgeschwindigkeitsklemmdioden Du7 bis Du10 und drei in Reihe geschaltete Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1 bis Cd3. Die Last LOAD ist mit beiden Anschlüssen der Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1 bis Cd3 verbunden. Die positiven und negativen Arme des Wandlers umfassen jeweils drei Elemente; die Klemmdioden Du7, Du8 sind zwischen dem Verbindungspunkt der Elemente Su1, Su2 und dem Verbindungspunkt der Elemente Su4, Su5 in Reihe geschaltet, und die Klemmdioden Du9 und Du10 sind zwischen dem Verbindungspunkt der Elemente Su2, Su3 und dem Verbindungspunkt der Elemente Su5, Su6 in Reihe geschaltet. Der Verbindungspunkt der Klemmdioden Du7, Du8 ist mit dem Verbindungspunkt der Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1, Cd2 verbunden, und der Verbindungspunkt der Klemmdioden Du9, Du10 ist mit dem Verbindungspunkt der Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd2, Cd3 verbunden.
Der Betrieb des selbstgeführten Wandlers mit Vierstufen- Ausgang MLC (R-Phase) ist wie folgt. Genauer gesagt sei angenommen, dass die an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1 bis Cd3 angelegten jeweiligen Spannungen Vd1 bis Vd3 sind, und bezüglich der Gesamtspannung Vd = Vd1 + Vd2 + Vd3 wird Vd1 = Vd2 = Vd3 = Vd/3 beibehalten.
Drei der selbstabschaltenden Elemente Su1 bis Su6 werden in jedem Fall leitend gemacht. Wenn insbesondere die Elemente Su1 bis Su3 an sind, ist Vcr = +(1/2)Vd die Seitenausgangs- Wechselspannung des Wandlers mit Bezug auf die virtuelle Mittelpunktpotential; wenn die Elemente Su2 bis Su4 AN sind, ist die Seitenausgangs-Wechselspannung des Wandler Vcr = +(1/6)Vd; wenn die Elemente Su3 bis Su5 AN sind, ist die Ausgangsspannung auf der Wechselstrom-Seite des Wandlers Vcr = -(1/6)Vd; und wenn die Elemente Su4 bis Su6 AN sind, ist die Ausgangsspannung der Wechselstrom-Seite des Wandlers Vcr = -(1/2)Vd. Auf diese Weise wird eine Vierstufen-Ausgangsspannung Vcr erhalten.
Wenn der Eingangsstrom Ir in der Richtung der Pfeile in der Figur fließt, beispielsweise wenn die Elemente Su2 bis Su4 AN sind, fließt der Strom Ir durch den Pfad → Ls → La → Su4 → Du8. Wenn an diesem Punkt das Element Su4 abgeschaltet und Su1 angeschaltet wird, fließt aufgrund der Wirkung der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La zu aller erst der Strom durch die Hochgeschwindigkeitsdioden Du3 → Du2 → Du1. Da jedoch der Vorwärtsspannungsabfall von VPDF der Leistungsdiode PD1 kleiner als der Vorwärtsspannungsabfall VFD der Hochgeschwindigkeitsdioden ist, verschiebt sich aufgrund dieser Spannungsdifferenz der Strom Ir in die Leistungsdiode PD1. Wenn aus diesem Zustand das Element Su1 abgeschaltet und das Element Su4 angeschaltet wird, fließt der Strom Ir durch den Pfad R> → Ls → La → Su4 → Du8. Wenn ferner aus diesem Zustand das Element Su2 abgeschaltet und das Element Su4 angeschaltet wird, fließt der Strom Ir durch den Pfad R → Ls → La → Su4 → Su5 → Du10. An diesem Punkt kann der Strom nicht in die Leistungsdiode fließen. Wenn aus diesem Zustand das Element Su3 ausgeschaltet und das Element Su6 angeschaltet wird, fließt der Strom Ir durch den Pfad R → Ls → La → Su4 → Su5 → Su6.
Auf ähnliche Weise fließt, wenn der Eingangsstrom Ir in der entgegengesetzten Richtung zu den Pfeilen in der Zeichnung fließt, wenn beispielsweise die Elemente Su3 bis Su5 angeschaltet werden, der Strom Ir durch den Pfad Du9 → Su3 → La → Ls → R. Wenn diesem Punkt das Element Su3 abgeschaltet und das Element Su4 angeschaltet wird, fließt aufgrund der Wirkung der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel La, der Strom zu aller erst durch die Hochgeschwindigkeitsdioden Du6 → Du5 → Du4 → La, da der Vorwärtsspannungsabfall VPDF der Leistungsdiode PD1 kleiner als der Vorwärtsspannungsabfall VFD der Hochgeschwindigkeitsdioden Du6, Du5 und Du4 ist, verschiebt sich aufgrund dieser Spannungsdifferenz der Strom Ir in die Leistungsdiode PD4. Wenn aus diesem Zustand das Element Su6 abgeschaltet und das Element Su3 angeschaltet wird, fließt der Strom Ir erneut durch den Pfad Du9 → Su3 → La → Ls → R. Wenn außerdem aus diesem Zustand das Element Su5 abgeschaltet und das Element Su2 angeschaltet wird, fließt der Strom Ir durch den Pfad Du7 → Su2 → Su3 → La → Ls → R. An diesem Punkt kann der Strom nicht in die Leistungsdiode fließen. Wenn aus diesem Zustand das Element Su4 abgeschaltet und das Element Su4 angeschaltet wird, fließt der Strom Ir durch den Pfad Su1 → Su2 → Su3 → La → Ls → R.
Durch Erhöhen der Anzahl der Ausgangsstufen des selbstgeführten Leistungswandlers MLC können die Oberwellen des Eingangsstroms mit einer kleinen Anzahl von Impulsen verringert werden. Da ferner die Stromunterbrechungsfähigkeit der selbstabschaltenden Elemente, die den selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC bilden, kleiner gemacht werden kann, kann eine wirtschaftlichere Leistungsumwandlungsvorrichtung bereitgestellt werden. Außerdem fließt während des Leistungslaufbetriebs das Meiste des Stroms durch die Leistungsdioden, wobei eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit einem hohen Wirkungsgrad und einer ausgezeichneten Fähigkeit, Überlast zu widerstehen, bereitgestellt werden kann.

Neunundzwanzigste Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform werden bei der Leistungsumwandlungsvorrichtung der achtundzwanzigsten Ausführungsform n selbstgeführte Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn mit einem festen Impulsmuster betrieben, der Wechselstrom-Eingangsstrom Is durch Einstellen des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung Vs gesteuert und die Spannung Vd der Gleichstrom- Glättungskondensatoren Cd1 bis Cd3 wird dadurch gesteuert. Die selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn werden mit einem festen Impulsmuster betrieben, und das Schalten wird synchronisiert mit der Wechselstrom- Leistungsspannung Vs durchgeführt. Wenn die Gleichspannung Vd vorgegeben ist, sind die Amplitudenwerte der Wechselstrom- Ausgangsspannungen Vc1 bis Vcn der selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn konstant. In diesem Zustand kann der Eingangsstrom Is durch Ändern der an die Wechselstrom-Drosseln Ls1 bis Lsn angelegten Spannung durch Ändern des Phasenwinkels φ der Ausgangsspannungen Vc1 bis Vcn mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs eingestellt werden. Die von der Wechselstrom-Leistungsquelle gelieferte Wirkleistung Ps wird durch Erhöhen des Phasenwinkels φ der Ausgangsspannungen Vc1 bis Vcn der Wandler in der Nacheilrichtung mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs erhöht. Andererseits wird, wenn der Phasenwinkel φ in der voreilenden Richtung erhöht wird, die Wirkleistung Ps an der Wechselstrom-Leistungsquelle regeneriert.
Wenn die selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn mit einem vorgegebenen Impulsmuster gesteuert werden, kann das Schaltmuster festgelegt werden, um die harmonischen Komponenten des Eingangsstroms Is zu minimieren, wobei jedoch, da die Wandlerleistungsfaktoren nahe 1 sind, das Schalten in der Nähe des Nullpunkts des Stroms Is durchgeführt wird, so dass die Unterbrechungsströme der selbstabschaltenden Elemente, die die selbstgeführten Wandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn bilden, klein sein können. Auf diese Weise können die harmonischen Komponenten des Eingangsstroms Is klein gemacht werden, und eine Leistungsumwandlungsvorrichtung kann bereitgestellt werden, die kostengünstig ist, einen hohen Leistungsfaktor und hohen Wirkungsgrad aufweist, und die für eine Leistungsregenerierung geeignet ist.

Dreißigste Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform werden bei der Leistungsumwandlungsvorrichtung der achtundzwanzigsten Ausführungsform die n selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn mit einem mit der Frequenz der Wechselstrom- Leistungsquelle synchronisierten Einzelimpulsmodus betrieben, wobei der Wechselstrom-Eingangsstrom Is durch Einstellen des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung Vs gesteuert wird, und die Spannung Vd der Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1 bis Cd3 dadurch gesteuert wird.
Durch Betreiben der selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn in einem Einzelimpulsmodus werden Schaltverluste verringert und die Spannungsausnutzungsrate der selbstgeführten Wandler kann verbessert werden. Ferner kann, da das Schalten der selbstgeführtem Wandler in der Nähe des Nullpunkts des Eingangsstroms Is durchgeführt wird, der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente klein gemacht werden. Auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung, die einen hohen Wirkungsgrad und eine große Kapazität, jedoch niedrige Kosten und eine ausgezeichnete Fähigkeit, Überlast zu widerstehen, bereitgestellt werden.

Einunddreißigste Ausführungsform

Fig. 46 veranschaulicht noch eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung. Ein charakteristisches Merkmal dieser Ausführungsform besteht darin, dass ein Aufbau angenommen wird, bei dem ein Gleichstrom- Mehrfachbetrieb durch Verbinden der Primärwicklungen der beiden Transformatoren TR1, TR2 in Reihe durchgeführt wird. Weitere Besonderheiten des Aufbaus sind die gleichen wie in dem Fall von Fig. 33. In diesem Fall können die Wechselstrom- Drosseln Ls1, Ls2 weggelassen werden, indem die Leckinduktivität der beiden Transformatoren verwendet wird. Dies ist natürlich im Prinzip das gleiche, als ob unabhängige Wechselstrom-Drosseln bereitgestellt würden.
Fig. 47 zeigt eine Ausführungsform der Steuervorrichtung der Vorrichtung von Fig. 46. Bei dieser Steuervorrichtung werden die beiden Wandler MLC1 und MLC2 gemeinsam von dem Komparator C1 bis zu der Stromsteuerkompensationsschaltung Gi(S) bereitgestellt, wobei jedoch nach der Erzeugung des Phasenwinkelanweisungswerts φ* die Gate-Signale gu11 bis Gu14, gv11 bis gv14 und gw11 bis gw14 und die Gate-Signale gu21 bis gu24, gv21 bis gv24 und gw21 bis gw24 getrennt durch getrennte Phasensteuerschaltungen PHC1 und PHC2 erzeugt werden.
Mit den selbstgeführten Leistungswandlern mit Dreistufenausgabe MLC1, MLC2, werden die Eingangsströme Ir, Is und It durch Steuern des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung mit einem festen Impulsmuster gesteuert (Einzelimpuls, 3-Impuls, 5-Impuls, etc.), das mit der Leistungsquellenspannung synchronisiert ist. Da bei dieser Vorrichtung zwei Transformatoren TR1 und TR2 auf ihren Primärseiten in Reihe geschaltet sind, sind die Eingangsströme der beiden Leistungsumwandlungsvorrichtungen (REC1 + MLC1 und REC2 + MLC2) die gleichen, so dass Strom mit geringen Oberwellen erzeugt wird.
Obwohl ein Leistungswandler mit Dreistufenausgabe (NPC- Wandler) vorstehend als ein Beispiel eines Wandlers mit Mehrstufen-Ausgang beschrieben wurde, können die gleiche Wirkung und gleichen Vorteile durch Kombination von Leistungswandlern und Leistungsdioden erhalten werden, um eine Ausgabe mit vier oder mehr Stufen bereitzustellen. Obgleich ein Beispiel dargestellt wurde, in dem zwei Leistungsumwandlungsvorrichtungen (Leistungsdiodengleichrichter REC + Mehrstufenausgangsleistungswandler MLC) benutzt wurden, könnte ebenfalls ein Mehrfachreihenbetrieb auf der Primärseite durch Verwenden von drei oder mehr Leistungsumwandlungsvorrichtungen erreicht werden.
Diese Ausführungsform ermöglicht, die Kapazität der Umwandlungsvorrichtung zu erhöhen und den Betrag der harmonischen Komponenten des Eingangsstroms Is abzusenken, der von der Wechselstrom-Leistungsquelle geliefert wird. Insbesondere werden dank des Reihenmehrfachbetriebs die Vorteile erhalten, dass die harmonischen Komponenten des in die Wandler fließenden Wechselstrom-Seiteneingangsstroms und die Anzahl von Steuerimpulsen der selbstgeführten Leistungswandler MLC1 bis MLCn verringert werden können. Ferner können die Wechselstrom-Drosseln, die herkömmlicherweise notwendig sind, weggelassen werden, in dem von der Leckinduktivität der Dreistufentransformatoren Gebrauch gemacht wird. Auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung großer Kapazität bereitgestellt werden, die einen hohen Wirkungsgrad und niedrige Kasten aufweist und für eine Leistungsregenerierung geeignet ist und eine ausgezeichnete Fähigkeit aufweist, Überlast zu widerstehen.

Zweiunddreißigste Ausführungsform

Ein charakteristisches Merkmal dieser Ausführungsform besteht darin, dass bei der Leistungsumwandlungsvorrichtung der einunddreißigsten Ausführungsform n selbstgeführte Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn mit einem festgelegten Impulsmuster betrieben werden, wobei der Wechselstrom-Eingangsstrom Is durch Einstellen des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung Vs gesteuert wird, und die Spannungen Vd1 bis Vdn der Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1 bis Cdn dadurch gesteuert werden.
Die selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen- Ausgang MLC1 bis MLCn führen das Schalten mit einem festgelegten Impulsmuster durch, das mit der Wechselstrom- Leistungsschwellenspannung Vs synchronisiert ist. Wenn die Gleichspannung Vd vorgegeben ist, sind die Amplitudenwerte der Wechselstrom-Ausgangsspannungen Vc1 bis Vcn der selbstgeführten Wandler MLC1 bis MLCn vorgegeben. In diesem Zustand wird durch Ändern des Phasenwinkels φ der Ausgangsspannungen Vc1 bis Vcn mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs die an die Wechselstrom-Drosseln Ls1 bis Lsn angelegte Spannung geändert, und die Eingangsströme der selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn kann dadurch eingestellt werden. Wenn die selbstgeführten Wandler MLC1 bis MLCn mit einem vorgegebenen Impulsmuster gesteuert werden, kann ein Schaltmuster bestimmt werden, so dass die harmonischen Komponenten des Eingangsstroms Is minimiert werden, wobei jedoch durch Durchführen eines Betriebs mit einem Wandlerleistungsfaktor nahe 1 das Schalten in der Nähe des Nullpunkts des Stroms Is durchgeführt wird, und der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente, die die selbstgeführten Wandler MLC1 bis MLCn bilden, kann klein gehalten werden.
Die von der Wechselstrom-Leistungsquelle gelieferte Wirkleistung Ps wird durch Erhöhen des Phasenwinkels φ der Ausgangsspannungen Vc1 bis Vcn der Wandler mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs in der nacheilenden Richtung erhöht. Andererseits wird, wenn der Phasenwinkel φ in der voreilenden Richtung erhöht wird, die Wirkleistung Ps an der Wechselstrom-Leistungsquelle regeneriert. Der Eingangsstrom Is der selbstgeführten Wandler MLC1 bis MLCn wird gesteuert, um die Spannungen Vd1 bis Vdn der Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1 bis Cdn praktisch festzulegen. Auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung bereitgestellt werden, die einen hohen Leistungsfaktor und einen hohen Wirkungsgrad und niedrige Kosten aufweist, und in dem eine Leistungsregenerierung möglich ist, und wobei die harmonischen Komponenten des Eingangsstroms Is klein gemacht werden können.

Dreiunddreißigste Ausführungsform

Ein charakteristisches Merkmal dieser Ausführungsform in der Leistungsumwandlungsvorrichtung der einunddreißigsten Ausführungsform besteht darin, dass n selbstgeführte Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn in einem Einzelimpulsmodus betrieben werden, der mit der Frequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle SUP synchronisiert ist, und ihre Wechselstrom-Eingangsströme durch Einstellen des Phasenwinkels φ mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung Vs gesteuert wird, wodurch die an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren Cd1 bis Cdn angelegte Gesamtspannung Vd gesteuert wird.
Selbstgeführte Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn werden mit einem vorgegebenen Impulsmuster betrieben, wobei jedoch die Anzahl von Impulsen zu einem Einzelimpuls gemacht wird. Wenn die Gleichspannung Vd vorgegeben ist, sind natürlich die Amplitudenwerte der Ausgangsspannungen auf der Wechselstrom-Seite Vc1 der Vcn der selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn vorgegeben. Der Eingangsstrom Is wird durch Einstellen des Phasenwinkels φ der Gesamtspannung der Ausgangsspannungen an der Wechselstrom-Seite Vc1 bis Vcn der selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs gesteuert, wobei es jedoch notwendig ist, um Is = 0 zu machen, wenn der Phasenwinkel φ = 0 ist, dass der Scheitelwert der Leistungsquellenspannung Vs und der Grundschwellenwert der Gesamtspannung der Wandlerausgangsspannungen Vc1 bis Vcn gleich gemacht werden sollten. Da die Gleichspannung Vd durch Nachfrage, etc. auf der Lastseite bestimmt wird, wird die Spannung der Dreistufentransformatoren auf der Sekundärseite TR1 bis TRn im Wert angepasst, um die gleiche wie die Grundkomponente der Ausgangsspannungen auf der Wechselstrom- Seiten Vc1 bis Vcn der selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn zu sein.
Durch Betreiben der selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn mit einem Einzelimpuls, kann die Häufigkeit des Schaltens minimiert und der Wandlerwirkungsgrad noch weiter erhöht werden. Die Grundkomponente der Ausgangsspannungen auf der Wechselstrom-Seite Vc1 bis Vcn wird größer, und die Spannungsausnutzungsrate der selbstgeführten Wandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn wird verbessert. Da der Betrieb ebenfalls mit einem Wandlerleistungsfaktor von praktisch 1 durchgeführt wird, wird das Schalten nur einmal durchgeführt, in der Nähe des Nullpunkts des Eingangsstroms Is; somit wird, ob während des Leistungslaufbetriebs oder während des regenerativen Betriebs, der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente sehr klein. Folglich kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit niedrigen Kosten und einem hohen Wirkungsgrad erhalten werden. Dies ist dadurch somit angenähert ein weiches Schalten, dass kein großer Strom unterbrochen wird;
somit ist EMI-Rauschen klein, und eine umweltfreundliche Leistungsumwandlungsvorrichtung kann bereitgestellt werden.

Vierunddreißigste Ausführungsform

Siebzehnte Ausführungsform

Bei der Leistungsumwandlungsvorrichtung der achtundzwanzigsten bis dreiunddreißigsten Ausführungsformen umfasst die vorliegende Ausführungsform eine sättigbare Drossel, wobei die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrosseln La1 bis Lan gesättigt sind.
Bei den selbstgeführten Leistungswandlern mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn wird jeder Arm von einem selbstabschaltenden Element und einer damit antiparallel verbundenen Hochgeschwindigkeitsdiode und einer Hochgeschwindigkeitsklemmdiode gebildet; wenn beispielsweise Strom in irgendeinem der selbstabschaltenden Elemente fließt und dieses Element abgeschaltet wird, verschiebt sich der Strom zu aller erst in die entsprechende Hochgeschwindigkeitsdiode. Da der Vorwärtsspannungsabfall der Hochgeschwindigkeitsdiode größer als derjenige der Leistungsdiode ist, verschiebt sich dieser Strom allmählich in die entsprechende Leistungsdiode des Leistungsdiodengleichrichters REC1 bis RECn. Diese Kommutationszeit ist dem Induktivitätswert der Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrosseln La1 bis Lan umgekehrt proportional. Indem diese La1 bis Lan sättigbare Drosseln gemacht werden, wird der Induktivitätswert derselben klein, wenn der darin fließende Strom groß ist, mit dem Ergebnis, dass der Strom, der in den Hochgeschwindigkeitsdioden geflossen war, sich schneller in die Leistungsdioden verschiebt, was Wandlerverluste verringert.

Fünfunddreißigste Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform wird in der Leistungsumwandlungsvorrichtung der achtundzwanzigsten bis vierunddreißigsten Ausführungsformen, wenn die Spannung Vs der Wechselstrom-Leistungsquelle der selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn schwankt, die Steuerung durch Ändern des Anweisungswerts der an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegten Spannung Vd durchgeführt, wobei die Änderung dieser Leistungsquellenspannung Vs angepasst wird.
Wenn die n selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn mit einem Einzelimpuls oder mit einem vorgegebenen Impulsmuster betrieben werden, ist der Amplitudenwert der Ausgangsspannung der Wechselstrom-Seite Vc dieser selbstgeführten Leistungswandler MLC1 bis MLCn vorgegeben; wenn die Leistungsquellenspannung Vs hoch wird, nehmen die selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen- Ausgang MLC1 bis MLCn einen Betriebszustand mit einem nacheilenden Leistungsfaktor an, und wenn die Leistungsquellenspannung Vs niedrig wird, nehmen sie einen Betriebszustand mit einem voreilenden Leistungsfaktor an. Mit einem Abfall in dem Leistungsfaktor wird ebenfalls die Phasendifferenz zwischen der Ausgangsspannung auf der Wechselstrom-Seite Vc der selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn und dem Eingangsstrom Is groß, was veranlasst, dass der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente, die die selbstgeführten Leistungswandler bilden, groß wird. Die Steuerung wird somit durchgeführt, so dass |Vs| immer gleich |Vc| durch Einstellen und Steuern der Gesamtspannung Vd ist, die an dem Gleichstrom-Glättungskondensator Cd angelegt wird, um mit dem Amplitudenwert der Leistungsquellenspannung Vs überein zu stimmen. Auf diese Weise ist es möglich, extreme Abfälle des Leistungsquellenleistungsfaktors oder des Wandlerleistungsfaktors zu verhindern, und somit einen Anstieg des Unterbrechungsstroms der selbstabschaltenden Elemente zu verhindern.

Sechsunddreißigste Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform in der Leistungsumwandlungsvorrichtung der achtundzwanzigsten bis fünfunddreißigsten Ausführungsform wird die Steuerung der Spannung Vd, die an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd durch die n selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn angelegt wird, derart durchgeführt, dass:

Vd = k √{Vs² + (ω.Ls.Is)²}

wobei ω die Kreisfrequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle SUP ist, die Vs Leistungsquellenspannung, Is der Eingangsstrom, der Ls Induktivitätswert der Wechselstrom-Drossel und die k Proportionalitätskonstante ist.
Durch Einstellen der Spannung Vd, die an den Gleichstrom-Glättungekondensator Cd durch die n selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn angelegt werden derart, dass:

Vd = k √{Vs² + (ω.Ls.Is)²}

kann die Phase des Eingangsstroms Is derart ausgeführt werden, um mit der Phase der Leistungsquellenspannung Vs überein zu stimmen, so dass ein Betrieb mit einem Leistungsquellenleistungsfaktor = 1 erreicht werden kann. Dieser Vorteil findet ebenfalls auf den regenerativen Betrieb Anwendung. Auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit ausgezeichneter Fähigkeit, Überlast zu widerstehen, und mit niedrigen Kosten und einem hohen Leistungsfaktor bereitgestellt werden.

Siebenunddreißigste Ausführungsform

Bei dieser Ausführungsform wird bei der Leistungsumwandlungsvorrichtung der achtundzwanzigsten bis fünfunddreißigsten Ausführungsform die Steuerung der Spannung Vd, die an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd von den n selbstgeführten Leistungswandlern mit Mehrstufen-Ausgang MLC1 bis MLCn angelegt wird, derart durchgeführt, dass:

Vd = k √{Vs² - (ω.Ls.Is)²}

wobei ω die Kreisfrequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle SUP ist, Vs die Leistungsquellenspannung, Is der Eingangsstrom, Ls der Induktivitätswert der Wechselstrom-Drossel und k die Proportionalitätskonstante ist.
Durch Einstellen der Spannung Vd, die an den Gleichstrom-Glättungskondensator Cd von den n selbstgeführten Leistungswandlern MLC1 bis MLCn mit Mehrstufen-Ausgang angelegt wird, derart dass:

Vd = k √{Vs² - (ω.Ls.Is)²}

kann der Phasenwinkel φ des Eingangsstroms Is mit Bezug auf die Leistungsquellenspannung Vs derart ausgeführt werden, um praktisch mit dem Phasenwinkel φ der Ausgangsspannung Vd der Wechselstrom-Seite der selbstgeführten Leistungswandler CNV1 bis CNVn überein zu stimmen. Das heißt, dass durch Anpassen der Phasen des Eingangsstroms Is und der Wandlerausgangsspannung Vc ein Betrieb mit einem Wandlerleistungsfaktor = 1 erreicht kann. Folglich kann der Unterbrechungsstrom der selbstabschaltenden Elemente, die die selbstgeführten Leistungswandler MLC1 bis MLCn mit Mehrstufen-Ausgang bilden, klein gemacht werden, und die Wandlerkapazität kann verringert werden. Dieser Vorteil findet ebenfalls auf die gleiche Weise im Fall des regenerativen Betriebs Anwendung. Auf diese Weise kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit hohem Wirkungsgrad und niedrigen Kosten mit ausgezeichneter Fähigkeit, Überlast zu widerstehen, bereitgestellt werden.
Wie es oben ausführlich beschrieben ist, kann mit der Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß der Erfindung eine Leistungsumwandlungsvorrichtung mit hohem Wirkungsgrad und niedrigen Kosten mit ausgezeichneter Fähigkeit Überlast, zu widerstehen, und die für Leistungsregenerierung geeignet ist, bereitgestellt werden.

Claims

1. Leistungsumwandlungsvorrichtung mit:
einem Leistungsdiodengleichrichter mit einem Wechselstrom-Anschluss, der durch eine Wechselstrom-Drossel mit einer Wechselstrom-Leistungsquelle verbunden ist,
einem selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp, der einen mit dem Wechselstrom-Anschluss des Leistungsdiodengleichrichters durch eine Rückgewinnungs-Stromunterdrückungsdrossel verbundenen Wechselstrom-Anschluss aufweist, und
einen Gleichstrom-Glättungskondensator, der mit einem gemeinsamen Gleichstrom-Anschluss des selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp und dem Leistungsdiodengleichrichter verbunden ist, wobei eine Lastvorrichtung parallel dazu verbunden.

2. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel eine sättigbare Drossel umfasst.

3. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der der selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp mit einem festen Impulsmuster betrieben wird, und ein Eingangsstrom des selbstgeführten Leistungswandlers vom Spannungstyp durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf eine Spannung der Wechselstrom-Leistungsquelle gesteuert wird.

4. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der der selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp in einem Einzelimpulsmodus betrieben wird, der mit einer Frequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle synchronisiert ist, und ein Eingangsstrom des selbstgeführten Leistungskonverters vom Spannungstyp durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf eine Spannung der Wechselstrom-Leistungsquelle gesteuert wird.

5. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der im Fall einer Fluktuation einer Spannung der Wechselstrom-Leistungsquelle der selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp einen Steuervorgang durch Ändern eines Anweisungswerts einer an den Gleichstrom- Glättungskondensator angelegten Spannung durchführt, um mit der Fluktuation der Spannung der Wechselstrom-Leistungsquelle überein zu stimmen.

6. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der der selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp eine an den Gleichstrom- Glättungskondensator angelegte Spannung Vd steuert, so dass

Vd = k √{Vs² + (ω.Ls.Is)²}

wobei ω eine Kreisfrequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle ist, Vs eine Leistungsquellenspannung, Is ein Eingangsstrom, Ls ein Induktivitätswert der Wechselstrom-Drossel und k eine Proportionalitätskonstante ist.

7. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der der selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp eine an den Gleichstrom- Glättungskondensator angelegte Spannung derart steuert, so dass

Vd = k √{Vs² - (ω.Ls.Is)²}

wobei ω eine Kreisfrequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle, Vs eine Leistungsquellenspannung, Is ein Eingangsstrom, Ls ein Induktivitätswert der Wechselstrom-Drossel und k eine Proportionalitätskonstante ist.

8. Leistungsumwandlungsvorrichtung mit:
einem Dreiphasen-Transformator mit n Sätzen von Sekundärwicklungen mit einer vorgeschriebenen Phasendifferenz und Primärwicklungen, die mit einer Dreiphasen-Wechselstrom- Leistungsquelle verbunden sind;
n Leistungsdiodengleichrichter, die durch Wechselstrom- Drosseln mit Sekundärwicklungen des Dreiphasen-Transformators verbundene Wechselstrom-Anschlüsse aufweisen;
n selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp, die durch Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrosseln mit Wechselstrom-Anschlüssen der n Leistungsdiodengleichrichter verbundene Wechselstrom-Seitenanschlüsse aufweisen; und
einem Gleichstrom-Glättungskondensator, der mit gemeinsamen Gleichstrom-Anschlüssen der n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp und den n Leistungsdiodengleichrichtern verbunden ist, und mit dem eine Lastvorrichtung parallel verbunden ist.

9. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 8, bei dem die n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp mit einem festen Impulsmuster betrieben werden, und eine an den Gleichstrom-Glättungskondensator angelegte Steuerspannung durch Steuern eines Wechselstrom-Eingangsstroms durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung steuern.

10. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 8, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp in einem Einzelmodus betrieben werden, der mit einer Frequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle synchronisiert ist, und eine an den Gleichstrom-Glättungskondensator angelegte Spannung durch Steuern eines Wechselstrom-Eingangsstroms durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung steuern.

11. Leistungsumwandlungsvorrichtung mit:
einem Dreiphasen-Transformator, der n Sätze von Sekundärwicklungen aufweist, denen eine vorgeschriebene Phasendifferenz gegeben ist, und Primärwicklungen, die mit einer Dreiphasen-Wechselstrom-Leistungsquelle verbunden sind;
n Leistungsdiodengleichrichter, die durch Wechselstrom- Drosseln mit den Sekundärwicklungen des Dreiphasen-Transformators verbundene Wechselstrom-Anschlüsse aufweisen;
n selbstgeführte Leistungswandler vom Spannungstyp, die durch Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrosseln mit Wechselstrom-Anschlüssen der n Leistungsdiodengleichrichter verbunden sind; und
n Gleichstrom-Glättungskondensatoren, die jeweils mit gemeinsamen Gleichstrom-Anschlüssen der n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp und den Leistungsdiodengleichrichtern verbunden sind, wobei die n Gleichstrom- Glättungskondensatoren in Reihe geschaltet sind und eine Lastvorrichtung an beiden Anschlüssen einer Reihenschaltung verbunden ist.

12. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 11, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp mit einem festen Impulsmuster betrieben werden und sie eine an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren durch Steuern eines Eingangsstroms der selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung steuern.

13. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 11, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp in einem Einzelimpulsmodus betrieben werden, der mit einer Frequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle synchronisiert ist, und eine Spannung steuern, die an die Gleichstrom- Glättungskondensatoren durch Steuern eines Eingangsstroms der selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung angelegt wird.

14. Leistungsumwandlungsvorrichtung mit:
n Dreiphasen-Transformatoren, die konfiguriert sind, so dass Ausgangsspannungen von Sekundärwicklungen der Transformatoren eine vorgeschriebene Phasendifferenz aufweisen, und Primärwicklungen der Transformatoren in jeder Phase mit einer Dreiphasen-Wechselstrom-Leistungsquelle reihengeschaltet sind;
n brücken-geschaltete Dreiphasen-Leistungsdiodengleichrichter, die Wechselstrom-Anschlüsse aufweisen, die mit den Sekundärwicklungen der n Dreiphasen-Transformatoren verbunden sind;
n brücken-geschaltete selbstgeführte Dreiphasen- Leistungswandler vom Spannungstyp, die Wechselstrom- Anschlüsse aufweisen, die durch Rückgewinnungsstrom- Unterdrückungsdrosseln mit Wechselstrom-Anschlüssen der n Leistungsdiodengleichrichter verbunden sind; und
Gleichstrom-Glättungskondensatoren, die mit gemeinsamen Gleichstrom-Anschlüssen in den n selbstgeführten Leistungswandlern und den Leistungsdiodengleichrichtern verbunden sind, wobei eine Lastvorrichtung parallel dazu verbunden ist.

15. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 14, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp mit einem festen Impulsmuster betrieben werden und sie eine an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegte Spannung durch Steuern eines Wechselstrom-Eingangsstroms durch Einstellen des Phasenwinkels mit Bezug auf die Wechselstrom- Leistungsquellenspannung steuern.

16. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 14, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp in einem Einzelimpulsmodus betrieben werden, der mit einer Frequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle synchronisiert ist, und wobei sie eine an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegte Spannung durch Steuern eines Wechselstrom- Eingangsstroms durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung steuern.

17. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 8 bis 16, bei der die Rückgewinnungsstrom- Unterdrückungsdrossel eine sättigbare Drossel umfasst.

18. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 8 bis 17, bei der im Fall einer Fluktuation einer Spannung der Wechselstrom-Leistungsquelle die n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp eine Steuerung durch Ändern eines Anweisungswerts einer an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegten Spannung durchführen, um mit der Fluktuation der Leistungsquellenspannung übereinzustimmen.

19. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 8 bis 18, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp eine Steuerung durchführen, so dass eine an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegt Spannung

Vd = k √{Vs² + (ω.Ls.Is)²}

ist, wobei ω eine Kreisfrequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle, Vs eine Leistungsquellenspannung, Is ein Eingangsstrom, Ls ein Induktivitätswert der Wechselstrom-Drossel, und k eine Proportionalitätskonstante ist.

20. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 8 bis 18, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler vom Spannungstyp eine Steuerung derart durchführen, dass die an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegte Spannung

Vd = k √{Vs² + (ω.Ls.Is)²}

ist, wobei ω eine Kreisfrequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle, Vs eine Leistungsquellenspannung, Is ein Eingangsstrom, Ls ein Induktivitätswert der Wechselstrom-Drossel, und k eine Proportionalitätskonstante ist,

21. Leistungsumwandlungsvorrichtung mit:
einem Leistungsdiodengleichrichter mit einem Wechselstrom-Anschluss, der durch eine Wechselstrom-Drossel mit einer Wechselstrom-Leistungsquelle verbunden ist;
selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang, der Wechselstrom-Anschlüsse aufweist, die durch eine Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel mit einem Wechselstrom- Anschluss des Leistungsdiodengleichrichters verbunden sind; und
einem Gleichstrom-Glättungskondensator, der zwischen gemeinsamen Gleichstrom-Anschlüssen der selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang und dem Leistungsdiodengleichrichter verbunden ist, und der eine damit parallel verbundene Lastvorrichtung aufweist.

22. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 2, bei der die Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrossel eine sättigbare Drossel umfasst.

23. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 21 oder 22, bei der die Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang mit einem festen Impulsmuster betrieben werden und einen Eingangsstrom durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf eine Spannung der Wechselstrom-Leistungsquelle steuern.

24. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 21 oder 22, bei der die Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang in einem Einzelimpulsmodus betrieben werden, der mit einer Frequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle synchronisiert ist, und einen Eingangsstrom durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf eine Spannung der Wechselstrom-Leistungsquelle steuern.

25. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 21 bis 24, bei der im Fall einer Fluktuation einer Spannung der Wechselstrom-Leistungsquelle die Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang einen Steuervorgang durch Ändern eines Anweisungswerts einer an die Gleichstrom- Glättungskondensatoren angelegten Spannung durchführen, um mit der Fluktuation der Leistungsquellenspannung überein zu stimmen.

26. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 21 bis 25, bei der die Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang eine Steuerung derart durchführen, dass eine an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegte Spannung

Vd = k √{Vs² + (ω.Ls.Is)²}

ist, wobei ω eine Kreisfrequenz der Wechselstrom- Leistungsquelle, Vs eine Leistungsquellenspannung, Is ein Eingangsstrom, Ls ein Induktivitätswert der Wechselstrom- Drossel, und k eine Proportionalitätskonstante ist.

27. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 21 bis 25, bei der die Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang eine Steuerung durchführen, so dass eine an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegte Spannung

Vd = k √{s² + (ω.Ls.Is)²}

ist, wobei ω eine Kreisfrequenz der Wechselstrom- Leistungsquelle, Vs eine Leistungsquellenspannung, Is ein Eingangsstrom, Ls ein Induktivitätswert der Wechselstrom- Drossel, und k eine Proportionalitätskonstante ist.

28. Leistungsumwandlungsvorrichtung mit:
einem Dreiphasen-Transformator, der n Sätze von Sekundärwicklungen, denen eine vorgeschriebene Phasendifferenz gegeben ist, und mit einer Dreiphasen- Wechselstrom-Leistungsquelle verbundene Primärwicklungen aufweist;
n Leistungsdiodengleichrichter mit Wechselstrom- Anschlüssen, die durch Wechselstrom-Drosseln mit den Sekundärwicklungen der Dreiphasen-Transformatoren verbunden sind;
n selbstgeführte Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang mit Anschlüssen an der Wechselstrom-Seite, die durch Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsreaktoren mit den Wechselstrom-Anschlüssen der n Leistungsdiodengleichrichter verbunden sind; und
Gleichstrom-Glättungskondensatoren, die mit gemeinsamen Gleichstrom-Anschlüssen der selbstgeführten Leistungswandlern mit Mehrstufenausgang und den n Leistungsdiodengleichrichtern verbunden sind, und wobei eine Lastvorrichtung damit parallel verbundene ist.

29. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 28, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen- Ausgang mit einem festen Impulsmuster betrieben werden und eine an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegte Spannung durch Steuern eines Wechselstrom-Eingangsstroms durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung steuern.

30. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 28, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen- Ausgang in einem Einzelimpulsmodus betrieben werden, der mit einer Frequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle synchronisiert ist, und eine an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegte Spannung durch Steuern eines Wechselstrom-Eingangsstroms durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung steuern.

31. Leistungsumwandlungsvorrichtung mit:
einem Dreiphasen-Transformator mit n Sätzen von Sekundärwicklungen, denen eine vorgegebene Phasendifferenz gegeben ist, und Primärwicklungen, die mit einer Dreiphasen- Wechselstrom-Leistungsquelle verbunden sind;
n Leistungsdiodengleichrichtern mit Wechselstrom- Anschlüssen, die durch Wechselstrom-Drosseln mit den Sekundärwicklungen des Dreiphasen-Transformators verbunden sind;
n Dreiphasen-brückenverbundene selbstgeführte Leistungswandlern mit Mehrstufen-Ausgang mit Wechselstrom- Anschlüssen, die durch Rückgewinnungsstrom-Unterdrückungsdrosseln mit den Wechselstrom-Anschlüssen der n Leistungsdiodengleichrichter verbunden sind; und
n Gleichstrom-Glättungskondensatoren, die jeweils mit gemeinsamen Gleichstrom-Anschlüssen der n selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang und den Leistungsdiodengleichrichtern verbunden sind, wobei die n Gleichstrom- Glättungskondensatoren in Reihe geschaltet sind und eine Lastvorrichtung mit beiden Anschlüssen einer Reihenschaltung verbunden ist.

32. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 31, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen- Ausgang mit einem festen Impulsmuster betrieben werden und eine an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegte Spannung durch Steuern eines Eingangsstroms der selbstgeführten Leistungsumwandler vom Spannungstyp durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung steuern.

33. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 31, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen- Ausgang in einem Einzelimpulsmodus betrieben werden, der mit einer Frequenz der Wechselstrom-Leistungsquelle synchronisiert ist, und eine an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegte Spannung durch Steuern eines Eingangsstroms der selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang durch Einstellen eines Phasenwinkels mit Bezug auf die Wechselstrom-Leistungsquellenspannung steuern.

34. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 28 bis 33, bei der die Rückgewinnungsstrom- Unterdrückungsdrossel eine sättigbare Drossel umfasst.

35. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 28 bis 34, bei der im Fall einer Fluktuation der Spannung der Wechselstrom-Leistungsquelle die n selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang eine Steuerung durch Ändern eines Anweisungswerts einer an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegte Spannung durchführen, um mit der Fluktuation der Leistungsquellenspannung überein zu stimmen.

36. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 28 bis 35, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang eine Steuerung derart bewirken, dass eine an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegt Spannung

Vd = k √{Vs² + (ωv.Ls.Is)²}

ist, wobei ω eine Kreisfrequenz der Wechselstrom- Leistungsquelle, Vs eine Leistungsquellenspannung, Is ein Eingangsstrom, Ls ein Induktivitätswert der Wechselstrom- Drossel und k eine Proportionalitätskonstante ist.

37. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 28 bis 35, bei der die n selbstgeführten Leistungswandler mit Mehrstufen-Ausgang eine Steuerung derart bewirken, dass eine an die Gleichstrom-Glättungskondensatoren angelegte Spannung

vd = k √{Vs² - (ω.Ls.Is)²}

ist, wobei ω eine Kreisfrequenz der Wechselstrom- Leistungsquelle, Vs eine Leistungsquellenspannung, Is ein Eingangsstrom, Ls ein Induktivitätswert der Wechselstrom- Drossel, und k eine Proportionalitätskonstante ist.