JP2005039976A - 電源装置、この電源装置を使用した放電灯点灯装置及び照明器具 - Google Patents
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Abstract
【課題】昇圧チョッパ回路のスイッチ素子のオン、オフ制御をデジタル制御で行うものにおいて、充分な力率改善を図る。
【解決手段】出力電圧のサンプリング値Ｖdc(n)と制御目標電圧値Ｖrefを比較しその誤差電圧値を、電圧制御手段２３を経由して乗算処理部２４に供給する。この乗算処理部２４は電圧制御手段からの電圧値と電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)と乗算処理部のゲインを乗算し、スイッチ素子に流れる電流のピーク制御目標値Ｉref(n)を算出し、第２の加算処理部２５に供給する。第２の加算処理部は目標値Ｉref(n)とスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)を比較し、その誤差値をピーク判定処理部２６に供給する。ピーク判定処理部２６は例えば、スイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)が目標値Ｉref(n)を越えたことを判定すると割込み処理部２７に割込み処理を行わせ、駆動信号生成部２８にスイッチ素子をターンオフさせる駆動信号driveを出力させる。
【選択図】 図２
【解決手段】出力電圧のサンプリング値Ｖdc(n)と制御目標電圧値Ｖrefを比較しその誤差電圧値を、電圧制御手段２３を経由して乗算処理部２４に供給する。この乗算処理部２４は電圧制御手段からの電圧値と電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)と乗算処理部のゲインを乗算し、スイッチ素子に流れる電流のピーク制御目標値Ｉref(n)を算出し、第２の加算処理部２５に供給する。第２の加算処理部は目標値Ｉref(n)とスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)を比較し、その誤差値をピーク判定処理部２６に供給する。ピーク判定処理部２６は例えば、スイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)が目標値Ｉref(n)を越えたことを判定すると割込み処理部２７に割込み処理を行わせ、駆動信号生成部２８にスイッチ素子をターンオフさせる駆動信号driveを出力させる。
【選択図】 図２
Description
本発明は、昇圧チョッパ回路を使用した電源装置及びこの電源装置を使用した放電灯点灯装置並びに照明器具に関する。
昇圧チョッパ回路を力率改善のためのアクティブフィルタとして動作させることは一般的に行われており、制御用のＩＣも市販されている。昇圧チョッパ回路としては、例えば、チョークコイル、スイッチ素子、ダイオード、平滑コンデンサ、スイッチ素子を制御する制御回路を設け、スイッチ素子のオン時にチョークコイルに磁気エネルギーを蓄え、スイッチ素子のオフ時にこの磁気エネルギーを、ダイオードを介して平滑コンデンサに放出して充電し、入力電圧を昇圧して出力するとともに、入力電流歪みを抑制するものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開平１０−２８４２８０号公報（段落「００２９」、「００３３」等）
このような昇圧チョッパ回路を使用した電源装置は、例えば、負荷に供給される直流電圧の分圧値と制御目標電圧値とを比較してその誤差電圧を出力し、この誤差電圧値と電源電圧の分圧値と乗算器のゲインとからスイッチ電流ピークの制御目標値Ｉrefを求め、この制御目標値Ｉrefとスイッチ素子のオン時にこのスイッチ素子に流れる電流値Ｉswを比較し、電流値Ｉswが制御目標値Ｉrefに達した時スイッチ素子をターンオフし、また、チョークコイルに流れる電流を検出し、スイッチ素子をターンオフした後、チョークコイルに流れる電流がゼロになるとスイッチ素子をターンオンするというアナログ制御を行って入力電流歪みを抑制する、すなわち、力率を改善する制御を行っている。
このような電源装置を、例えば、マイクロコンピュータを使用してデジタル制御することを考えると、スイッチ素子に流れる電流や負荷に供給される直流電圧や電源電圧は所望の周波数でサンプリングしながらデジタル値に変換して取込むことになるため、サンプリングのタイミングと電流値Ｉswが制御目標値Ｉrefに達するタイミングが一致しなければスイッチ素子をターンオフさせることができなくなり、その結果、入力電流歪みが大きくなって充分な力率改善ができなくなるという問題が生じる。
そこで、本発明は、昇圧チョッパ回路のスイッチ素子のオン、オフ制御をデジタル制御で行うものにおいて、スイッチ素子を制御目標値近傍で確実にターンオフさせることができ、これにより、充分な力率改善ができる電源装置及びこの電源装置を使用した放電灯点灯装置並びに照明器具を提供する。
また、本発明は、構成を簡単化できる電源装置及びこの電源装置を使用した放電灯点灯装置並びに照明器具を提供する。
また、本発明は、構成を簡単化できる電源装置及びこの電源装置を使用した放電灯点灯装置並びに照明器具を提供する。
本発明は、交流電圧を全波整流する全波整流器と、チョークコイル、スイッチ素子、平滑コンデンサを設け、スイッチ素子のスイッチング動作によって平滑コンデンサに直流電圧を充電する昇圧チョッパ回路と、スイッチ素子のオン時にこのスイッチ素子に流れる電流を検出し、所定のサンプリング周期でデジタル化するスイッチ電流検出部と、昇圧チョッパ回路から負荷に供給される直流電圧を検出し、所定のサンプリング周期でデジタル化する負荷供給電圧検出部と、この負荷供給電圧検出部からの電圧サンプリング値と制御目標電圧値とを比較し、その誤差電圧値を算出する誤差電圧値算出手段と、この誤差電圧値算出手段からの誤差電圧値と全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値とからスイッチ素子に流れる電流のピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する電流目標値算出手段と、この電流目標値算出手段が算出したピーク制御目標値Ｉref(n)とスイッチ電流検出部からのスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)とを比較し、Ｉref(n)≦Ｉsw(n)になったときスイッチ素子をターンオフ制御し、チョークコイルに流れる電流がゼロになるタイミングでスイッチ素子をターンオン制御するスイッチ素子制御手段とを備えた電源装置にある。
また、本発明は、全波整流器からの電源電圧が低くなると狭くなり、電源電圧が高くなると広くなる許容幅δを設定し、スイッチ素子制御手段は、さらに、Ｉref(n)−Ｉsw(n)≦δのときスイッチ素子をターンオフ制御する電源装置にある。
また、本発明は、全波整流器からの電源電圧が低くなると狭くなり、電源電圧が高くなると広くなる許容幅δを設定し、電流目標値算出手段が算出したピーク制御目標値Ｉref(n)とスイッチ電流検出部からのスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)との差の絶対値が、許容値δ以下のときスイッチ素子をターンオフ制御する電源装置にある。
また、本発明は、全波整流器からの電源電圧が低くなると狭くなり、電源電圧が高くなると広くなる許容幅δを設定し、電流目標値算出手段が算出したピーク制御目標値Ｉref(n)とスイッチ電流検出部からのスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)との差の絶対値が、許容値δ以下のときスイッチ素子をターンオフ制御する電源装置にある。
また、本発明は、スイッチ電流検出部のサンプリング周期をＴs、全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値をＶrec(n)、昇圧チョッパ回路のチョークコイルのインダクタンス値をＬcとした時、許容値δを、δ≧（Ｖrec(n)×Ｔs）／（２×Ｌc）となるように設定した電源装置にある。
また、本発明は、スイッチ素子がターンオフした時点における、スイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(off)、全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値Ｖrec(n)及び負荷供給電圧検出部が検出した電圧サンプリング値Ｖdc(n)と、チョークコイルのインダクタンス値Ｌcとから、スイッチ素子がターンオフしてからチョークコイルに流れる電流がゼロになるまでの時間Ｔoffを求める時間演算手段を設け、スイッチ素子制御手段は、スイッチ素子がターンオフしてから時間Ｔoff経過後にそのスイッチ素子をターンオン制御する電源装置にある。
また、本発明は、スイッチ素子がターンオンしている期間においてスイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流の複数のサンプリング値Ｉsw(n)と全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値Ｖrec(n)とスイッチ電流検出部のサンプリング周期Ｔsとから、演算により求めたチョークコイルのインダクタンス値Ｌcを用いる電源装置にある。
また、本発明は、スイッチ素子がターンオフした時点における、スイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(off)、全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値Ｖrec(n)及び負荷供給電圧検出部が検出した電圧サンプリング値Ｖdc(n)と、チョークコイルのインダクタンス値Ｌcとから、スイッチ素子がターンオフしてからチョークコイルに流れる電流がゼロになるまでの時間Ｔoffを求める時間演算手段を設け、スイッチ素子制御手段は、スイッチ素子がターンオフしてから時間Ｔoff経過後にそのスイッチ素子をターンオン制御する電源装置にある。
また、本発明は、スイッチ素子がターンオンしている期間においてスイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流の複数のサンプリング値Ｉsw(n)と全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値Ｖrec(n)とスイッチ電流検出部のサンプリング周期Ｔsとから、演算により求めたチョークコイルのインダクタンス値Ｌcを用いる電源装置にある。
また、本発明は、スイッチ素子がターンオンしている期間においてスイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流の複数のサンプリング値Ｉsw(n)とチョークコイルのインダクタンス値Ｌcとスイッチ電流検出部のサンプリング周期Ｔsとから、演算により求めた全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値Ｖrec(n)を用いる電源装置にある。
また、本発明は、全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値Ｖrec(n)が所定のタイミングで更新されると、続いて、スイッチ素子が最初にターンオフした直後にピーク制御目標値Ｉref(n)を更新する電源装置にある。
また、本発明は、全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値Ｖrec(n)が所定のタイミングで更新されると、続いて、スイッチ素子が最初にターンオフした直後にピーク制御目標値Ｉref(n)を更新する電源装置にある。
また、本発明は、スイッチ素子のターンオン時に更新指令が発生すると、そのときにスイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流の複数のサンプリング値Ｉsw(n)とチョークコイルのインダクタンス値Ｌcとスイッチ電流検出部のサンプリング周期Ｔsとから新たなサンプリング値Ｖrec(n)を求めて更新し、また、スイッチ素子のターンオフ時に更新指令が発生すると、次にスイッチ素子がターンオンしたときにスイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流の複数のサンプリング値Ｉsw(n)とチョークコイルのインダクタンス値Ｌcとスイッチ電流検出部のサンプリング周期Ｔsとから新たなサンプリング値Ｖrec(n)を求めて更新する電源装置にある。
また、本発明は、新たなサンプリング値Ｖrec(n)が更新されると、続いて、スイッチ素子が最初にターンオフした直後にピーク制御目標値Ｉref(n)を更新する電源装置にある。
また、本発明は、更新指令が発生すると、その後スイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)がゼロより大きい値が２回以上連続して得られた場合に、そのサンプリング値Ｉsw(n)とチョークコイルのインダクタンス値Ｌcとスイッチ電流検出部のサンプリング周期Ｔsとから新たなサンプリング値Ｖrec(n)を求めて更新する電源装置にある。
また、本発明は、新たなサンプリング値Ｖrec(n)をスイッチ素子が最初にターンオフした直後に求めて更新し、さらに、ピーク制御目標値Ｉref(n)を更新する電源装置にある。
また、本発明は、上記した電源装置と、この電源装置から電力供給を受けるインバータ回路と、このインバータ回路の出力端子に接続された放電灯とを備えた放電灯点灯装置にある。
また、本発明は上記した放電灯点灯装置と、この放電灯点灯装置を組み込んだ照明器具本体とを備えた照明器具にある。
また、本発明は、上記した電源装置と、この電源装置から電力供給を受けるインバータ回路と、このインバータ回路の出力端子に接続された放電灯とを備えた放電灯点灯装置にある。
また、本発明は上記した放電灯点灯装置と、この放電灯点灯装置を組み込んだ照明器具本体とを備えた照明器具にある。
請求項１乃至１２記載の発明によれば、昇圧チョッパ回路のスイッチ素子のオン、オフ制御をデジタル制御で行うものにおいて、スイッチ素子を制御目標値近傍で確実にターンオフさせることができて充分な力率改善ができ、また、構成を簡単化できる電源装置を提供できる。
また、請求項２及び３記載の発明によれば、さらに、許容値が電源電圧の変化に応じて適切に変化し、スイッチ素子を適切なタイミングでターンオフさせることができる電源装置を提供できる。
また、請求項４記載の発明によれば、さらに、許容値δを、δ≧（Ｖrec(n)×Ｔs）／（２×Ｌc）となるように設定したので、サンプリング時には必ずスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)が、Ｉref(n)−δとＩref(n)＋δとの範囲に入るので、スイッチ素子をより制御目標値近傍で確実にターンオフさせることができる電源装置を提供できる。
また、請求項４記載の発明によれば、さらに、許容値δを、δ≧（Ｖrec(n)×Ｔs）／（２×Ｌc）となるように設定したので、サンプリング時には必ずスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)が、Ｉref(n)−δとＩref(n)＋δとの範囲に入るので、スイッチ素子をより制御目標値近傍で確実にターンオフさせることができる電源装置を提供できる。
また、請求項５乃至７記載の発明によれば、さらに、構成を簡単化できる電源装置を提供できる。
また、請求項８乃至１２記載の発明によれば、さらに、演算処理の負担が過大になるのを防止できる電源装置を提供できる。
また、請求項１３記載の発明よれば、充分な力率改善ができ、また、構成を簡単化できる放電灯点灯装置を提供できる。
また、請求項１４記載の発明よれば、充分な力率改善ができ、また、構成を簡単化できる照明器具を提供できる。
また、請求項８乃至１２記載の発明によれば、さらに、演算処理の負担が過大になるのを防止できる電源装置を提供できる。
また、請求項１３記載の発明よれば、充分な力率改善ができ、また、構成を簡単化できる放電灯点灯装置を提供できる。
また、請求項１４記載の発明よれば、充分な力率改善ができ、また、構成を簡単化できる照明器具を提供できる。
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図１に示すように、商用交流電源１にダイオードブリッジ回路からなる全波整流器２を接続している。そして、前記全波整流器２の出力端子間に昇圧チョッパ回路３を接続している。前記昇圧チョッパ回路３は、前記全波整流器２の出力端子間にチョークコイル４を介してＦＥＴ等からなるスイッチ素子５を接続し、そのスイッチ素子５にダイオード６を介して平滑コンデンサ７を並列に接続している。そして、前記昇圧チョッパ回路３の出力端子である平滑コンデンサ７の両端間に負荷８を接続している。
（第１の実施の形態）
図１に示すように、商用交流電源１にダイオードブリッジ回路からなる全波整流器２を接続している。そして、前記全波整流器２の出力端子間に昇圧チョッパ回路３を接続している。前記昇圧チョッパ回路３は、前記全波整流器２の出力端子間にチョークコイル４を介してＦＥＴ等からなるスイッチ素子５を接続し、そのスイッチ素子５にダイオード６を介して平滑コンデンサ７を並列に接続している。そして、前記昇圧チョッパ回路３の出力端子である平滑コンデンサ７の両端間に負荷８を接続している。
前記スイッチ素子５のオン時にこのスイッチ素子５に流れる電流Ｉswを検出部９で検出し、Ａ／Ｄ変換器１０を使用して所定のサンプリング周期でデジタル化して、スイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)を出力するスイッチ電流検出部を設けている。前記全波整流器２の出力を抵抗１１，１２の直列回路で分圧し、その分圧値ＶrecをＡ／Ｄ変換器１３を使用して所定のサンプリング周期でデジタル化して、電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)を出力する電源電圧検出部を設けている。
前記昇圧チョッパ回路３から負荷８に供給される直流電圧ＶＤＣを抵抗１４，１５の直列回路で分圧し、その分圧値ＶdcをＡ／Ｄ変換器１６を使用して所定のサンプリング周期でデジタル化して、出力電圧のサンプリング値Ｖdc(n)を出力する負荷供給電圧検出部を設けている。
前記Ａ／Ｄ変換器１０におけるサンプリング周期は、スイッチ素子５が高周波スイッチング動作するので、スイッチ素子５のスイッチング周波数よりも高い周波数でのサンプリングが求められる。他のＡ／Ｄ変換器１３，１６については、Ａ／Ｄ変換器１０に比べて低い周波数でサンプリングを行ってもよく、例えば、サンプリング周波数３ｋHz（サンプリング周期０．３３msec）でサンプリングするようになっている。なお、同一のクロックを使用して各Ａ／Ｄ変換器１０，１３，１６のサンプリング周期を同期させることが望ましい。
前記チョークコイル４に対して検出巻線１７を添設し、この検出巻線１７に発生する２次電圧の変化によってチョークコイル４に流れる電流を検出し、この電流がゼロになったことをゼロ電流検出部１８で検出して検出信号ＩLczを出力するようになっている。
前記Ａ／Ｄ変換器１０からのサンプリング値Ｉsw(n)、前記Ａ／Ｄ変換器１３からのサンプリング値Ｖrec(n)、前記Ａ／Ｄ変換器１６からのサンプリング値Ｖdc(n)及び前記ゼロ電流検出部１８からの検出信号ＩLczをＣＰＵ１９やメモリ２０等を設けたマイクロプロセッサ２１に供給している。
前記マイクロプロセッサ２１は、入力データをプログラム処理して出力制御を行うが、機能的には図２に示す構成になっている。すなわち、誤差電圧値算出手段を構成する第１の加算処理部２２を設け、この第１の加算処理部２２で前記Ａ／Ｄ変換器１６からの出力電圧のサンプリング値Ｖdc(n)と、直流電圧の制御目標値に相当する制御目標電圧値Ｖrefを比較しその誤差電圧値を算出するようになっている。そして、第１の加算処理部２２からの誤差電圧値を、電圧制御手段２３を経由して電流目標値算出手段を構成する乗算処理部２４に供給している。前記電圧制御手段２３は、例えば、ＰＩ制御器として構成できる。
前記乗算処理部２４は、電圧制御手段２３からの電圧値と、前記Ａ／Ｄ変換器１３からの電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)と、この乗算処理部のゲインGainとを乗算し、前記スイッチ素子５に流れる電流のピーク制御目標値Ｉref(n)を算出するようになっている。そして、そのピーク制御目標値Ｉref(n)を第２の加算処理部２５に供給している。
前記第２の加算処理部２５は、乗算処理部２４からのピーク制御目標値Ｉref(n)とＡ／Ｄ変換器１０からのスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)を比較し、その誤差値をピーク判定処理部２６に供給する。前記ピーク判定処理部２６はスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)がピーク制御目標値Ｉref(n)に達したことを判定すると、割込み要求を発生して割込み処理部２７に割込み処理を行わせ、割込み処理部２７は駆動信号をローレベルにする制御信号を出力し、それを駆動信号生成部２８に供給する。駆動信号生成部２８は前記スイッチ素子５をターンオフさせる駆動信号driveを出力して前記スイッチ素子５をターンオフ制御する。
また、前記ゼロ電流検出部１８からの検出信号ＩLczを割込み要求として割込み処理部２９に供給して割込み処理を行わせ、割込み処理部２９は駆動信号をハイレベルにする制御信号を出力し、それを前記駆動信号生成部２８に供給する。駆動信号生成部２８は前記スイッチ素子５をターンオンさせる駆動信号driveを出力して前記スイッチ素子５をターンオン制御する。
なお、前記ピーク判定処理部２６、割込み処理部２７，２９、駆動信号生成部２８はスイッチ素子制御手段を構成している。
なお、前記ピーク判定処理部２６、割込み処理部２７，２９、駆動信号生成部２８はスイッチ素子制御手段を構成している。
ところで、図３に示すように、Ａ／Ｄ変換器１０がＴs間隔でサンプリングしているとした場合に、そのサンプリングタイミングとスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)がピーク制御目標値Ｉref(n)に達するタイミングが一致することは少ない。なお、ピーク制御目標値Ｉref(n)は全波整流波形を基準にして生成したものであり、その変化は電源周波数の２倍程度である。これに対し、スイッチ素子５のスイッチング周波数は数１０ＫＨｚ〜１００ＫＨｚ程度であり、スイッチング周期の１サイクルで見ればピーク制御目標値Ｉref(n)は略一定と見なすことができる。
サンプリング周期Ｔsを小さくすればサンプリングタイミングとスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)がピーク制御目標値Ｉref(n)に達するタイミングと一致する確率が高くなるがハートウェアコストが上昇することになり、製品化する上で問題となる。
そこで、ピーク判定処理部２６において、図４に示すようにピーク制御目標値Ｉref(n)に所定の許容幅δを設定し、サンプリング値Ｉsw(n)が、サンプリング時にＩref(n)−δ〜Ｉref(n)＋δの範囲に入っていればサンプリング値Ｉsw(n)がピーク制御目標値Ｉref(n)に達したものと見なす。
例えば、図４の(a)に示すように、スイッチ電流が増加し、サンプリング時にサンプリング値Ｉsw(n)がＩref(n)−δとＩref(n)との間に入ると、サンプリング値Ｉsw(n)がピーク制御目標値Ｉref(n)に達したと見なして割込み処理部２７に割込みを要求し、駆動信号生成部２８からスイッチ素子５をターンオフさせる駆動信号driveを出力させる。これによりスイッチ素子５はターンオフし、スイッチ電流はゼロになる。
また、図４の(b)に示すように、スイッチ電流が増加し、サンプリング時にサンプリング値Ｉsw(n)がＩref(n)とＩref(n)＋δとの間に入ると、サンプリング値Ｉsw(n)がピーク制御目標値Ｉref(n)に達したと見なして割込み処理部２７に割込みを要求し、駆動信号生成部２８からスイッチ素子５をターンオフさせる駆動信号driveを出力させる。これによりスイッチ素子５はターンオフし、スイッチ電流はゼロになる。
スイッチ素子５がターンオフすると、チョークコイル４に蓄えられた磁気エネルギーがダイオード６を介して平滑コンデンサ７に充電され、検出巻線１７に発生する２次電圧が低下する。すなわち、チョークコイル４に流れる電流がゼロに近づく。そして、電流が略ゼロになると、ゼロ電流検出部１８から検出信号ＩLczが割込み処理部２９に供給され、駆動信号生成部２８からスイッチ素子５をターンオンさせる駆動信号driveを出力させる。これによりスイッチ素子５はターンオンし、スイッチ電流が再び流れるようになる。
このように、ピーク判定処理部２６において、サンプリング時に、｜Ｉref(n)−Ｉsw(n)｜≦δの条件を満足した時、サンプリング値Ｉsw(n)がピーク制御目標値Ｉref(n)に達したと見なして割込み処理部２７に割込みを要求してスイッチ素子５をターンオフさせるようにしているので、サンプリングタイミングとスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)がピーク制御目標値Ｉref(n)に達するタイミングが多少ずれても、スイッチ素子５を確実にターンオフさせることができる。これにより、入力電流歪みを極力抑えて充分な力率改善を図ることができる。
ところで、スイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)及びピーク制御目標値Ｉref(n)は全波整流器２からの電源電圧の変化に応じて変化する。従って、許容値δも全波整流器２からの電源電圧の変化に応じて変化させる。すなわち、電源電圧が低くなると狭くなり、電源電圧が高くなると広くなるように変化する。このように許容値δは電源電圧の変化に応じて適切に変化するので、スイッチ素子５を常に適切なタイミングでターンオフさせることができる。
一方、｜Ｉref(n)−Ｉsw(n)｜≦δの条件を設定した場合、許容値δが小さいときには図５に示すように、スイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)が｜Ｉref(n)−Ｉsw(n)｜≦δの条件を満たさない場合が生じることがある。すなわち、ｎサンプリング目のサンプリング値Ｉsw(n)がＩref(n)−δよりも小さく、（ｎ＋１）サンプリング目のサンプリング値Ｉsw(n+1)がＩref(n+1)＋δよりも大きくなる状態が生じる。このような状態が生じると、スイッチ素子５を確実にターンオフさせることができなくなる。
このような、事態に対処するために、例えば、図６に示すように、サンプリング値Ｉsw(n)がＩref(n)以下の時には、Ｉref(n)−Ｉsw(n)≦δの条件を設定するが、Ｉref(n)以上の時には、Ｉref(n)≦Ｉsw(n)の条件を満たせば直ちにスイッチ素子５をターンオフさせるようにする。これにより、スイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)がピーク制御目標値Ｉref(n)を越えるとＩref(n)に最も近いサンプリング時点でスイッチ素子５をターンオフさせることができる。こうして、スイッチ素子５を確実にスイッチング動作させることができ、入力電流歪みを極力抑えて充分な力率改善を図ることができる。
なお、この場合において、Ｉref(n)以下の時のＩref(n)−Ｉsw(n)≦δの条件を設定せず、Ｉref(n)≦Ｉsw(n)の条件のみを設定し、常にスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)がピーク制御目標値Ｉref(n)を越えるとスイッチ素子５をターンオフさせるようにしてもよい。このようにしてもスイッチ素子５を確実にスイッチング動作させることができる。
また、｜Ｉref(n)−Ｉsw(n)｜≦δの条件において、許容値δをＡ／Ｄ変換器１３からの電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)、サンプリング周期Ｔs、チョークコイル４のインダクタンス値Ｌcの関係から適切に設定すれば、サンプリング時にスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)が｜Ｉref(n)−Ｉsw(n)｜≦δの条件を必ず満たすようにすることができる。
スイッチ電流のサンプリング値Ｉswが１サンプリングの間に２×δより大きく増加することがあると、判定ができなくなる。すなわち、｜Ｉref(n)−Ｉsw(n)｜＞δとなり、かつ、｜Ｉref(n+1)−Ｉsw(n+1)｜＞δとなるので、判定ができなくなる。従って、１サンプリング間におけるスイッチ電流のサンプリング値Ｉswの増加率を２×δ以下になるようにする。
１サンプリング間におけるスイッチ電流のサンプリング値Ｉswの増加率は、電源電圧を一定と考えると、Ｖrec(n)／Ｌcとなる。そして、Ｖrec(n)／Ｌc＝（Ｉsw(n+1)−Ｉsw(n)）／Ｔsとして表すことができるので、１サンプリング間におけるスイッチ電流Ｉswの増加量（Ｉsw(n+1)−Ｉsw(n)）は、（Ｖrec(n)×Ｔs）／Ｌcとなる。この（Ｖrec(n)×Ｔs）／Ｌcが２×δ以下となるように設定すればよく、δ≧（Ｖrec(n)×Ｔs）／２×Ｌcとなる。
このように、許容値δを、δ≧（Ｖrec(n)×Ｔs）／２×Ｌcに設定することで、サンプリング時にスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)が｜Ｉref(n)−Ｉsw(n)｜≦δの条件を必ず満たすようになる。すなわち、サンプリング時において、サンプリング値Ｉsw(n)が、図７の(a)や(b)に示すように、必ずＩref(n)−δとＩref(n)＋δとの範囲に入るようになり、これにより、スイッチ素子５を確実にターンオフさせることができる。従って、スイッチ素子５を確実にスイッチング動作することができ、入力電流歪みを極力抑えて充分な力率改善を図ることができる。
また、電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)及び出力電圧のサンプリング値Ｖdc(n)が更新されたときにピーク制御目標値Ｉref(n)も更新される。従って、ピーク制御目標値Ｉref(n)は次に更新されるまでの間は一定値となる。そして、この間はスイッチ電流のピークもほぼ一定になるように制御される。従って、スイッチ電流波形の包絡線はステップ状に変化し、この変化したところでサンプリング値Ｖrec(n)が更新されることになる。
ここでは、電源電圧検出部のＡ／Ｄ変換器１３及び負荷供給電圧検出部のＡ／Ｄ変換器１６によるサンプリング周波数を３ｋHzとしている。このときにスイッチ電流の包絡波形が入力電流に現われた場合、その入力電流波形は図８に階段状の波形として示すような波形になる。そして、このときの高調波成分がどのようになっているかを調べたところ、表１の(a)に示す結果が得られた。この結果は、家電・汎用品高調波抑制対策ガイドラインにおけるクラスＣの機器に対する限度値を充分に満足するものであった。
クラスＣの限度値は、奇数高調波の場合、基本波入力電流に対して、３次は３０×λ（％）（但し、λは力率）、５次は１０（％）、７次は７（％）、９次は５（％）、１１次から３９次までは３（％）と規定されている。表１の(a)はこれを満足している。
これに対し、電源電圧検出部のＡ／Ｄ変換器１３及び負荷供給電圧検出部のＡ／Ｄ変換器１６によるサンプリング周波数を１．５ｋHzとした場合は、その入力電流波形は図９に階段状の波形として示すような波形になる。そして、このときの高調波成分がどのようになっているかを調べたところ、表１の(b)に示す結果が得られた。この結果は、クラスＣの機器に対する限度値から見ると、２９次や３１次において３％を越える高調波が現われ、若干不十分な結果が得られた。なお、この程度の高調波は、たとえば、全波整流器２の入力側に高調波を除去するフィルタを介挿することで対策が可能である。
また、電源電圧検出部のＡ／Ｄ変換器１３及び負荷供給電圧検出部のＡ／Ｄ変換器１６によるサンプリング周波数を１ｋHzとした場合は、その入力電流波形は図１０に階段状の波形として示すような波形になる。そして、このときの高調波成分がどのようになっているかを調べたところ、表１の(c)に示す結果が得られた。この結果は、クラスＣの機器に対する限度値から見ると、１９次で４％を越え、また、２３次において３％を越える高調波が現われ、不十分な結果が得られた。
このように、電源電圧検出部のＡ／Ｄ変換器１３及び負荷供給電圧検出部のＡ／Ｄ変換器１６によるサンプリング周波数を変化させることで高調波成分を増減させることができ、３ｋHzではクラスＣを充分に満足でき、１．５ｋHzでは若干不十分であった。そして、さらに検討したところ、サンプリング周波数がほぼ２ｋHz以上であればクラスＣを満足できることが分かった。
なお、サンプリング周波数がほぼ２ｋHz以上の場合に高調波成分がクラスＣを満足することが分かったが、さらに、周波数を電源周波数の整数倍とすれば、電源サイクルとサンプリングサイクルが同期するので、高調波成分を抑えるためにはより効果的である。また、周波数を電源周波数の偶数倍とすれば、入力電流波形を正負対象波形にでき、高調波成分を抑えるためにはより効果的である。
ところで、抵抗１１，１２で分圧された電源電圧Ｖrec及び抵抗１４，１５で分圧された出力電圧Ｖdcは電源周波数に基づいて変化、あるいは変動するものであり、スイッチ素子５のスイッチング周波数から見ると極めてゆっくりと変化する。すなわち、スイッチ素子５のスイッチング周期内では一定と見なすことができる。従って、Ａ／Ｄ変換器１３からのサンプリング値Ｖrec(n)及びＡ／Ｄ変換器１６からのサンプリング値Ｖdc(n)をスイッチ素子５がターンオンしてから最初のタイミングで取込んでメモリ２０に記憶し、それを１回のスイッチングサイクル内で使用するようにすれば、サンプリング値Ｖrec(n)及びＶdc(n)の取込みを頻繁に繰り返す必要はなく、処理を簡素化できる。
すなわち、図１１に示すように、スイッチ電流Ｉswがサンプリング周期Ｔsでサンプリングされ、スイッチ素子５のオン時にゼロから上昇し、スイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)が｜Ｉref(n)−Ｉsw(n)｜≦δの条件を満たすと、スイッチ素子５がターンオフしてスイッチ電流がゼロになり、チョークコイル４に流れる電流が略ゼロになるとスイッチ素子５が再びターンオンする動作が繰り返される。このとき、Ａ／Ｄ変換器１３からのサンプリング値をスイッチ素子５がターンオンしてから最初のタイミングｔ1で取込んでＶrec(n-1)からＶrec(n)へと更新させる。
そして、Ａ／Ｄ変換器１３からのサンプリング値が更新されると、続いて、その後にスイッチ素子５が最初にターンオフした直後のタイミングｔ2でピーク制御目標値をＩref(n-1)からＩref(n)へと更新させる。これにより、ＣＰＵ１９は新たなサンプリング値Ｖrec(n)に基づいてピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する演算処理をスイッチ素子５がターンオフしている期間に行うことができる。
スイッチ素子５がターンオフしている期間は、チョークコイル４に流れる電流が略ゼロになるのを待ち、略ゼロになるとゼロ電流検出部１８から検出信号ＩLczを出力し駆動信号生成部２８からスイッチ素子５を再度ターンオンさせるための駆動信号driveを出力させる制御を行うのみで、ＣＰＵ１９としては演算処理量が少ない期間である。この期間にＣＰＵ１９にピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する演算処理を行わせることで、ＣＰＵ１９において演算処理の負担が過大になるのを防止できる。
（第２の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
図１２に示すように、前述した第１の実施の形態に対して、検出巻線１７及びゼロ電流検出部１８を省略し、代りに、チョークコイル４に流れる電流がゼロになるタイミングを演算によって算出するようになっている。
そして、図１３に示すように、マイクロプロセッサ２１内に機能上のオフ時間算出部３１を設け、このオフ時間算出部３１にＡ／Ｄ変換器１６からのサンプリング値Ｖdc(n)及びＡ／Ｄ変換器１３からのサンプリング値Ｖrec(n)を供給している。
また、ピーク判定処理部２６１には、スイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)とピーク制御目標値Ｉref(n)との比較において、スイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)が｜Ｉref(n)−Ｉsw(n)｜≦δの条件を満たすか、Ｉref(n)−Ｉsw(n)≦δの条件及びＩref(n)≦Ｉsw(n)の条件を満たすか、それともＩref(n)≦Ｉsw(n)の条件のみを満たすか、これらの条件のいずれかが設定されており、スイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)が設定された条件を満たした時に割込み処理部２７に割込み要求を行うと共にソフトウェアによって構成されたソフトスイッチ３２をプログラム制御によって短時間オンして、そのときのスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)を前記オフ時間算出部３１に供給している。そして、割込み処理部２７による割込み処理によって駆動信号生成部２８はスイッチ素子５をターンオフさせる駆動信号driveを出力することになる。すなわち、ピーク判定処理部２６１はスイッチ素子５がターンオフする時点のスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)を前記オフ時間算出部３１に供給する制御を行う。
前記オフ時間算出部３１は、スイッチ素子５がターンオフする時点のスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(off)、Ａ／Ｄ変換器１６からのサンプリング値Ｖdc(n)、Ａ／Ｄ変換器１３からのサンプリング値Ｖrec(n)及びメモリ２０に記憶されているかプログラム中に設定されているチョークコイル４のインダクタンス値Ｌcを使用して、スイッチ素子５がターンオフしてからチョークコイル４に流れる電流がゼロになるまでの時間Ｔoffを算出するようになっている。すなわち、オフ時間算出部３１は、
Ｔoff＝｛Ｉsw(off)×Ｌc｝／｛Ｖdc(n)−Ｖrec(n)｝
の演算を行うようになっている。そして、算出した時間Ｔoffをマイクロプロセッサ２１内のタイマ機能を使用してカウントし、時間Ｔoffの経過後にオフ時間算出部３１から割込み処理部２９に割込み要求を供給する。これにより、前述した実施の形態におけるゼロ電流検出部１８と同等の機能を果たすことができる。そして、割込み処理部２９による割込み処理によって駆動信号生成部２８はスイッチ素子５をターンオンさせる駆動信号driveを出力することになる。
Ｔoff＝｛Ｉsw(off)×Ｌc｝／｛Ｖdc(n)−Ｖrec(n)｝
の演算を行うようになっている。そして、算出した時間Ｔoffをマイクロプロセッサ２１内のタイマ機能を使用してカウントし、時間Ｔoffの経過後にオフ時間算出部３１から割込み処理部２９に割込み要求を供給する。これにより、前述した実施の形態におけるゼロ電流検出部１８と同等の機能を果たすことができる。そして、割込み処理部２９による割込み処理によって駆動信号生成部２８はスイッチ素子５をターンオンさせる駆動信号driveを出力することになる。
この実施の形態においても、ピーク判定処理部２６１はスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)が条件を満足するピーク判定を行ってスイッチ素子５を確実にターンオフさせることができるので、前述した実施の形態と同様に、スイッチ素子５を確実にスイッチング動作することができ、入力電流歪みを極力抑えて充分な力率改善を図ることができる。しかも、検出巻線１７及びゼロ電流検出部１８を省略できるので、ハード構成を簡単化できる。
なお、この実施の形態においてはチョークコイル４のインダクタンス値Ｌcをメモリ２０に記憶するかプログラム中に設定するようにしたがこれに限定するものではなく、演算によって求めてもよい。すなわち、図１４に示すように、スイッチ電流におけるｎサンプリング目のサンプリング値Ｉsw(n)と（ｎ＋１）サンプリング目のサンプリング値Ｉsw(n+1)を使用する。サンプリング周期をＴsとすると、電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)はサンプリング周期に対しては一定と見なすことができるので、昇圧チョッパの動作原理から、
Ｖrec(n)＝Ｌc×ｄ／ｄｔ・Ｉsw(t)
が成立する。右辺の微分項は、離散時間であることを考慮すると、
Ｖrec(n)＝Ｌc×｛Ｉsw(n+1)−Ｉsw(n)｝／Ｔs
となり、
Ｌc＝｛Ｖrec(n)×Ｔs｝／｛Ｉsw(n+1)−Ｉsw(n)｝
によって求めることができる。従って、このようにして求めたインダクタンス値Ｌcをメモリ２０に格納して使用すれば、常に実際に使用しているチョークコイルのインダクタンス値を使用することになるので、チョークコイルの部品間におけるインダクタンス値のばらつきの影響を受けずに時間Ｔoffの算出ができる。
Ｖrec(n)＝Ｌc×ｄ／ｄｔ・Ｉsw(t)
が成立する。右辺の微分項は、離散時間であることを考慮すると、
Ｖrec(n)＝Ｌc×｛Ｉsw(n+1)−Ｉsw(n)｝／Ｔs
となり、
Ｌc＝｛Ｖrec(n)×Ｔs｝／｛Ｉsw(n+1)−Ｉsw(n)｝
によって求めることができる。従って、このようにして求めたインダクタンス値Ｌcをメモリ２０に格納して使用すれば、常に実際に使用しているチョークコイルのインダクタンス値を使用することになるので、チョークコイルの部品間におけるインダクタンス値のばらつきの影響を受けずに時間Ｔoffの算出ができる。
インダクタンス値Ｌcの求めるタイミングとしては、例えば、スイッチ素子５のスイッチングサイクル毎に求め、その求めた値Ｌcを使用して次のターンオフからチョーク電流がゼロになるまでの時間Ｔoffを算出すれば良い。この場合に、スイッチ素子５がターンオンしてから１回目のサンプリング時のサンプリング値Ｉsw(1)と２回目のサンプリング時のサンプリング値Ｉsw(2)を使用すればスイッチングサイクルの早い段階でインダクタンス値Ｌcを求めることができる。
また、インダクタンス値Ｌcをスイッチ素子５のスイッチングサイクル毎に求めずに、最初のスイッチングサイクルで求めて、その値Ｌcをメモリ２０に格納し、その後のスイッチングサイクルではメモリ２０に記憶されている値Ｌcを使用するようにしてもよい。このようにすれば、インダクタンス値Ｌcを求める処理が簡単になる。また、スイッチ素子５のスイッチングサイクルが所定回数行われる毎にインダクタンス値Ｌcを求めてメモリ２０の値を更新するようにしてもよい。
なお、この実施の形態においても、前記実施の形態と同様に、Ａ／Ｄ変換器１３からのサンプリング値をスイッチ素子５がターンオンしてから最初のタイミングで取込んでＶrec(n-1)からＶrec(n)へと更新させ、サンプリング値が更新されると、続いて、その後にスイッチ素子５が最初にターンオフした直後のタイミングでピーク制御目標値をＩref(n-1)からＩref(n)へと更新させる処理を行い、ＣＰＵ１９において演算処理の負担が過大になるのを防止できるものである。
（第３の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
図１５に示すように、前述した第２の実施の形態に対して、さらに、抵抗１１，１２の直列分圧回路及びＡ／Ｄ変換器１３を省略し、代りに、電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)を演算によって算出するようになっている。
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
図１５に示すように、前述した第２の実施の形態に対して、さらに、抵抗１１，１２の直列分圧回路及びＡ／Ｄ変換器１３を省略し、代りに、電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)を演算によって算出するようになっている。
そして、図１６に示すように、マイクロプロセッサ２１内に第３の加算処理部３３を設け、この加算処理部３３に（ｎ−１）サンプリング目のサンプリング値Ｉsw(n-1)とｎサンプリング目のサンプリング値Ｉsw(n)を入力し、この加算処理部３３から出力｛Ｉsw(n)−Ｉsw(n-1)｝を第２の乗算処理部３４に供給している。
前記第２の乗算処理部３４は、出力｛Ｉsw(n)−Ｉsw(n-1)｝の他、チョークコイル４のインダクタンス値Ｌcと１／Ｔsを入力して、電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)を、
Ｖrec(n)＝｛Ｉsw(n)−Ｉsw(n-1)｝×Ｌc／Ｔs
よって算出し、そのサンプリング値Ｖrec(n)を乗算処理部２４に供給している。なお、インダクタンス値Ｌcと１／Ｔsについては予めメモリ２０に記憶しておくか、プログラム中に記載しておく。
Ｖrec(n)＝｛Ｉsw(n)−Ｉsw(n-1)｝×Ｌc／Ｔs
よって算出し、そのサンプリング値Ｖrec(n)を乗算処理部２４に供給している。なお、インダクタンス値Ｌcと１／Ｔsについては予めメモリ２０に記憶しておくか、プログラム中に記載しておく。
また、マイクロプロセッサ２１内に機能上のオフ時間算出部３１を設け、このオフ時間算出部３１にチョークコイル４のインダクタンス値Ｌc、Ａ／Ｄ変換器１６からのサンプリング値Ｖdc(n)、前記第２の乗算処理部３４からのサンプリング値Ｖrec(n)、スイッチ素子５がターンオフする時点のスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(off)をそれぞれ供給している。
前記オフ時間算出部３１は、スイッチ素子５がターンオフしてからチョークコイル４に流れる電流がゼロになるまでの時間Ｔoffを、｛Ｉsw(off)×Ｌc｝／｛Ｖdc(n)−Ｖrec(n)｝の演算によって求める。
そして、算出した時間Ｔoffをマイクロプロセッサ２１内のタイマ機能を使用してカウントし、時間Ｔoffの経過後にオフ時間算出部３１から割込み処理部２９に割込み要求を供給する。これにより、前述した実施の形態におけるゼロ電流検出部１８と同等の機能を果たすことができる。そして、割込み処理部２９による割込み処理によって駆動信号生成部２８はスイッチ素子５をターンオンさせる駆動信号driveを出力することになる。
この実施の形態においても、ピーク判定処理部２６１はスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)が条件を満足するピーク判定を行ってスイッチ素子５を確実にターンオフさせることができるので、前述した実施の形態と同様に、スイッチ素子５を確実にスイッチング動作することができ、入力電流歪みを極力抑えて充分な力率改善を図ることができる。しかも、検出巻線１７、ゼロ電流検出部１８の他、さらに抵抗１１，１２の直列分圧回路及びＡ／Ｄ変換器１３を省略できるので、ハード構成をより簡単化できる。
第２の乗算処理部３４は電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)を演算により算出して乗算処理部２４に供給するが、この算出タイミングはＣＰＵ１９からのサンプリング値Ｖrecの更新指令によって決められる。ＣＰＵ１９はこの更新指令を内部に設けたタイマを使用して一定の時間間隔で発生する。
この実施の形態では、ＣＰＵ１９から更新指令が発生する毎に電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)を演算により算出して更新し、その更新に基づいてピーク制御目標値Ｉref(n)も更新する。
以下、この更新のタイミングについて述べる。
以下、この更新のタイミングについて述べる。
先ず、一つは、スイッチ素子５のターンオン時に更新指令が発生すると、そのときに検出したスイッチ電流Ｉswの複数、例えば２つのサンプリング値Ｉsw(n)とチョークコイル４のインダクタンス値Ｌcとサンプリング周期Ｔsとから新たなサンプリング値Ｖrec(n)を求めて更新し、スイッチ素子５のターンオフ時に更新指令が発生すると、次にスイッチ素子５がターンオンしたときに検出したスイッチ電流Ｉswの２つのサンプリング値Ｉsw(n)とチョークコイル４のインダクタンス値Ｌcとサンプリング周期Ｔsとから新たなサンプリング値Ｖrec(n)を求めて更新し、サンプリング値Ｖrec(n)が更新されると、続いて、スイッチ素子５が最初にターンオフした直後にピーク制御目標値Ｉref(n)を更新する制御を行うものである。
すなわち、図１７に示すように、更新指令がスイッチ素子５のターンオン時のタイミングｔ3で発生すると、第３の加算処理部３３と第２の乗算処理部３４とにより、そのときのスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n-1)と次のスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)とから出力｛Ｉsw(n)−Ｉsw(n-1)｝を求め、続いて、｛Ｉsw(n)−Ｉsw(n-1)｝とチョークコイル４のインダクタンス値Ｌcと１／Ｔsとから、新たな電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)を算出し、そのタイミングｔ4にて電源電圧のサンプリング値をＶrec(n-1)からＶrec(n)へと更新する。
そして、サンプリング値が更新されると、続いて、その後にスイッチ素子５が最初にターンオフした直後のタイミングｔ5でピーク制御目標値をＩref(n-1)からＩref(n)へと更新させる。これにより、ＣＰＵ１９は新たなサンプリング値Ｖrec(n)に基づいてピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する演算処理をスイッチ素子５がターンオフしている期間に行うことができる。
また、更新指令がスイッチ素子５のターンオフ時のタイミングｔ6で発生すると、次にスイッチ素子５がターンオンするのを待ち、スイッチ素子５がターンオンすると、第３の加算処理部３３と第２の乗算処理部３４とにより、タイミングｔ3でのスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n-1)と次のタイミングｔ4でのスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)とから出力｛Ｉsw(n)−Ｉsw(n-1)｝を求め、続いて、｛Ｉsw(n)−Ｉsw(n-1)｝とチョークコイル４のインダクタンス値Ｌcと１／Ｔsとから、新たな電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)を算出し、そのタイミングｔ4にて電源電圧のサンプリング値をＶrec(n-1)からＶrec(n)へと更新する。
そして、サンプリング値が更新されると、続いて、その後にスイッチ素子５が最初にターンオフした直後のタイミングｔ5でピーク制御目標値をＩref(n-1)からＩref(n)へと更新させる。これにより、ＣＰＵ１９は新たなサンプリング値Ｖrec(n)に基づいてピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する演算処理をスイッチ素子５がターンオフしている期間に行うことができる。
このように、スイッチ素子５がターンオフしている期間にピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する演算処理を行わせることで、ＣＰＵ１９において演算処理の負担が過大になるのを防止できる。
このように、スイッチ素子５がターンオフしている期間にピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する演算処理を行わせることで、ＣＰＵ１９において演算処理の負担が過大になるのを防止できる。
もう一つは、更新指令が発生すると、その後検出したスイッチ電流Ｉswのサンプリング値Ｉsw(n)がゼロより大きい値が２回以上連続して得られた場合に、そのサンプリング値Ｉsw(n)とチョークコイル４のインダクタンス値Ｌcとサンプリング周期Ｔsとから、スイッチ素子５が最初にターンオフした直後に新たなサンプリング値Ｖrec(n)を求めて更新し、さらに、ピーク制御目標値Ｉref(n)を更新する制御を行うものである。
すなわち、図１８に示すように、更新指令がスイッチ素子５のターンオン時のタイミングｔ7で発生すると、第３の加算処理部３３と第２の乗算処理部３４とにより、そのときのスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n-1)とこれに連続した次のスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)とから出力｛Ｉsw(n)−Ｉsw(n-1)｝を求める。
そして、その後にスイッチ素子５が最初にターンオフした直後のタイミングｔ8で、｛Ｉsw(n)−Ｉsw(n-1)｝とチョークコイル４のインダクタンス値Ｌcと１／Ｔsとから、新たな電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)を算出し、電源電圧のサンプリング値をＶrec(n-1)からＶrec(n)へと更新する。さらに、更新されたサンプリング値Ｖrec(n)に基づいてピーク制御目標値をＩref(n-1)からＩref(n)へと更新させる。
これにより、ＣＰＵ１９はサンプリング値Ｖrec(n)を算出する演算処理及びピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する演算処理をスイッチ素子５がターンオフしている期間に行うことができる。
これにより、ＣＰＵ１９はサンプリング値Ｖrec(n)を算出する演算処理及びピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する演算処理をスイッチ素子５がターンオフしている期間に行うことができる。
また、更新指令がスイッチ素子５のターンオフ時のタイミングｔ9で発生すると、スイッチ電流がゼロになっているので次にスイッチ素子５がターンオンするのを待つ。そして、スイッチ素子５がターンオンすると、スイッチ電流がゼロよりも大きくなるので、第３の加算処理部３３と第２の乗算処理部３４とにより、タイミングｔ7でのスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n-1)とこれに連続した次のスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)とから出力｛Ｉsw(n)−Ｉsw(n-1)｝を求め、続いて、｛Ｉsw(n)−Ｉsw(n-1)｝とチョークコイル４のインダクタンス値Ｌcと１／Ｔsとから、新たな電源電圧のサンプリング値Ｖrec(n)を算出し、電源電圧のサンプリング値をＶrec(n-1)からＶrec(n)へと更新する。さらに、更新されたサンプリング値Ｖrec(n)に基づいてピーク制御目標値をＩref(n-1)からＩref(n)へと更新させる。
これにより、ＣＰＵ１９はサンプリング値Ｖrec(n)を算出する演算処理及びピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する演算処理をスイッチ素子５がターンオフしている期間に行うことができる。
このように、スイッチ素子５がターンオフしている期間にサンプリング値Ｖrec(n)を算出する演算処理とピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する演算処理を行わせることで、ＣＰＵ１９において演算処理の負担が過大になるのを防止できる。
このように、スイッチ素子５がターンオフしている期間にサンプリング値Ｖrec(n)を算出する演算処理とピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する演算処理を行わせることで、ＣＰＵ１９において演算処理の負担が過大になるのを防止できる。
（第４の実施の形態）
図１９に示すように、商用交流電源１に電源装置５１を接続し、この電源装置５１の出力端子にインバータ回路５２を接続し、このインバータ回路５２の出力端子に放電灯５３を接続し、この放電灯５３に予熱用コンデンサ５４を並列に接続して放電灯点灯装置を構成している。
図１９に示すように、商用交流電源１に電源装置５１を接続し、この電源装置５１の出力端子にインバータ回路５２を接続し、このインバータ回路５２の出力端子に放電灯５３を接続し、この放電灯５３に予熱用コンデンサ５４を並列に接続して放電灯点灯装置を構成している。
前記電源装置としては、前述した各実施の形態のいずれかを使用している。そして、負荷として前記インバータ回路５２及び放電灯５３を接続し、前記インバータ回路５２は高周波スイッチング動作して放電灯５３を高周波点灯するようになっている。
このような構成の放電灯点灯装置１００を、図２０に示すように、照明器具本体１０１の中央裏面部に組み込み、この照明器具本体１０１の両ソケット１０１ａ，１０１ｂ間に前記放電灯５３を装填している。
このように、前述した各実施の形態に記載した電源装置のいずれかを使用することで、入力力率が改善された放電灯点灯装置及び照明器具が実現できる。また、前述した第２、第３の実施の形態に記載した電源装置のいずれかを使用することで、構成が簡単な放電灯点灯装置及び照明器具が実現できる。
このように、前述した各実施の形態に記載した電源装置のいずれかを使用することで、入力力率が改善された放電灯点灯装置及び照明器具が実現できる。また、前述した第２、第３の実施の形態に記載した電源装置のいずれかを使用することで、構成が簡単な放電灯点灯装置及び照明器具が実現できる。
２…全波整流器、３…昇圧チョッパ回路、４…チョークコイル、５…スイッチ素子、７…平滑コンデンサ、９…検出部、１０，１６…Ａ／Ｄ変換器、２１…マイクロプロセッサ。
Claims (14)
- 交流電圧を全波整流する全波整流器と、
チョークコイル、スイッチ素子、平滑コンデンサを設け、前記スイッチ素子のスイッチング動作によって前記平滑コンデンサに直流電圧を充電する昇圧チョッパ回路と、
前記スイッチ素子のオン時にこのスイッチ素子に流れる電流を検出し、所定のサンプリング周期でデジタル化するスイッチ電流検出部と、
前記昇圧チョッパ回路から負荷に供給される直流電圧を検出し、所定のサンプリング周期でデジタル化する負荷供給電圧検出部と、
この負荷供給電圧検出部からの電圧サンプリング値と制御目標電圧値とを比較し、その誤差電圧値を算出する誤差電圧値算出手段と、
この誤差電圧値算出手段からの誤差電圧値と前記全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値とからスイッチ素子に流れる電流のピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する電流目標値算出手段と、
この電流目標値算出手段が算出したピーク制御目標値Ｉref(n)と前記スイッチ電流検出部からのスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)とを比較し、Ｉref(n)≦Ｉsw(n)になったとき前記スイッチ素子をターンオフ制御し、前記チョークコイルに流れる電流がゼロになるタイミングで前記スイッチ素子をターンオン制御するスイッチ素子制御手段と、
を備えたことを特徴とする電源装置。 - 全波整流器からの電源電圧が低くなると狭くなり、電源電圧が高くなると広くなる許容幅δを設定し、前記スイッチ素子制御手段は、さらに、Ｉref(n)−Ｉsw(n)≦δのときスイッチ素子をターンオフ制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 交流電圧を全波整流する全波整流器と、
チョークコイル、スイッチ素子、平滑コンデンサを設け、前記スイッチ素子のスイッチング動作によって前記平滑コンデンサに直流電圧を充電する昇圧チョッパ回路と、
前記スイッチ素子のオン時にこのスイッチ素子に流れる電流を検出し、所定のサンプリング周期でデジタル化するスイッチ電流検出部と、
前記昇圧チョッパ回路から負荷に供給される直流電圧を検出し、所定のサンプリング周期でデジタル化する負荷供給電圧検出部と、
この負荷供給電圧検出部からの電圧サンプリング値と制御目標電圧値とを比較し、その誤差電圧値を算出する誤差電圧値算出手段と、
この誤差電圧値算出手段からの誤差電圧値と前記全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値とからスイッチ素子に流れる電流のピーク制御目標値Ｉref(n)を算出する電流目標値算出手段と、
前記全波整流器からの電源電圧が低くなると狭くなり、電源電圧が高くなると広くなる許容幅δを設定し、前記電流目標値算出手段が算出したピーク制御目標値Ｉref(n)と前記スイッチ電流検出部からのスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)との差の絶対値が、許容値δ以下のときスイッチ素子をターンオフ制御し、前記チョークコイルに流れる電流がゼロになるタイミングで前記スイッチ素子をターンオン制御するスイッチ素子制御手段と、
を備えたことを特徴とする電源装置。 - スイッチ電流検出部のサンプリング周期をＴs、全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値をＶrec(n)、昇圧チョッパ回路のチョークコイルのインダクタンス値をＬcとした時、許容値δを、δ≧（Ｖrec(n)×Ｔs）／（２×Ｌc）となるように設定したことを特徴とする請求項２又は３記載の電源装置。
- スイッチ素子がターンオフした時点における、スイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(off)、全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値Ｖrec(n)及び負荷供給電圧検出部が検出した電圧サンプリング値Ｖdc(n)と、チョークコイルのインダクタンス値Ｌcとから、前記スイッチ素子がターンオフしてから前記チョークコイルに流れる電流がゼロになるまでの時間Ｔoffを求める時間演算手段を設け、
スイッチ素子制御手段は、前記スイッチ素子がターンオフしてから時間Ｔoff経過後にそのスイッチ素子をターンオン制御することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１記載の電源装置。 - 時間演算手段は、スイッチ素子がターンオンしている期間においてスイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流の複数のサンプリング値Ｉsw(n)と全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値Ｖrec(n)と前記スイッチ電流検出部のサンプリング周期Ｔsとから、演算により求めたチョークコイルのインダクタンス値Ｌcを用いることを特徴とする請求項５記載の電源装置。
- 電流目標値算出手段は、スイッチ素子がターンオンしている期間においてスイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流の複数のサンプリング値Ｉsw(n)とチョークコイルのインダクタンス値Ｌcと前記スイッチ電流検出部のサンプリング周期Ｔsとから、演算により求めた全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値Ｖrec(n)を用いることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１記載の電源装置。
- 全波整流器から出力される電圧に基づくサンプリング値Ｖrec(n)が所定のタイミングで更新されると、続いて、電流目標値算出手段は、スイッチ素子が最初にターンオフした直後にピーク制御目標値Ｉref(n)を更新することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１記載の電源装置。
- 演算により求めるサンプリング値Ｖrec(n)は、スイッチ素子のターンオン時に更新指令が発生すると、そのときにスイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流の複数のサンプリング値Ｉsw(n)とチョークコイルのインダクタンス値Ｌcと前記スイッチ電流検出部のサンプリング周期Ｔsとから新たなサンプリング値Ｖrec(n)を求めて更新し、前記スイッチ素子のターンオフ時に更新指令が発生すると、次に前記スイッチ素子がターンオンしたときにスイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流の複数のサンプリング値Ｉsw(n)とチョークコイルのインダクタンス値Ｌcと前記スイッチ電流検出部のサンプリング周期Ｔsとから新たなサンプリング値Ｖrec(n)を求めて更新することを特徴とする請求項７記載の電源装置。
- 新たなサンプリング値Ｖrec(n)が更新されると、続いて、電流目標値算出手段は、スイッチ素子が最初にターンオフした直後にピーク制御目標値Ｉref(n)を更新することを特徴とする請求項９記載の電源装置。
- 演算により求めるサンプリング値Ｖrec(n)は、更新指令が発生すると、その後スイッチ電流検出部が検出したスイッチ電流のサンプリング値Ｉsw(n)がゼロより大きい値が２回以上連続して得られた場合に、そのサンプリング値Ｉsw(n)とチョークコイルのインダクタンス値Ｌcと前記スイッチ電流検出部のサンプリング周期Ｔsとから新たなサンプリング値Ｖrec(n)を求めて更新することを特徴とする請求項７記載の電源装置。
- 新たなサンプリング値Ｖrec(n)はスイッチ素子が最初にターンオフした直後に求めて更新し、さらに、電流目標値算出手段がピーク制御目標値Ｉref(n)を更新することを特徴とする請求項１１記載の電源装置。
- 請求項１乃至１２のいずれか１記載の電源装置と、この電源装置から電力供給を受けるインバータ回路と、このインバータ回路の出力端子に接続された放電灯とを備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
- 請求項１３記載の放電灯点灯装置と、この放電灯点灯装置を組み込んだ照明器具本体とを備えたことを特徴とする照明器具。
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